JPS6343934B2 - - Google Patents
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- JPS6343934B2 JPS6343934B2 JP54024764A JP2476479A JPS6343934B2 JP S6343934 B2 JPS6343934 B2 JP S6343934B2 JP 54024764 A JP54024764 A JP 54024764A JP 2476479 A JP2476479 A JP 2476479A JP S6343934 B2 JPS6343934 B2 JP S6343934B2
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- polarized waves
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- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 30
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、無線伝送の直交偏波共用にともな
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
い生じる交差偏波干渉補償技術に関する。
マイクロ波帯の無線通信は地上通信並びに衛星
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
通信を中心に急速に発展している。無線通信の需
要は今後移動通信サービスの拡大等の理由で更に
増大していくことが予想され、準ミリ波以上の周
波数帯開拓と共に、実用的価値の高い現用の周波
数帯のいわゆる周波数再利用の考えが高まつてい
る。すでにCCIR（国際無線通信諮問委員会）の４
〜6GHzのFM無線周波数配置に関する勧告には、
直交偏波を使用することが明記されている。ま
た、衛星通信においてもINTELSAT（国際電気
通信衛星機構）は、Ｖ号系衛星で単一偏波で用い
られてきた４〜6GHz帯での直交偏波共用技術を
実用化する模様である。
これら直交偏波共用化の達成には、アンテナや
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
給電装置などの偏波特性の改善と共に降雨などに
よる電波伝搬上の偏波特性の劣化を補償する交差
偏波補償回路の開発も重要な課題となつている。
本来、自由空間は直交する２偏波に対して独立
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
で、両偏波を同時に伝送できる伝送線路である
が、実際の伝搬路には降雨などの媒質の異方性が
存在し、直交偏波共用方式を採用すると、交差偏
波の発生による偏波間の結合が異偏波チヤンネル
干渉を起すことになる。
交差偏波補償技術は、かかる偏波間の結合をア
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行なうものである。
ンテナ給電装置や無線機器内に補償回路を設けて
自動的な補償を行なうものである。
従来、マイクロ波帯通信はFMを中心とするア
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設けて直交度復元を行う方式や中
間周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉
を各々消去する方式等がよく研究され実用化され
てきている。
ナログ伝送が中心であつたことから、前述の交差
偏波補償方式もアンテナ給電装置周辺に可変移相
器と減衰器とを設けて直交度復元を行う方式や中
間周波帯に干渉波補償回路を設け異偏波間の干渉
を各々消去する方式等がよく研究され実用化され
てきている。
近年、マイクロ波帯においても、デイジタル伝
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
送が使用される様になり交差偏波補償方式につい
てもデイジタル伝送の特徴を生かしたより効率の
良い方式の提案が要請されている。
本発明の目的はデイジタル伝送における交差偏
波補償自動等化技術を用いて行う交差偏波補償回
路を提供することにある。
波補償自動等化技術を用いて行う交差偏波補償回
路を提供することにある。
この発明によれば、単一偏波用の現用のアンテ
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
ナ系および中間周波数機器を通し、同一搬送周波
数での直交偏波共用のデイジタル伝送を行うこと
ができる。
現在、衛星用アンテナのビーム幅は、地上マイ
クロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
クロ回線のそれに比較してかなり広いこと、また
グローバル・ビーム用のアンテナでは実効送信電
力を高めるため非対称ビームを用いていること、
また、宇宙空間におけるフアラデー・ローテーシ
ヨン等により、高い直交偏波識別度が期待できな
い。
このような伝送系において、本発明は従来方式
