JPS6343936B2

JPS6343936B2 -

Info

Publication number: JPS6343936B2
Application number: JP54024768A
Authority: JP
Inventors: Junji Namiki
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1979-03-02
Filing date: 1979-03-02
Publication date: 1988-09-01
Also published as: JPS55133156A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は無線伝送の直交偏波共用にともない
生じる交差偏波干渉補償技術に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a technique for compensating for cross-polarization interference that occurs with orthogonal polarization sharing in wireless transmission.

マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で、更
に、増大していくことが予想され、準ミリ波以上
の周波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の
周波数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつ
ている。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）
の４〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告に
は、直交偏波を使用することが明記されている。
また、衛星通信においても、INTELSAT（国際
電気通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で
用いられてきた４〜GGHz帯での直交偏波共用技
術を実用化する模様である。 Microwave band wireless communications are rapidly developing, centering on terrestrial communications and satellite communications. The demand for wireless communications is expected to further increase in the future due to the expansion of mobile communication services, and along with the development of sub-millimeter wave and higher frequency bands, so-called frequency regeneration of current frequency bands with high practical value is expected. The idea of using it is increasing. CCIR (International Radiocommunication Consultative Committee)
The 4-6 GHz FM Radio Frequency Deployment Recommendation specifies the use of orthogonal polarization.
Also, in satellite communications, INTELSAT (International Telecommunication Satellite Organization) is expected to put into practical use the technology for sharing orthogonal polarization in the 4-GGHz band, which has been used with single polarization on V-series satellites.

これら直交偏波共用化の達成に、アンテナや給
電装置などの偏波特性の改善と共に、降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する、交
差偏波補償回路の開発、重要な課題となつてい
る。 In order to achieve these orthogonal polarizations, it is important to develop a cross-polarization compensation circuit that compensates for the deterioration of polarization characteristics during radio wave propagation due to rain, etc., as well as improving the polarization characteristics of antennas and power supply devices. This has become a major issue.

本来自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの謀質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると交差偏波
の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル干
渉を起すことになる。 Originally, free space is independent of two orthogonal polarized waves, and is a transmission line that can simultaneously transmit both polarized waves. However, in actual propagation paths, there is anisotropy due to factors such as rain, and the orthogonal polarized waves If a shared system is adopted, the coupling between polarized waves due to the generation of cross-polarized waves will cause interference between different polarization channels.

交差偏波補償技術はかかる偏波間の結合をアン
テナ給電装置か無線機器内に補償回路を設けて自
動的な補償を行なうものである。 Cross-polarization compensation technology automatically compensates for such coupling between polarized waves by providing a compensation circuit within the antenna feeder or wireless equipment.

従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから前述の交差偏
波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相器
と減衰器とを設け直交度復元を行う方式や中間周
波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉を消
去する方式等がよく研究され実用化されてきてい
る。 Conventionally, microwave band communication has centered on analog transmission centered on FM, so the cross-polarization compensation method described above also uses a variable phase shifter and an attenuator around the antenna feeder to restore orthogonality. Methods for canceling interference between different polarized waves by providing an interference wave compensation circuit in the intermediate frequency band have been well studied and put into practical use.

近年、マイクロ波帯に於いてもデイジタル伝送
が使用される様になり交差偏波補償方式について
もデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の良
い方式の提案が要請されている。 In recent years, digital transmission has come into use even in the microwave band, and there is a need to propose a more efficient cross-polarization compensation method that takes advantage of the characteristics of digital transmission.

本発明の目的はデイジタル伝送に於ける交差偏
波補償自動等化技術を用いて行う交差偏波補償回
路を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a cross-polarization compensation circuit that uses cross-polarization compensation automatic equalization technology in digital transmission.

この発明によれば単一偏波用の現用のアンテナ
系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波数
での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うことが
できる。 According to the present invention, it is possible to perform digital transmission for shared orthogonal polarization at the same carrier frequency through a current antenna system for single polarization and intermediate frequency equipment.

