JPS6336170B2 - - Google Patents
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- JPS6336170B2 JPS6336170B2 JP22762982A JP22762982A JPS6336170B2 JP S6336170 B2 JPS6336170 B2 JP S6336170B2 JP 22762982 A JP22762982 A JP 22762982A JP 22762982 A JP22762982 A JP 22762982A JP S6336170 B2 JPS6336170 B2 JP S6336170B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(1) 発明の技術分野
本発明は音声圧縮伝送方式に係り、特に電話音
声信号の周波数帯域幅を小さく圧縮して伝送する
方式に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (1) Technical Field of the Invention The present invention relates to a voice compression transmission system, and particularly to a system for transmitting a telephone voice signal by compressing its frequency bandwidth to a small size.
(2) 発明の背景
専用電話回線などを効率よく使用する為に電送
信号の周波数を分割多重して複数チヤネルの通話
を可能にする手法はよく知られている。この周波
数分割多重方式においては、送信側で音声信号の
周波数帯域を圧縮し、受信側で元の周波数帯域に
復調することが必要であり、アナログ伝送路を用
いた音声圧縮伝送方式においては、入力音声信号
のうち、一定の周波数成分を抜きとり、抜きとつ
た部分に他の周波数成分を入れて音声を圧縮し伝
送する方式が優れている。この場合、音声信号の
圧縮及び復調のための装置は、不要周波数成分を
波するためのフイルタが高性能であることと、
低価格であることが要求されている。(2) Background of the Invention In order to efficiently use a dedicated telephone line, etc., it is well known that the frequency of a transmission signal is divided and multiplexed to enable calls over multiple channels. In this frequency division multiplexing method, it is necessary to compress the frequency band of the audio signal on the transmitting side and demodulate it to the original frequency band on the receiving side. An excellent method is to compress and transmit audio by extracting certain frequency components from the audio signal and inserting other frequency components into the extracted portions. In this case, the device for compressing and demodulating the audio signal must have a high-performance filter for removing unnecessary frequency components;
Low prices are required.
(3) 従来技術と問題点
従来、周波数零からFの周波数軸上で周波数
F/2の点に関して通過帯と阻止帯が互いに対称
な周波数位置に存在するようなフイルタとして振
幅特性が正弦波状のくし形フイルタなどがある。
この従来方式では正弦波発生回路や振幅変調回路
が必要であり、部品数が多くて装置価格が高いと
いう問題があつた。又、音声信号の有効帯域は
200〜3000Hz程度であるが、200〜1000Hzに音声の
主要部分が集中している。正弦波上のくし形フイ
ルタを用いた場合200〜1000Hzの音声の主要部分
の信号成分を削り過ぎてしまうという欠点もあ
る。(3) Prior art and problems Conventionally, a filter with a sinusoidal amplitude characteristic is used as a filter in which the pass band and stop band exist at frequency positions that are symmetrical to each other with respect to the frequency F/2 point on the frequency axis from frequency zero to F. There are comb filters, etc.
This conventional method requires a sine wave generation circuit and an amplitude modulation circuit, and has the problem of a large number of parts and a high device cost. Also, the effective band of the audio signal is
It is around 200 to 3000Hz, but the main part of the voice is concentrated in 200 to 1000Hz. When using a comb filter on a sine wave, there is also the drawback that the signal components of the main part of the voice between 200 and 1000 Hz are removed too much.
振幅特性が正弦波上の上記従来型くし形フイル
タに替えて、これよりも通過帯と阻止帯が明確な
くし形デイジタルフイルタを用いることも考えら
れるが、この場合はフイルタにおける計算回数や
遅延素子の個数が極めて大きくなるという問題が
生ずる。 Instead of the above conventional comb-shaped filter whose amplitude characteristic is a sine wave, it may be possible to use a comb-shaped digital filter with clearer passband and stopband, but in this case, the number of calculations in the filter and the number of delay elements can be reduced. A problem arises in that the number becomes extremely large.
