JPS6339126B2 - - Google Patents
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- JPS6339126B2 JPS6339126B2 JP15661079A JP15661079A JPS6339126B2 JP S6339126 B2 JPS6339126 B2 JP S6339126B2 JP 15661079 A JP15661079 A JP 15661079A JP 15661079 A JP15661079 A JP 15661079A JP S6339126 B2 JPS6339126 B2 JP S6339126B2
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- Japan
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- amplitude
- signal
- delay time
- equalizer
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 2
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
- H04B3/143—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers
- H04B3/145—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers variable equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は信号伝送系において使用される可変振
幅等化器に関するものである。
幅等化器に関するものである。
一般に伝送路の特性、歪み等は固定されたもの
でなく、ある種の変動を伴なう場合が多い。例え
ば無線伝送路における選択性フエージングのため
に振幅歪みが発生し、変動する。このような歪を
自動的に除去し、伝送される信号品質を維持する
ためには、例えば、自動振幅等化器が必要であ
る。この種の等化器は、デイジタル信号伝送方式
に多く用いられており、一般には従来はベースバ
ンド帯で信号の伝送速度の逆数に等しい遅延線を
数個直列に接続し、その各接続点（タツプ）よ
り、一定の重みづけを行つて信号を合成し、受信
信号の波形を最適等化するトランスバーサルフイ
ルタによる方法が良く知られて居る。しかしトラ
ンスバーサルフイルタによる可変等化器は、各タ
ツプの利得を可変して制御を行うために、タツプ
数の増大に伴い回路の規模が膨大なものとなるこ
とや、遅延量をデータの伝送速度の逆数と同じに
しなければならない。従つて伝送速度がこの遅延
量の逆数に近い方式に対してもそのままでは適用
不可能となり汎用性を欠いていた。
でなく、ある種の変動を伴なう場合が多い。例え
ば無線伝送路における選択性フエージングのため
に振幅歪みが発生し、変動する。このような歪を
自動的に除去し、伝送される信号品質を維持する
ためには、例えば、自動振幅等化器が必要であ
る。この種の等化器は、デイジタル信号伝送方式
に多く用いられており、一般には従来はベースバ
ンド帯で信号の伝送速度の逆数に等しい遅延線を
数個直列に接続し、その各接続点（タツプ）よ
り、一定の重みづけを行つて信号を合成し、受信
信号の波形を最適等化するトランスバーサルフイ
ルタによる方法が良く知られて居る。しかしトラ
ンスバーサルフイルタによる可変等化器は、各タ
ツプの利得を可変して制御を行うために、タツプ
数の増大に伴い回路の規模が膨大なものとなるこ
とや、遅延量をデータの伝送速度の逆数と同じに
しなければならない。従つて伝送速度がこの遅延
量の逆数に近い方式に対してもそのままでは適用
不可能となり汎用性を欠いていた。
本発明の目的はこれらの欠点を除去し、単一の
振幅等化回路で両極性の振幅歪みを発生させるこ
とにより回路規模が小さく、伝送速度によらない
無遅延歪振幅等化器を提供することにある。
振幅等化回路で両極性の振幅歪みを発生させるこ
とにより回路規模が小さく、伝送速度によらない
無遅延歪振幅等化器を提供することにある。
第１図は本発明による振幅等化回路の一実施例
ブロツク図である。第１図において、１，３は信
号を分岐する回路、４，７は信号を合成する回
路、２，５は同一の遅延量を持つ遅延回路、６は
信号の極性と振幅の可変な回路（たとえば両平衡
ミキサー）である。
ブロツク図である。第１図において、１，３は信
号を分岐する回路、４，７は信号を合成する回