現在、衛星用アンテナのビーム幅は地上マイク
ロ回線のそれに比較してかなり広いこと、またク
ローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電力
を高める為非対称ビームを用いていること、また
宇宙空間に於けるフアラデーローテーシヨン等
により、高い直交偏波識別度が期待できない。 Currently, the beam width of satellite antennas is considerably wider than that of terrestrial microcircuits, and that clobal beam antennas use asymmetric beams to increase effective transmission power. Due to rotation etc., high orthogonal polarization discrimination cannot be expected.

このような伝送系において、本発明は従来方式
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点
で、より経済的であり、しかもTDMAの様に同
一アンテナで複数局の信号を時分割的に受信する
様な場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。この発明の回路は、同一のビツ
ト・レートの第１および第２のデイジタルデータ
系列……a_k-2，a_k-1，a_k，a_k+1，a_k+2……および
……b_k-2，b_k-1，b_k，b_k+1，b_k+2……を相直交す
る第１および第２の偏波にそれぞれ乗せるデイジ
タル無線伝送に於いて、前記第１および第２の系
列に対応して受信側で前記第１および第２の偏波
からそれぞれ得られる第３および第４の系列……
A_k-2，A_k-1，A_k，A_k+1，A_k+2……および……
B_k-2，B_k-1，B_k，B_k+1，B_k+2……からＭ，M′，
Ｎ，N′を零または正の整数として C_k＝_N′ 〓^i=-N α_i・A_k+i＋_M 〓^i=-M β_i・B_k+i なる第５の系列……C_k-2，C_k-1，C_k，C_k+1，C_k+2
……を出力する第１のフイルターと、 d_k＝_M′ 〓^i=-N β_i・A_k+i＋_N′ 〓^i=-N α_i・B_k+i （但し、α_i，β_iは複素定数）なる第６の系列……d_k-2，d_k-1，d_k，d_k+1，d_k+2
……を出力する第２のフイルターとを含み前記第
１のフイルターを通すことにより第２の偏波から
第１の偏波への交差偏波干渉を除去し前記第１の
系列を得、かつ前記第２のフイルターを通すこと
により第１の偏波から第２の偏波への交差偏波干
渉を除去し、前記第２の系列を得ることを特徴と
する。 In such a transmission system, the present invention is significantly superior to the conventional system, and is more economical in that it does not require any modification to the existing transmission system. Even when signals from multiple stations are received in a time-division manner using the same antenna, as in TDMA, cross-polarization compensation can be performed for each transmitting station individually. The circuit of the present invention is capable of generating first and second digital data sequences of the same bit rate...a _k-2 , a _k-1 , a _k , a _k+1 , a _k+2 , and... In digital wireless transmission in which b _k-2 , b _k-1 , b _k , b _k+ 1 , b _k+2 . Third and fourth sequences respectively obtained from the first and second polarized waves on the receiving side corresponding to the second sequence...
A _k-2 , A _k-1 , A _k , A _k+1 , A _k+2 ...and...
B _k-2 , B _k-1 , B _k , B _k+1 , B _k+2 ... from M, M′,
The fifth series, where N and N′ are zero or positive integers, is C _k = _N ′ 〓 ^i=-N α _i・A _k+i + _M 〓 ^i=-M β _i・B _k+i ……C _k-2 , C _k-1 , C _k , C _k+1 , C _k+2
..., d _k = _M ′ 〓 ^i=-N β _i・A _k+i + _N ′ 〓 ^i=-N α _i・B _k+i (however, α _i , β _i is a complex constant)... d _k-2 , d _k-1 , d _k , d _k+1 , d _k+2
a second filter that outputs..., and removes cross-polarized interference from the second polarized wave to the first polarized wave by passing it through the first filter to obtain the first sequence, and Cross polarization interference from the first polarized wave to the second polarized wave is removed by passing it through the second filter to obtain the second sequence.