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号を時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
と比較して格段の優位性を示すものであり、現用
の伝送系に全く手を加えることが無いと言う点で
より経済的であり、しかもTDMAのように同一
アンテナで複数局の信号を時分割的に受信するよ
うな場合にも各送信局個別に交差偏波補償を行う
ことができる。
この発明は、同一のビツト・レートの第１およ
び第２のデイジタル・データ系列……ak-2，
ak-1，ak，ak+1，ak+2……および……bk-2，bk-1，
bk，bk+1，bk+2……を相直交する第１および第２
の偏波にそれぞれ乗せるデイジタル無線伝送にお
いて、前記第１および第２の系列に対応して、受
信側で前記第１および第２の偏波からそれぞれ得
られる第３および第４の系列……Ak-2，Ak-1，
Ak，Ak+1，Ak+2……および……Bk-2，Bk-1，
Bk，Bk+1，Bk+2……から、Ｍ，M′NおよびN′を
０または正の整数として Ck＝N′ 〓i=-N αi・Ax+i＋M′ 〓i=-M βi・Bk+i （但し、αi，βiは複素定数） なる第５の系列……Ck-2，Ck-1，Ck，Ck+1，Ck+2
……を出力するフイルターを備え、前記フイルタ
ーから前記第２の偏波からの交差偏波干渉を除去
した前記第１の系列を得るようにしたことを特徴
とする。
び第２のデイジタル・データ系列……ak-2，
ak-1，ak，ak+1，ak+2……および……bk-2，bk-1，
bk，bk+1，bk+2……を相直交する第１および第２
の偏波にそれぞれ乗せるデイジタル無線伝送にお
いて、前記第１および第２の系列に対応して、受
信側で前記第１および第２の偏波からそれぞれ得
られる第３および第４の系列……Ak-2，Ak-1，
Ak，Ak+1，Ak+2……および……Bk-2，Bk-1，
Bk，Bk+1，Bk+2……から、Ｍ，M′NおよびN′を
０または正の整数として Ck＝N′ 〓i=-N αi・Ax+i＋M′ 〓i=-M βi・Bk+i （但し、αi，βiは複素定数） なる第５の系列……Ck-2，Ck-1，Ck，Ck+1，Ck+2
……を出力するフイルターを備え、前記フイルタ
ーから前記第２の偏波からの交差偏波干渉を除去
した前記第１の系列を得るようにしたことを特徴
とする。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図はデイジタル伝送用の従来の線形自動等
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak-1，ak，
ak+1……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
化器のブロツク図を示す図である。端子１００に
は帯域制限されたランダムパルス……ak-1，ak，
ak+1……がＴ秒間隔で次々に加えられる。
図中、参照数字１，２，３および４はＴ秒の遅
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また参照数字１２は信号識別
回路であり、パルスakを送信したときの受信信号
A^kから推定値A^kを得るものであり、伝送誤りが
発生しなければak＝Akと推定される。
延回路、参照数字５，６，７，８および９は可変
減衰器、参照数字１０は加算器、参照数字１１は
サンプラーであり、また参照数字１２は信号識別
回路であり、パルスakを送信したときの受信信号
A^kから推定値A^kを得るものであり、伝送誤りが
発生しなければak＝Akと推定される。
第１図の等化器の機能は図より明らかなように
前後の２送信符号からの符号間干渉 2 〓 i=-2 ｉ≠０−αi・ak+i を可変減衰器５，６，８および９で消去すること
である。可変減衰器５，６，７，８およ９の減衰
量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリズ
ムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44，
pp547―588記載の“Automatic equalization
for di―gital communicationに示されているzero forcing法，
1967年11月発行のBSTJ vol.46 pp2179−2208記
載の“An au―tomatic equalizer for general
―purpose communication channel”で示され
ている自乗平均等化法が一般的に知られている。
前後の２送信符号からの符号間干渉 2 〓 i=-2 ｉ≠０−αi・ak+i を可変減衰器５，６，８および９で消去すること
である。可変減衰器５，６，７，８およ９の減衰
量αiを自動的かつ理想的に変化させるアルゴリズ
ムは様々で、例えば、1965年４月発行のBSTJ
（Bell System Technical Journal vol.44，
pp547―588記載の“Automatic equalization
for di―gital communicationに示されているzero forcing法，