路、２，５は同一の遅延量を持つ遅延回路、６は
信号の極性と振幅の可変な回路（たとえば両平衡
ミキサー）である。
ここで入力端子１０１に供給される入力信号を
ej〓tとし遅延回路２，５での遅延時間をτ、回路
６において制御信号１０７によつて得られる増幅
量または減衰量をα接続点１０４，１０５におけ
る信号を各々A1，B1とすれば A1＝α｛ej〓t＋ej〓(t-2〓)｝ ……(1) B1＝ej〓(t-〓) ……(2) と表わせるから、接続点１０６に於ける信号は C1＝A1＋B1＝ej〓(t-〓)×｛１＋α（ej〓〓＋e-j〓〓
）｝＝ej〓t×e-j〓〓｛１＋2αcosωτ｝……(3) となる。
ej〓tとし遅延回路２，５での遅延時間をτ、回路
６において制御信号１０７によつて得られる増幅
量または減衰量をα接続点１０４，１０５におけ
る信号を各々A1，B1とすれば A1＝α｛ej〓t＋ej〓(t-2〓)｝ ……(1) B1＝ej〓(t-〓) ……(2) と表わせるから、接続点１０６に於ける信号は C1＝A1＋B1＝ej〓(t-〓)×｛１＋α（ej〓〓＋e-j〓〓
）｝＝ej〓t×e-j〓〓｛１＋2αcosωτ｝……(3) となる。
従つて入力から出力までの伝送特性（伝達関
数）T1（ω）は T1（ω）＝（１＋2αcosωτ）e-j〓〓……(4) となる。ここで振幅、位相および遅延時間の特性
関数を各々、S1（ω）、θ1（ω）およびD1（ω）と
すれば T1（ω）＝S1（ω）・e-j〓1 (〓) ……(5) S1（ω）＝１＋2αcosωτ ……(6) θ1（ω）＝−ωτ ……(7) D1（ω）＝−dθ1（ω）／dω＝τ（一定）…
…(8) となりαを変化させれば、S1（ω）は変化するが、
α、ωによらないでD1（ω）は常々一定となり遅
延歪を生じさせない。換言すれば、全く遅延歪を
発生させずに、振幅対周波数特性のみを等化する
ことができる。
数）T1（ω）は T1（ω）＝（１＋2αcosωτ）e-j〓〓……(4) となる。ここで振幅、位相および遅延時間の特性
関数を各々、S1（ω）、θ1（ω）およびD1（ω）と
すれば T1（ω）＝S1（ω）・e-j〓1 (〓) ……(5) S1（ω）＝１＋2αcosωτ ……(6) θ1（ω）＝−ωτ ……(7) D1（ω）＝−dθ1（ω）／dω＝τ（一定）…
…(8) となりαを変化させれば、S1（ω）は変化するが、
α、ωによらないでD1（ω）は常々一定となり遅
延歪を生じさせない。換言すれば、全く遅延歪を
発生させずに、振幅対周波数特性のみを等化する
ことができる。
第２図は、αを−0.5から0.5に変化させた場合
のS1（ω）の動きを示す図である。０〜π、π〜
2πの領域は正負の１次傾斜、π／２〜3π／２の
領域では正負の２次もしくは高次曲率等化器とし
て使用可能な範囲である。設計として使用周波数
領域（帯域）で使用可能な振幅等化器を設計する
場合、使用周波数領域（帯域）の中心周波数を0
とすると、１次傾斜を発生させる等化器としては
τ1＝１／40、２次もしくは高次の曲率分を発生させ る等化器としてはτ2＝１／20なるようなτを選べば よい。図から明らかなようにαを可変するだけで
本発明は自動振幅等化回路に容易に拡張できる。
のS1（ω）の動きを示す図である。０〜π、π〜
2πの領域は正負の１次傾斜、π／２〜3π／２の
領域では正負の２次もしくは高次曲率等化器とし
て使用可能な範囲である。設計として使用周波数
領域（帯域）で使用可能な振幅等化器を設計する
場合、使用周波数領域（帯域）の中心周波数を0
とすると、１次傾斜を発生させる等化器としては
τ1＝１／40、２次もしくは高次の曲率分を発生させ る等化器としてはτ2＝１／20なるようなτを選べば よい。図から明らかなようにαを可変するだけで
本発明は自動振幅等化回路に容易に拡張できる。
第３図はその実施例である２１，２２は各々第
１図と同じ構成であり、τを選定することにより
１次傾斜、２次もしくは高次曲率の振幅等化器と
して設計されるものである。８はAGG増幅器、
９は受信した信号のスペクトラムの形を検出する
ことにより伝送歪を検出し等化器２１，２２を制
御する回路である。ここで回路８のAGC増幅器
は出力レベルを一定にするためであつて、単に周
波数特性を等化するためには省略出来るものであ
る。２０１は入力信号端子、２０２は出力信号端
子である。
１図と同じ構成であり、τを選定することにより
１次傾斜、２次もしくは高次曲率の振幅等化器と
して設計されるものである。８はAGG増幅器、
９は受信した信号のスペクトラムの形を検出する
ことにより伝送歪を検出し等化器２１，２２を制
御する回路である。ここで回路８のAGC増幅器