次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。 Next, the present invention will be explained in detail with reference to the drawings.

第１図はデイジタル伝送用の従来の線形自動等
化器はブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……a_k-1，a_k，
a_k+1……が秒間隔で次々に加えられる。 FIG. 1 is a block diagram of a conventional linear automatic equalizer for digital transmission. Band-limited random pulses are connected to the terminal 100...a _k-1 , a _k ,
a _k+1 ... are added one after another at intervals of seconds.

図中、参照数字１，２，３および４はＴ秒の遅
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また参照数字１２は信号識別
回路であり、パルスa_kを送信した時の受信信号
A_kから推定値A^_kを得るものであり、伝送誤りが
発生しなければa_k＝A^kと推定される。 In the figure, reference numerals 1, 2, 3 and 4 are T-second delay circuits, reference numerals 5, 6, 7, 8 and 9 are variable attenuators, reference numeral 10 is an adder, reference numeral 11 is a sampler, Reference numeral 12 is a signal identification circuit, and the received signal when the pulse a _k is transmitted.
The estimated value A^ _k is obtained from Ak, and if no transmission error occurs _, it is estimated that _ak = A^k.

第１図の等化器の機能は図より明らかな様に前
後の２送信符号からの符号間干渉₂ 〓^i=-2 ^i≠0 −α_i・a_k+i を可変減衰器５，６，７および９で消去するもの
である。可変減衰器５，６，７，８および９の減
衰量α_iを自動的かつ理想的に変化させるアルブリ
ズムはいろいろあり、例えば、1965年４月発行の
BSTJ（Bell System Technical Journal）
vol.44，pp547―588記載の“Automatic
equalization for dig―ital communicationに示
されている。zero forcing法，1967年11月発行の
BSHJ vol.46 pp2179―2208記載の“An
automatic equalizer for general―purpose
communication channel”で示されている自乗
平均等化法が一般的に知られている。また、多少
構成が異なるが1970年５月発行のIEEE
TRANSACT―IONS ON INFORMATION
THEORYのvol IT―16，pp270―276記載の
“Analy―sis of ａ Decision Directed Rece―
iver with Unknown Prior”で示されている非
線形自動等化法などである。 As is clear from the figure, the function of the equalizer in Fig. 1 is to eliminate intersymbol interference from two transmitting codes before and after ₂ 〓 ^i=-2 ^i≠0 −α _i・a _k+i using variable attenuators 5 and 6 , 7 and 9. There are various alburisms that automatically and ideally change the attenuation amount α _i of variable attenuators 5, 6, 7, 8, and 9.
BSTJ (Bell System Technical Journal)
“Automatic” described in vol.44, pp547-588
equalization for digital-ital communication. zero forcing law, published November 1967
“An” described in BSHJ vol.46 pp2179-2208
automatic equalizer for general purpose
The root mean square equalization method shown in "communication channel" is generally known. Also, although the structure is slightly different, the IEEE
TRANSACT-IONS ON INFORMATION
“Analysis of a Decision Directed Rece” described in THEORY vol IT-16, pp270-276
For example, the nonlinear automatic equalization method shown in ``Iver with Unknown Prior''.

また、第１図の入力端子に与えられる信号が４
相位相変調または16値直交振幅変調された複素信
号である場合には1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON COMMUNICA―
TIONSのvol.COM―23 pp684〜687記載の
“Two Extensional Applicat―ions of the
Zero Forcing Equal―ization Method”に示さ
れた自動等化法がある。 Also, the signal given to the input terminal in Figure 1 is 4
If the signal is a complex signal subjected to phase phase modulation or 16-value quadrature amplitude modulation, the IEEE, June 1975
TRANSACTIONS ON COMMUNICA―
“Two Extensional Applications of the
There is an automatic equalization method shown in "Zero Forcing Equalization Method".