1967年11月発行のBSTJ vol.46 pp2179−2208記
載の“An au―tomatic equalizer for general
―purpose communication channel”で示され
ている自乗平均等化法が一般的に知られている。
また、多少構成が異なるが、1970年５月発行の
IEEE TRANSACTIONS ON INFORM―
ATION THEORY，vol.IT―16，pp270−276記
載の“Analysis of ａ Decision Directed
Receiver with Unknown Prior”で示されてい
る非線形自動等化法などもある。
IEEE TRANSACTIONS ON INFORM―
ATION THEORY，vol.IT―16，pp270−276記
載の“Analysis of ａ Decision Directed
Receiver with Unknown Prior”で示されてい
る非線形自動等化法などもある。
また、第１図の入力端子に与えられる信号が４
相位相変調または16値直交振副変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS，vol.COM−23，pp684
〜687記載の“Two Ex―tensional
Applications of the Zero Forcing
Equalization Method”に示された自動等化法が
ある。
相位相変調または16値直交振副変調された複素信
号である場合には、1975年６月発行のIEEE
TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS，vol.COM−23，pp684
〜687記載の“Two Ex―tensional
Applications of the Zero Forcing
Equalization Method”に示された自動等化法が
ある。
上記各自動等化法による実際の等化器の構成は
可変減衰器の減衰量（タツプ・グイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形自動等化器の
外は第１図のような構成になつている。
可変減衰器の減衰量（タツプ・グイン）を推定す
る回路が異なるだけであり、非線形自動等化器の
外は第１図のような構成になつている。
第２図は従来の非線形自動等化器のブロツク図
を示し、参照数字１′，２′，３′および４′は第１
図の構成要素１，２，３および４に対応し、参照
数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図の構
成要素５，６，７，８および９に対応し、参照数
字１０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照
数字１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参
照数字１２′は第１図の構成要素１２に対応し、
参照数字１３，１４は加算器である。
を示し、参照数字１′，２′，３′および４′は第１
図の構成要素１，２，３および４に対応し、参照
数字５′，６′，７′，８′および９′は第１図の構
成要素５，６，７，８および９に対応し、参照数
字１０′は第１図の構成要素１０と対応し、参照
数字１１′は第１図の構成要素１１に対応し、参
照数字１２′は第１図の構成要素１２に対応し、
参照数字１３，１４は加算器である。
第２図の構成が第１図と異なる点は、先行符号
から干渉を先行符号の識別結果を基に消去する点
にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じで
ある。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送用
自動等化器の構成としては、第１図のものを考え
る。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を扱
うものとする。
から干渉を先行符号の識別結果を基に消去する点
にあり、原理的には第１図の構成の動作と同じで
ある。そこで、以降で扱う無線デイジタル伝送用
自動等化器の構成としては、第１図のものを考え
る。但し、この場合、可変減衰器は複素信号を扱
うものとする。
第３図は衛星通信に於ける直交偏波間の結合の
様子を示す図である。参照数字３０を送信側地上
局、参照数字３１を受信側地上局、参照数字３２
を通信衛星として、水平偏波３００および垂直偏
波３０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波へ
の交差偏波干渉はアツプ・リンク（衛星向送信）
で発生する干渉３０２、ダウン・リンク（地上局
送信）で発生する干渉３０３と、水平偏波自身の
自己干渉３０４とが主なものである。今、両偏波
とも同一の搬送周波数を持つているとすれば、こ
れら全ての干渉は同期検波して得られたベース・
バンド信号に於いては、各干渉の和となつて得ら
れる。この為、正確に干渉成分が分れば、これら
を検波したベース・バンド信号から減ずることに
より干渉成分が消去できることが分る。