は出力レベルを一定にするためであつて、単に周
波数特性を等化するためには省略出来るものであ
る。２０１は入力信号端子、２０２は出力信号端
子である。
第４図は制御回路９の具体的な回路のブロツク
図である。１０，１１および１２は各々中心周波
数（0＋1）、（0−1）、0とする狭帯域波
器
（ここで、f0は信号帯域の中心周波数、f1は適当
な周波数）、１３，１４，１５はレベル検波器、
１６，１７は差動増幅器、１８〜２０は抵抗器で
ある。
図である。１０，１１および１２は各々中心周波
数（0＋1）、（0−1）、0とする狭帯域波
器
（ここで、f0は信号帯域の中心周波数、f1は適当
な周波数）、１３，１４，１５はレベル検波器、
１６，１７は差動増幅器、１８〜２０は抵抗器で
ある。
第５図は波器１０〜１２の振幅対周波数特性
である。ただしＢは信号帯域幅である。
である。ただしＢは信号帯域幅である。
差動増幅器１６はレベル検出器１３，１４の出
力、すなわち周波数0の低減側と高域側の信号成
分（信号電力）を比較してその差をとりだし１次
傾斜分とその極性に応じて出力Ｘを出力する。一
方差動増幅器１７は、レベル検出器１３，１４の
出力平均値とベル検出器１５の出力、すなわち0
近傍の信号成分を比較しその差をとりだすことに
より、２次、高次の曲率分とその極性に応じて出
力Ｙを出力する。尚、１次傾斜分だけの場合は、
波器１２、検出器１５、差動増幅器１７は必要
でなく、又２次、高次の曲率分のみを等化する場
合は差動増幅器１６は必要でない。
力、すなわち周波数0の低減側と高域側の信号成
分（信号電力）を比較してその差をとりだし１次
傾斜分とその極性に応じて出力Ｘを出力する。一
方差動増幅器１７は、レベル検出器１３，１４の
出力平均値とベル検出器１５の出力、すなわち0
近傍の信号成分を比較しその差をとりだすことに
より、２次、高次の曲率分とその極性に応じて出
力Ｙを出力する。尚、１次傾斜分だけの場合は、
波器１２、検出器１５、差動増幅器１７は必要
でなく、又２次、高次の曲率分のみを等化する場
合は差動増幅器１６は必要でない。
差動増幅器１６，１７の出力信号Ｘ、Ｙは選択
的に各々制御すべき可変減衰器に供給される。
的に各々制御すべき可変減衰器に供給される。
以上、説明したように本発明に依れば、遅延時
間（τ）を適当に選ぶことに依り、増幅率あるい
は減衰率αを可変すれば所要の周波数領域と最大
等化振幅を任意に設定しうる振幅等化回路が得ら
れる。また必要に応じて等化特性を自動的に選択
出来る自動振幅等化装置をも得ることができる。
しかも全帯域で遅延平担であるために２次、高次
の曲率を等化するのにも、適している。
間（τ）を適当に選ぶことに依り、増幅率あるい
は減衰率αを可変すれば所要の周波数領域と最大
等化振幅を任意に設定しうる振幅等化回路が得ら
れる。また必要に応じて等化特性を自動的に選択
出来る自動振幅等化装置をも得ることができる。
しかも全帯域で遅延平担であるために２次、高次
の曲率を等化するのにも、適している。
第１図は本発明による可変等化器部の実施例の
ブロツク図、第２図は遅延量を一定として、増幅
率あるいは減衰率を変化させた時の増幅等性図、
第３図は本発明による自動等化装置の実施例のブ
ロツク図、第４図は第３図における制御回路の１
実施例のブロツク図、第５図は第４図における
波器１０〜１２の特性図である。 なお、図において、１，３は信号分岐回路、
４，７は信号合成回路、２，５は遅延回路、６は
信号の極性と振幅の可変回路、８は自動利得制御
増幅器、９は制御回路、１０〜１２は波器、１
３〜１５はレベル検出回路、１６，１７は差動増
幅器、１８〜２０は抵抗器、２１，２２は等化器
である。
ブロツク図、第２図は遅延量を一定として、増幅
率あるいは減衰率を変化させた時の増幅等性図、
第３図は本発明による自動等化装置の実施例のブ
ロツク図、第４図は第３図における制御回路の１
実施例のブロツク図、第５図は第４図における
波器１０〜１２の特性図である。 なお、図において、１，３は信号分岐回路、
４，７は信号合成回路、２，５は遅延回路、６は
信号の極性と振幅の可変回路、８は自動利得制御
増幅器、９は制御回路、１０〜１２は波器、１
３〜１５はレベル検出回路、１６，１７は差動増
幅器、１８〜２０は抵抗器、２１，２２は等化器
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一定の周波数帯域内である振幅歪特性を有す
る信号を等化する可変振幅等化器において、前記
信号を２分岐する第１の手段と、前記第１の手段
の一方の出力に接続され前記周波数帯域で決まる
遅延時間を有する第２の手段と、前記第２の手段