上記各自動等化法による実際の等化器の構成は
可変減衰器の減衰量（タツプ・ゲイン）を推定す
る回路が各々異なるだけであり、非線形自動等化
器の外は第１図のような構成になつている。 The actual equalizer configuration using each of the above automatic equalization methods differs only in the circuit that estimates the attenuation amount (tap gain) of the variable attenuator, and the components other than the nonlinear automatic equalizer are as shown in Figure 1. It is structured like this.

第２図は従来非線形自動等化器のブロツク図を
示すもので、参照数字１′，２′，３′および４′は
第１図の構成要素１，２，３および４に対応し、
参照数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図
の５，６，７，８および９に対応し、参照数字１
０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照数字
１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参照数
字１２′は第１図の構成要素の１２に対応し、参
照数字１３，１４は加算器である。 FIG. 2 shows a block diagram of a conventional nonlinear automatic equalizer, where reference numerals 1', 2', 3' and 4' correspond to components 1, 2, 3 and 4 in FIG.
Reference numerals 5', 6', 7', 8' and 9' correspond to 5, 6, 7, 8 and 9 in FIG.
0' corresponds to element 10 in FIG. 1, reference numeral 11' corresponds to element 11 in FIG. 1, reference numeral 12' corresponds to element 12 in FIG. , 14 is an adder.

第２図の構成が第１図と異なる点は、先行符号
からの干渉を先行符号……A_k+2，A_k+1の識別結
果……A^_k+2，A^_k+1を基に消去する点で、原理的
発想は第１図に帰着される。そこで以降無線デイ
ジタル伝送用自動等化器の構成としては、第１図
のものを考える。ただし、このとき各可変減衰器
の減衰量は複素数を考えることになる。 The difference in the configuration of Figure 2 from Figure 1 is that the interference from the preceding code is determined by the identification results of the preceding code...A _k+2 , A _k+1 ...A^ _k+2 , A^ _k+1. In terms of erasing based on the base, the basic idea is reduced to Figure 1. Therefore, from now on, the configuration of the automatic equalizer for wireless digital transmission will be considered as shown in FIG. However, in this case, the amount of attenuation of each variable attenuator is considered to be a complex number.

第３図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の
様子を示す図である。参照数字３０を送信側地上
局、参照数字３１を受信側地上局、参照数字３２
を通信衛星として、水平偏波３００および垂直偏
波３０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波へ
の交差偏波干渉は、アツプ・リンク（衛星向送
信）で発生する干渉３０２，ダウン・リンク（地
上局向送信）で発生する干渉３０３と、水平偏波
自身の自己干渉３０４とが主なものである。今、
両偏波とも同一の搬送周波数を持つているとすれ
ば、これら全ての干渉は同期検波して得られたベ
ース・バンド信号に於いては各干渉の和となつて
得られる。このため、正確に干渉成分が分れば、
これらを検波したベース・バンド信号から減ずる
ことにより干渉成分が消去できることが分る。 FIG. 3 is a diagram showing the state of coupling between orthogonal polarized waves in satellite communication. Reference number 30 is the transmitting ground station, reference number 31 is the receiving ground station, reference number 32
When a communication satellite transmits horizontally polarized waves 300 and vertically polarized waves 301, cross-polarized interference from vertically polarized waves to horizontally polarized waves occurs in the up link (transmission toward the satellite), interference 302, and down link. The main interferences are interference 303 generated in (transmission to ground station) and self-interference 304 of the horizontally polarized wave itself. now,
Assuming that both polarized waves have the same carrier frequency, all these interferences are obtained as the sum of each interference in the baseband signal obtained by synchronous detection. Therefore, if the interference components are accurately determined,
It can be seen that the interference components can be eliminated by subtracting these from the detected baseband signal.

ここで、自己干渉３０４は通常の多重伝播路回
線上の歪みと考えられるので、第１図に示した通
常の自動等化器でその影響は除去される。 Here, since the self-interference 304 is considered to be distortion on a normal multi-propagation line, its influence is removed by the normal automatic equalizer shown in FIG.