様子を示す図である。参照数字３０を送信側地上
局、参照数字３１を受信側地上局、参照数字３２
を通信衛星として、水平偏波３００および垂直偏
波３０１を送信すると、垂直偏波から水平偏波へ
の交差偏波干渉はアツプ・リンク（衛星向送信）
で発生する干渉３０２、ダウン・リンク（地上局
送信）で発生する干渉３０３と、水平偏波自身の
自己干渉３０４とが主なものである。今、両偏波
とも同一の搬送周波数を持つているとすれば、こ
れら全ての干渉は同期検波して得られたベース・
バンド信号に於いては、各干渉の和となつて得ら
れる。この為、正確に干渉成分が分れば、これら
を検波したベース・バンド信号から減ずることに
より干渉成分が消去できることが分る。
まず、自己干渉３０４は通常の多重伝播路回線
歪みと考えられるので、第１図に示した通常の自
動等化器でその影響は除去される。
歪みと考えられるので、第１図に示した通常の自
動等化器でその影響は除去される。
次に、干渉３０２および３０３についても、垂
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。
直偏波側で送信された送信符号が分れば、この符
号をもとに垂直偏波からの干渉は完全に除去する
ことができる。
第４図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図である。図中、ブロツク４０１０がフイルター
であり、参照数字４０，４１，４２，４３，４
４，４５，４６および４７は第１図の各遅延回路
と同一のものであり、参照数字４８，４９，５
０，５１，５２，５３，５４，５５，５６および
５７は第１図の各可変減衰器と同一のものであ
り、参照数字５８は第１図の加算器１０と同一の
ものであり、参照数字５９は第１図のサンプラー
１１と同一のものであり、参照数字６０は第１図
の信号識別器１２と同一のものである。
図である。図中、ブロツク４０１０がフイルター
であり、参照数字４０，４１，４２，４３，４
４，４５，４６および４７は第１図の各遅延回路
と同一のものであり、参照数字４８，４９，５
０，５１，５２，５３，５４，５５，５６および
５７は第１図の各可変減衰器と同一のものであ
り、参照数字５８は第１図の加算器１０と同一の
ものであり、参照数字５９は第１図のサンプラー
１１と同一のものであり、参照数字６０は第１図
の信号識別器１２と同一のものである。
まず、入力端子４００には水平偏波により送ら
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１へは垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
れてきた復調ベース・バンド信号が加えられ、入
力端子４０１へは垂直偏波により送られてきた復
調ベース・バンド信号が加えられる。
この回路において、垂直偏波から水平偏波への
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
干渉が除去され、元の水平偏波成分だけが抽出さ
れる。
減衰器４８，４９，５０，５１および５２から
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉３０４の和2 〓i=-2 −αi・ak+iを除
去することができる。
の出力により水平偏波成分自身の波形歪みと第３
図に示した自己干渉３０４の和2 〓i=-2 −αi・ak+iを除
去することができる。
次に、減衰器５３，５４，５５，５６および５
７からの出力により第３図の交差偏波干渉３０２
および３０３の和2 〓i=-2 −βi・bk+iを除去することが
できる。従つて、出力端子４０２には全ての干渉
が除去された水平偏波成分Ck＝2 〓i=-2 αi・Ak+i＋2 〓i=-2
βi・Bk+1ak のみが出力される。
７からの出力により第３図の交差偏波干渉３０２
および３０３の和2 〓i=-2 −βi・bk+iを除去することが
できる。従つて、出力端子４０２には全ての干渉
が除去された水平偏波成分Ck＝2 〓i=-2 αi・Ak+i＋2 〓i=-2
βi・Bk+1ak のみが出力される。
ここで、減衰器４８，４９，５０，５１，５
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi，βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、受信符号とその推定値と
の差と、前記減衰器の入力とが直交するように選
ぶと前記差を最少にできるという直交原理を利用
することができる。これは前述した自乗平均等化
法の拡張である。
２，５３，５４，５５，５６および５７の減衰量
αi，βiに対する制御アルゴリズムは第１図の自動
等化器のそれの拡張として考えることができる。
すなわち、水平偏波と垂直偏波には全く無相関な
データが乗せられており、各データ系列は時系列
的に無相関である。従つて、各減衰器の減衰量
（タツプ・ゲイン）を、受信符号とその推定値と
の差と、前記減衰器の入力とが直交するように選
ぶと前記差を最少にできるという直交原理を利用
することができる。これは前述した自乗平均等化
法の拡張である。
第５図は第４図の可変減衰器４９に対する減衰