の出力信号を２分岐する第３の手段と、前記第３
の手段の一方の出力に接続され前記遅延時間と同
じ遅延時間を有する第４の手段と、前記第１の手
段の他方の出力と前記第４の手段の出力とを合成
する第５の手段と、前記第５の手段の出力の極性
および振幅を可変する第６の手段と、前記第３の
手段の他方の出力と前記第６の手段の出力を合成
し等化された信号を発生する第７の手段とを含む
ことを特徴とする振幅等化器。 ２ 一定の周波数帯域内である振幅歪特性を有す
る信号の供給を受ける入力信号端子と、出力信号
端子と、前記振幅歪特性を等化する振幅対周波数
特性を有する振幅等化器において、第１および第
２の振幅等化手段を前記入力信号端子と前記出力
信号端子との間に直列に設け、前記振幅等化手段
の各各を信号を２分岐する第１の手段と、前記第
１の手段の一方の出力に接続され前記周波数帯域
で決まる遅延時間を有する第２の手段と、前記第
２の手段の出力を２分岐する第３の手段と、前記
第３の手段の一方の出力に接続され前記遅延時間
と同じ遅延時間を有する第４の手段と、前記第１
の手段の他方の出力と前記第４の手段の出力とを
合成する第５の手段と、前記第５の手段の出力の
極性および振幅を可変する第６の手段と、前記第
３の手段の他方の出力と前記第６の手段の出力を
合成しこの振幅等化手段の出力とする第７の手段
とで構成し、最終段の前記振幅等化手段の出力に
接続され、前記信号の電力スペクトラムの形状に
より前記振幅歪特性の極性および振幅を検出し前
記第６の手段を制御する第８の手段を含むことを
特徴する振幅等化器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15661079A JPS5679513A (en) | 1979-12-03 | 1979-12-03 | Amplitude equalizer |
| US06/212,164 US4333063A (en) | 1979-12-03 | 1980-12-02 | Amplitude equalizer |
| CA000365984A CA1152166A (en) | 1979-12-03 | 1980-12-02 | Amplitude equalizer |
| EP80107562A EP0030037B1 (en) | 1979-12-03 | 1980-12-03 | Amplitude equalizer, particularly for use in a signal transmission system |
| DE8080107562T DE3070477D1 (en) | 1979-12-03 | 1980-12-03 | Amplitude equalizer, particularly for use in a signal transmission system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15661079A JPS5679513A (en) | 1979-12-03 | 1979-12-03 | Amplitude equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5679513A JPS5679513A (en) | 1981-06-30 |
| JPS6339126B2 true JPS6339126B2 (ja) | 1988-08-03 |
Family
ID=15631491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15661079A Granted JPS5679513A (en) | 1979-12-03 | 1979-12-03 | Amplitude equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5679513A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0650831B2 (ja) * | 1987-05-30 | 1994-06-29 | 富士通株式会社 | 送信電力制御方式 |
-
1979
- 1979-12-03 JP JP15661079A patent/JPS5679513A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5679513A (en) | 1981-06-30 |
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