次に、干渉３０２および３０３についても、垂
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。 Next, regarding the interferences 302 and 303, if the transmission code transmitted on the vertical polarization side is known, the interference from the vertical polarization can be completely removed based on this code.

第４図は本発明の一構成要素のフイルターのブ
ロツク図を示す図である。 FIG. 4 is a block diagram of a filter which is one component of the present invention.

図中、ブロツク４０１０がフイルターで４０，
４１，４２，４３，４４，４５，４６および４７
は第１図の各遅延回路と同一のものであり、４
８，４９，５０，５１，５２，５３，５４，５
５，５６，および５７は、第１図の各可変減衰器
と同一のものであり、参照数字５８は第１図の加
算器１０と同一のものであり、参照数字５９は第
１図のサンプラー１１と同一のものであり参照数
字６０は第１図の信号識別器１２と同一のもので
ある。 In the figure, block 4010 is a filter 40,
41, 42, 43, 44, 45, 46 and 47
are the same as each delay circuit in Fig. 1, and 4
8, 49, 50, 51, 52, 53, 54, 5
5, 56, and 57 are the same as each variable attenuator of FIG. 1, reference numeral 58 is the same as adder 10 of FIG. 1, and reference numeral 59 is the same as the sampler of FIG. 11 and the reference numeral 60 is the same as the signal discriminator 12 in FIG.

まず、入力端子４００には水平偏波により送ら
れてきた復調ベース・バンド信号……A_k-1，A_k，
A_k+1……が加えられ、入力端子４０１へは垂直
偏波により送られてきた復調ベース・バンド信号
B_k-1，B_k，B_k+1が加えられる。 First, demodulated baseband signals sent by horizontal polarization to the input terminal 400...A _k-1 , A _k ,
A _k+1 ... is added, and the demodulated baseband signal sent by vertical polarization to the input terminal 401
B _k-1 , B _k , B _k+1 are added.

この回路において、垂直偏波から水平偏波への
干渉を除去し、元の水平偏波成分だけが抽出され
る。 In this circuit, interference from vertically polarized waves to horizontally polarized waves is removed, and only the original horizontally polarized wave components are extracted.

減衰器４８，４９，５０，５１および５２から
の出力により、水平偏波成分自身の符号歪みと第
３図に示した自己干渉３０４の和₂ 〓^i=-2 −α_i・a_k+iを
除去することができる。 By the outputs from the attenuators 48, 49, 50, 51 and 52, the sum of the sign distortion of the horizontal polarization component itself and the self-interference 304 shown in FIG. ₃₂ 〓 ^i=-2 −α _i・a _k+i can be removed.

次に、減衰器５３，５４，５５，５６および５
７からの出力により、第３図の交差偏波干渉３０
２，３０３の和₂ 〓^i=-2 −β_i・b_k+iを除去することがで
きる。従つて、出力端子４０２は全ての干渉が除
去された水平偏波成分 C_k＝₂ 〓^i=-2 α_i・A_k+i＋₂ 〓^i=-2
β_i・B_k+1a_k のみが出力されてくる。 Next, attenuators 53, 54, 55, 56 and 5
The output from 7 causes cross-polarization interference 30 in FIG.
The sum of 2,303 ₂ 〓 ^i=-2 −β _i ·b _k+i can be removed. Therefore, the output terminal 402 is a horizontally polarized wave component from which all interference has been removed C _k = ₂ 〓 ^i=-2 α _i・A _k+i + ₂ 〓 ^i=-2
Only β _i・B _k+1 a _k is output.

ここで減衰器４８，４９，５０，５１，５２，
５３，５４，５５，５６および５７の減衰量α_i，
β_iに対する制御アルゴリズムは第１図の自動等化
器のそれの拡張として考えることができる。 Here, attenuators 48, 49, 50, 51, 52,
Attenuation amount α _i of 53, 54, 55, 56 and 57,
The control algorithm for β _i can be thought of as an extension of that of the automatic equalizer of FIG.