(4) 発明の目的
本発明の目的は上記従来方式における問題にか
んがみ、正弦波上のくし形フイルタに替えて入力
音声の最高周波数をFとするとき0〜F/4の成
分についてはそのまま通過させ、F/4〜3/
4Fの成分についてはF/4だけ下方に移動して、
周波数範囲0〜F/2の信号としてくし形デイジ
タルフイルタ波するという構想に基づき、音声
圧縮伝送方式において、品質劣下を少なくすると
共にくし形デイジタルフイルタの計算回数を減少
させることにある。(4) Purpose of the Invention The purpose of the present invention is to solve the above-mentioned problems with the conventional method, and to replace it with a comb filter on a sine wave, when the highest frequency of input audio is F, components from 0 to F/4 are passed through as is. Let, F/4~3/
For the 4F component, move it down by F/4,
Based on the concept of transmitting a comb-shaped digital filter wave as a signal in the frequency range 0 to F/2, the object of the present invention is to reduce quality deterioration and reduce the number of calculations of the comb-shaped digital filter in an audio compression transmission system.
(5) 発明の構成
上記の目的を達成するための本発明の要旨は、
入力音声信号源の最高周波数をFとするとき、周
波数零からFの範囲の周波数軸上で、周波数F/2
の点を中心として通過帯と阻止帯が互いに対称な
位置に存在するようなフイルタに音声信号を通し
たのち、F/2より上側の周波数成分を折返して、
周波数範囲零からF/2に音声帯域を圧縮して伝送
し、受信側では、受信した信号の内、折返された
成分を元の位置に戻して受話器に出力する伝送方
式であつて、該フイルタの通過特性を周波数範囲
零からF/4で通過、周波数範囲F/4から3/4Fで
く
し形、そして、周波数範囲3/4FからFで阻止と
するように選ぶ音声圧縮伝送方式にある。(5) Structure of the invention The gist of the present invention to achieve the above object is as follows:
When the highest frequency of the input audio signal source is F, a filter whose pass band and stop band are located at symmetrical positions about the frequency F/2 on the frequency axis in the range from frequency zero to F is defined. After passing the audio signal through the signal, the frequency components above F/2 are folded back, the audio band is compressed from the zero frequency range to F/2, and the signal is transmitted.On the receiving side, the frequency components above F/2 are compressed and transmitted. It is a transmission method that returns the components to their original positions and outputs them to the receiver, and the pass characteristics of the filter are: pass in the frequency range from zero to F/4, comb shape in the frequency range from F/4 to 3/4F, and The audio compression transmission method is selected to be blocked in the range 3/4F to F.
本発明の一態様によれば、送信側では、該音声
信号源の出力信号のF/4以下の周波数成分を通
過させる第1の低域通過フイルタ、該音声信号源
の信号のF/4から3/4Fの周波数成分を通過させる
第1の帯域フイルタ、該第1の帯域フイルタの出
力信号をサンプリング周波数2FでAD変換する第
1のアナログ―デイジタル変換器、該第1のアナ
ログ―デイジタル変換器の出力信号の周波数を
F/4だけ下方に移動させる第1の移動手段、該
第1の移動手段の出力信号を、周波数F/4に関
して通過帯と阻止帯が互いに対称に位置するよう
に波する、サンプリング周波数Fの第1のくし
形デイジタルフイルタ、該第1のくし形デイジタ
ルフイルタの出力信号を1サンプルおきに、値零
のサンプルと置換する、第1の零サンプル置換回
路、該第1の零サンプル置換回路の出力信号をサ
ンプリング周波数FでDA変換する第1のデイジ
タル―アナログ変換器、該第1のデイジタル―ア
ナログ変換器の出力信号の周波数範囲F/4から
F/2の信号成分を通過させる第2の帯域フイル
タ、及び該第1の低域通過フイルタの出力信号と
該第2の帯域フイルタの出力信号を加算して伝送
路に送出する加算器を備えており、受信側では、
該伝送路から受信した信号のF/4以下の周波数
成分を通過させる第2の低域通過フイルタ、該伝
送路から受信した信号のF/4からF/2の周波
数成分を通過させる第3の帯域フイルタ、該第3
の帯域フイルタの出力信号をサンプリング周波数
FでAD変換する第2のアナログ―デイジタル変
換器、該第2のアナログ―デイジタル変換器の出
力信号を1サンプルおきに、値零のサンプルと置
換する、零サンプル置換回路、該第1のくし形デ
イジタルフイルタと同一特性を持ち、該第2の零
サンプル置換回路の出力信号を波する第2のく
し形デイジタルフイルタ、該第2のくし形デイジ
タルフイルタの出力信号をサンプル補間してサン
プリング周波数2Fとして出力する補間回路、該
補間回路の出力信号の周波数をF/4だけ移動さ
せる第2の移動手段、該第2の移動手段の出力信
号をサンプリング周波数2FでDA変換する第2の
デイジタル―アナログ変換器、該第2のデイジタ
ル―アナログ変換器の出力信号のF/4から3/
4Fの周波数成分を通過させる第4の帯域フイル
タ、及び該第2の低域通過フイルタの出力信号と
該第4の帯域フイルタの出力信号を加算して受話