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字４１，５４，４９，５８，５９および６
０は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じ
ものである。加算器６３は受信符号Akとその推
値Akとの差（A^k−A^k）を検出するために用いら
れるものである。また、掛算器６１と積分器６２
とは一つあとの受信符号Ak+1と、先の（Ak−A^k）
との直交性を検出するために使用され、相関の正
負によつて可変減衰器の減衰量α−1を増減する
ように動作する。
量の制御回路５００を示したものである。図中、
参照数字４１，５４，４９，５８，５９および６
０は第４図の対応する参照数字の構成要素と同じ
ものである。加算器６３は受信符号Akとその推
値Akとの差（A^k−A^k）を検出するために用いら
れるものである。また、掛算器６１と積分器６２
とは一つあとの受信符号Ak+1と、先の（Ak−A^k）
との直交性を検出するために使用され、相関の正
負によつて可変減衰器の減衰量α−1を増減する
ように動作する。
他の可変減衰器の減衰量制御もこれと同一の方
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
法で行うことができ、回線が安定しており、かつ
回線切り換えなどが無ければ、減衰量制御回路５
００は不要になる。この場合、各減衰器の減衰量
を適当にプリセツトしてやればよい。
第６図は水平偏波、垂直偏波により伝送される
２系列のデータに対する交差偏波干渉等化器の構
成を示すものである。図中、ブロツク４０００，
４０００′は第４図のブロツク４０００と同一の
ものである。入力端子６００，６０１へは各々水
平，垂直両偏波により伝送されてきたベース・バ
ンド信号が加えられており、ブロツク４０００は
垂直偏波からの干渉を除去した水平偏波成分を、
ブロツク４０００′は水平偏波からの干渉を除去
した垂直偏波成分を各々出力端子４０２，４０
２′へ出力する。
２系列のデータに対する交差偏波干渉等化器の構
成を示すものである。図中、ブロツク４０００，
４０００′は第４図のブロツク４０００と同一の
ものである。入力端子６００，６０１へは各々水
平，垂直両偏波により伝送されてきたベース・バ
ンド信号が加えられており、ブロツク４０００は
垂直偏波からの干渉を除去した水平偏波成分を、
ブロツク４０００′は水平偏波からの干渉を除去
した垂直偏波成分を各々出力端子４０２，４０
２′へ出力する。
衛星通信、特にTDMA通信の様に同一受信ア
ンテナで複数個の局からの信号を次々受信するよ
うな場合の交差偏波補償法とし、特に有効であ
り、従来の給電系や中間周波数帯での補償法から
はこれらの効果は全く期待できない。
ンテナで複数個の局からの信号を次々受信するよ
うな場合の交差偏波補償法とし、特に有効であ
り、従来の給電系や中間周波数帯での補償法から
はこれらの効果は全く期待できない。
フエージングによる直交偏波識別度の劣化の主
要因は正偏波成分の減衰である。この状態では異
偏波成分がもつとも大きな外乱になつているが、
異偏波成分が送信してくる情報は復調器によつて
得られるため受信側で前記異偏波成分を消去する
ことができる。従つて、従来降雨等による正偏波
成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線的に対
応して低下していつたところを本発明を用いるこ
とにより同識別度をある程度の正偏波減衰に対し
ては十分実用に耐える程に保たせることができ
る。
要因は正偏波成分の減衰である。この状態では異
偏波成分がもつとも大きな外乱になつているが、
異偏波成分が送信してくる情報は復調器によつて
得られるため受信側で前記異偏波成分を消去する
ことができる。従つて、従来降雨等による正偏波
成分の減衰と直交偏波識別度とがほぼ直線的に対
応して低下していつたところを本発明を用いるこ
とにより同識別度をある程度の正偏波減衰に対し
ては十分実用に耐える程に保たせることができ
る。
第１図および第２図は従来の自動等化器のブロ
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は本発明の
一実施例のブロツク図を示す図、第５図は第４図
に示したフイルターの可変減衰器の減衰量制御回
路を示す図および第６図は交差偏波共用の２系列
データに対する交差偏波干渉等化器のブロツク図
を示す図である。第４図において、４０１０はフ
イルター、４０〜４７は遅延回路、４８〜５７は
可変減衰器、５８は加算器、５９はサンプラー、
６０は信号識別器である。
ツク図を示す図、第３図は衛星通信に於ける交差
偏波干渉を説明するための図、第４図は本発明の
一実施例のブロツク図を示す図、第５図は第４図
に示したフイルターの可変減衰器の減衰量制御回
路を示す図および第６図は交差偏波共用の２系列
データに対する交差偏波干渉等化器のブロツク図
を示す図である。第４図において、４０１０はフ
イルター、４０〜４７は遅延回路、４８〜５７は
可変減衰器、５８は加算器、５９はサンプラー、
６０は信号識別器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 同一のビツト・レートの第１および第２のデ