詳しく述べると、水平偏波と垂直偏波とには全
く無相関なデータが乗せられており、各データー
系列は時系列的に無相関である。従つて、各減衰
器の減衰量（タツプ・ゲイン）を受信符号とその
推定値との差と、前記減衰器の入力とが直交する
ように選ぶと、前記差を最小にできる直交原理を
利用することができる。これは前述した自乗平均
等化法の拡張である。 Specifically, horizontally polarized waves and vertically polarized waves carry completely uncorrelated data, and each data series is uncorrelated in time series. Therefore, if the attenuation amount (tap gain) of each attenuator is selected so that the difference between the received code and its estimated value is orthogonal to the input of the attenuator, the orthogonality principle that can minimize the difference can be used. can do. This is an extension of the root mean square equalization method described above.

第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中参
照数字４１，４５，４９，５８，５９および６０
は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じも
のである。加算器６３は受信符号A_kとその推定
値A^_kとの差（A^_k−A_k）を検出するために用いら
れるものである。また、掛算器６１と積分器６２
は一つ後の受信符号A_k-1と、先の（A_k−A^_k）と
の直交性を検出するために使用され、相関の正負
によつて可変減衰器の減衰量α−₁を増減するよ
うに動作する。 FIG. 5 shows an attenuation control circuit 500 for the variable attenuator 49 of FIG. Reference numbers 41, 45, 49, 58, 59 and 60 in the figure
are the same as the components with corresponding reference numerals in FIG. The adder 63 is used to detect the difference (A^ _k -A _k ₎ between the received code A _k and its estimated value A k. Also, the multiplier 61 and the integrator 62
is used to detect the orthogonality between the next received code A _k-1 and the previous (A _k −A^ _k ), and the attenuation amount α− ₁ of the variable attenuator is determined depending on the sign of the correlation. operates to increase or decrease.

他の可変減衰器の減衰量制御も全くこれと同一
の方法で行うことができ、回線が安定しておりか
つ回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路
５００は不要で、各減衰量を適当にプリセツトし
てやればよい。 Attenuation control of other variable attenuators can be performed in exactly the same manner as this, and if the line is stable and there is no line switching, the attenuation control circuit 500 is unnecessary and each attenuation can be adjusted appropriately. You can preset it to .

第６図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図であり、水平偏波および垂直偏波により伝送さ
れる２系列のデータに対する交差偏波干渉等化を
行なう構成を示すものである。図中、ブロツク４
０００および４０００′は第１および第２のフイ
ルタであり、第４図のブロツク４０００と同一の
構成を有している。入力端子６００，６０１には
それぞれ水平，垂直偏波により伝送されてきたベ
ース・バンド信号が加えられており、フイルター
４０００は垂直偏波からの干渉を除去した水平偏
波成分を、フイルター４０００′は水平偏波から
の干渉を除去した垂直偏波成分を各々出力端子４
０２および４０２′に出力する。なお、ブロツク
４０００とブロツク４０００′とでは可変減衰器
４８〜５２および５３〜５７の減衰量（タツプゲ
イン）がそれぞれ入れ代つた関係になつている。 FIG. 6 is a block diagram of an embodiment of the present invention, showing a configuration for performing cross-polarization interference equalization on two series of data transmitted by horizontally polarized waves and vertically polarized waves. In the diagram, block 4
000 and 4000' are first and second filters, which have the same structure as block 4000 in FIG. Baseband signals transmitted by horizontal and vertical polarization are applied to input terminals 600 and 601, respectively, filter 4000 receives horizontal polarization components from which interference from vertical polarization has been removed, and filter 4000' receives horizontal polarization components from which interference from vertical polarization has been removed. Vertical polarization components with interference from horizontal polarization removed are output to each output terminal 4.
02 and 402'. Note that the attenuation amounts (tap gains) of variable attenuators 48-52 and 53-57 are interchanged between blocks 4000 and 4000'.

一般に、交差偏波発生による偏波１から偏波２
への干渉の様子と偏波２から偏波１への干渉の様
子は対称と考えてよく、前者の干渉の様子から干
渉を消去する様なフイルター・タツプ・ゲインが
求まれば、後者の干渉消去のために新たにフイル
ター・タツプ・ゲインを求める必要はない。すな
わち、自己干渉消去用の減衰器のタツプ・ゲイン
交差偏波干渉用の減衰器のタツプ・ゲインとを順
序を変えず極性を変えて入れかえることによつ
て、消去されるべき偏波は１から２へ変わること
になる。 Generally, from polarization 1 to polarization 2 due to cross polarization generation
The state of interference from polarization 2 to polarization 1 can be considered to be symmetrical, and if the filter tap gain that eliminates the interference can be found from the state of interference of the former, it will be possible to eliminate the interference of the latter. There is no need to obtain a new filter tap gain for erasure. In other words, by replacing the tap gain of the attenuator for self-interference cancellation with the tap gain of the attenuator for cross-polarization interference without changing the order and changing the polarity, the polarization to be canceled can be changed from 1 to 1. It will change to 2.

この事実により第６図のフイルター４０００，
４０００′を自動的に制御するいわゆる自動等化
を行なわせるとき、フイルター４０００，４００
０′に対し別々にタツプ・ゲインを制御する代り
に前記フイルターの一方についてのみタツプ・ゲ
インを自動的に制御し、他方には求まつたタツプ
ゲインを上述のように入れ換えて供給するだけで
よく、この結果装置構成上、制御部が1/2で済む
ことになる。 Due to this fact, the filter 4000 in FIG.
When performing so-called automatic equalization that automatically controls the filters 4000 and 400',
Instead of controlling the tap gain separately for 0', it is only necessary to automatically control the tap gain for only one of the filters and supply the determined tap gain to the other filter in an interchanged manner as described above. As a result, in terms of device configuration, the number of control units can be reduced to 1/2.

第７図は本発明の別の一実施例のブロツク図を
示す図であり、第６図と同一の機能を有するもの
である。入力端子７００，７０１には各々水平、
垂直両偏波により伝送されてきたベース・バンド
信号が加えられ、偏波干渉が除去された両ベー
ス・バンド信号は出力端子７０２，７０３へ出て
いく。 FIG. 7 is a block diagram of another embodiment of the present invention, which has the same functions as FIG. 6. Input terminals 700 and 701 have horizontal and
The baseband signals transmitted by both vertically polarized waves are added, and both baseband signals from which polarization interference has been removed go out to output terminals 702 and 703.

図中、参照数字７６〜７７，７８〜９７および
９８〜９９はそれぞれ第４図の遅延回路、可変減
衰器および加算器と同一のものである。本実施例
が第６図と異なる点は第６図のフイルターブロツ
ク４０００，４０００′の中に含まれる遅延回路
４０〜４７の部分を共用にしている点である。 In the figure, reference numerals 76-77, 78-97 and 98-99 are the same as the delay circuit, variable attenuator and adder of FIG. 4, respectively. This embodiment differs from FIG. 6 in that the delay circuits 40 to 47 included in filter blocks 4000 and 4000' of FIG. 6 are shared.

このような構成にすることにより、高価な遅延
回路の個数を半分にすることができる。 With this configuration, the number of expensive delay circuits can be halved.