イジタル・データ系列……ak-2，ak-1，ak，ak+1，
ak+2……およびbk-2，bk-1，bk，bk+1，bk+2…を
相直交する第１および第２の偏波にそれぞれ乗せ
るデイジタル無線伝送において、前記第１および
第２の系列に対応して受信側で前記第１および第
２の偏波からそれぞれ得られる第３および第４の
系列……Ak-2，Ak-1，Ak，Ak+1，Ak+2……およ
び、……Bk-2，Bk-1，Bk，Bk+1，Bk+2…から、
Ｍ，M′，ＮおよびN′を０または正の整数として Ck＝N′ 〓i=-N αi・Ak+i＋M′ 〓i=-M βi・Bk+i （但し、αi，βiは複素定数） なる第５の系列…Ck-2，Ck-1，Ck，Ck+1，Ck+2…
…を出力するフイルターを備え、前記フイルター
から前記第２の偏波からの交差偏波干渉を除去し
前記第１の系列を得るようにしたことを特徴とす
る交差偏波補償回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2476479A JPS55133154A (en) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | Compensation circuit for cross polarized wave |
| US06/125,671 US4321705A (en) | 1979-03-02 | 1980-02-28 | Digital equalizer for a cross-polarization receiver |
| DE3007827A DE3007827C2 (de) | 1979-03-02 | 1980-02-29 | Digitaler Entzerrer für einen Kreuzpolarisationsempfänger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2476479A JPS55133154A (en) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | Compensation circuit for cross polarized wave |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26742887A Division JPS63219242A (ja) | 1987-10-23 | 1987-10-23 | 交差偏波補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55133154A JPS55133154A (en) | 1980-10-16 |
| JPS6343934B2 true JPS6343934B2 (ja) | 1988-09-01 |
Family
ID=12147213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2476479A Granted JPS55133154A (en) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | Compensation circuit for cross polarized wave |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55133154A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0642652B2 (ja) * | 1985-01-10 | 1994-06-01 | 日本電気株式会社 | 交差偏波補償回路 |
| JPS63219242A (ja) * | 1987-10-23 | 1988-09-12 | Nec Corp | 交差偏波補償回路 |
| JP2932380B1 (ja) | 1998-01-30 | 1999-08-09 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | 干渉波検出回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5424768A (en) * | 1977-07-21 | 1979-02-24 | Masahiko Oikawa | Fertilizer making method |
-
1979
- 1979-03-02 JP JP2476479A patent/JPS55133154A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5424768A (en) * | 1977-07-21 | 1979-02-24 | Masahiko Oikawa | Fertilizer making method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55133154A (en) | 1980-10-16 |
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