衛星通信、特にTDMA通信のように同一受信
アンテナで複数個の局からの信号を次々受信する
様な場合の交差偏波補償法とし、特に有効であ
り、従来の給電系や中間周波数帯での補償法から
はこれらの効果は全く期待できない。 It is a cross-polarization compensation method for satellite communications, especially TDMA communications, where signals from multiple stations are received one after another using the same receiving antenna. These effects cannot be expected from the compensation law at all.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図および第２図は従来の自動等化器のブロ
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は本発明の
一構成要素のフイルターのブロツクを示す図、第
５図は第４図に示したフイルターの可変減衰器の
減衰量制御回路の一例を示す図および第６図およ
び第７図は本発明の第１および第２の実施例のブ
ロツク図を示す図である。図中、４０００，４０００′はフイルター、第
７図は本発明の別の一実施例のブロツク図を示す
図。 Figures 1 and 2 are block diagrams of conventional automatic equalizers, Figure 3 is a diagram for explaining cross-polarization interference in satellite communications, and Figure 4 is one configuration of the present invention. FIG. 5 is a diagram showing an example of the attenuation amount control circuit of the variable attenuator of the filter shown in FIG. 4, and FIGS. FIG. 2 is a diagram showing a block diagram of the second embodiment. In the figure, 4000 and 4000' are filters, and FIG. 7 is a block diagram of another embodiment of the present invention.

Claims

【特許請求の範囲】１同一のビツト・レートの第１および第２のデ
イジタルデータ系列……a_k-2，a_k-1，a_k，a_k+1，
a_k+2……および……b_k-2，b_k-1，b_k，b_k+1，b_k+2
……を相直交する第１および第２の偏波にそれぞ
れ乗せるデイジタル無線伝送において、前記第１
および第２の系列に対応して受信側で前記第１お
よび第２の偏波からそれぞれ得られる第３および
第４の系列……A_k-2，A_k-1，A_k，A_k+1，A_k+2…
…および……B_k-2，B_k-1，B_k，B_k+1，B_k+2……
からＭ，M′，Ｎ，N′を零または正の整数として C_k＝_N′ 〓^i=-N α_i・A_k+i＋_M′ 〓^i=-N β_i・B_k+i なる第５の系列……C_k-2，C_k-1，C_k，C_k+1，C_k+2
……を出力する第１のフイルターと、 d_k＝_M′ 〓^i=-N β_i・A_k+i＋_N′ 〓^i=-N α_i・B_k+i （但し、α_i，β_iは複素定数）なる第６の系列……d_k-2，d_k-1，d_k，d_k+1，d_k+2
……を出力する第２のフイルターとを含み前記第
１のフイルターを通すことにより第２の偏波から
第１の偏波への交差偏波干渉を除去し前記第１の
系列を得、かつ前記第２のフイルターを通すこと
により第１の偏波から第２の偏波への交差偏波干
渉を除去し、前記第２の系列を得ることを特徴と
する交差偏波補償回路。[Claims] 1. First and second digital data series of the same bit rate...a _k-2 , a _k-1 , a _k , a _k+1 ,
a _k+2 ... and ... b _k-2 , b _k-1 , b _k , b _k+1 , b _k+2
... on first and second polarized waves that are orthogonal to each other, wherein the first
and third and fourth sequences respectively obtained from the first and second polarized waves on the receiving side corresponding to the second sequence...A _k-2 , A _k-1 , A _k , A _{k+ 1} , A _k+2 …
...and...B _k-2 , B _k-1 , B _k , B _k+1 , B _k+2 ...
With M, M′, N, and N′ being zero or positive integers, C _k = _N ′ 〓 ^i=-N α _i・A _k+i + _M ′ 〓 ^i=-N β _i・B _k+i Fifth series...C _k-2 , C _k-1 , C _k , C _k+1 , C _k+2
..., d _k = _M ′ 〓 ^i=-N β _i・A _k+i + _N ′ 〓 ^i=-N α _i・B _k+i (however, α _i , β _i is a complex constant)... d _k-2 , d _k-1 , d _k , d _k+1 , d _k+2
a second filter that outputs..., and removes cross-polarized interference from the second polarized wave to the first polarized wave by passing it through the first filter to obtain the first sequence, and A cross-polarized wave compensation circuit, characterized in that the cross-polarized wave interference from the first polarized wave to the second polarized wave is removed by passing the wave through the second filter to obtain the second series.