器に出力する加算器を備えている。 According to one aspect of the present invention, on the transmission side, a first low-pass filter that passes frequency components of F/4 or lower of the output signal of the audio signal source; a first bandpass filter that passes a 3/4F frequency component; a first analog-digital converter that converts the output signal of the first bandpass filter into an AD signal at a sampling frequency of 2F; and the first analog-digital converter. a first moving means for shifting the frequency of the output signal of the first moving means downward by F/4; a first comb-shaped digital filter having a sampling frequency F; a first zero-sample replacement circuit that replaces every other sample of the output signal of the first comb-shaped digital filter with a sample having a value of zero; a first digital-to-analog converter that performs DA conversion on the output signal of the zero sample replacement circuit at a sampling frequency F; a signal component in the frequency range of F/4 to F/2 of the output signal of the first digital-to-analog converter; , and an adder that adds the output signal of the first low-pass filter and the output signal of the second band filter and sends it to the transmission path. ,
a second low-pass filter that passes frequency components below F/4 of the signal received from the transmission path; and a third low-pass filter that passes frequency components from F/4 to F/2 of the signal received from the transmission path. band filter, the third
a second analog-to-digital converter for AD converting the output signal of the bandpass filter at a sampling frequency F; replacing every other sample of the output signal of the second analog-to-digital converter with a sample having a value of zero; a sample replacement circuit; a second comb digital filter having the same characteristics as the first comb digital filter and wave an output signal of the second zero sample replacement circuit; an output of the second comb digital filter; an interpolation circuit that performs sample interpolation on a signal and outputs the signal at a sampling frequency of 2F; a second moving means that moves the frequency of the output signal of the interpolation circuit by F/4; and an output signal of the second moving means that outputs the signal at a sampling frequency of 2F. A second digital-to-analog converter that performs DA conversion;
It includes a fourth band filter that passes the 4F frequency component, and an adder that adds the output signal of the second low-pass filter and the output signal of the fourth band filter and outputs the result to the receiver.
(6) 発明の実施例
以下、本発明の実施例を図面によつて説明す
る。(6) Examples of the invention Examples of the invention will be described below with reference to the drawings.
第1図は本発明の一実施例により入力音声信号
を圧縮する送信部を示すブロツク図、第2図は受
信信号を復調する受信部を示すブロツク図であ
る。 FIG. 1 is a block diagram showing a transmitting section that compresses an input audio signal according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a receiving section that demodulates a received signal.
第1図において、1は最高周波数4KHzの音声
信号を出力する送話器、2はカツトオフ周波数
1KHzのアナログ低域通過フイルタ、3は通過帯
域1KHz〜3KHzのアナログ帯域フイルタ、4はサ
ンプリング周波数8KHzでAD変換する第1のアナ
ログ―デイジタル変換器(以下AD変換器と称す
る)、5は乗算器、6は1KHzの正弦波発生回路、
7はカツトオフ周波数2KHzの低域通過デイジタ
ルフイルタ、8はサンプル間引きスイツチ、9は
くし形デイジタルフイルタ、10は零サンプル置
換回路、11はサンプリング周波数4KHzでDA変
換する第1のDA変換器、12は通過帯域1KHz〜
2KHzのアナログ帯域フイルタ、13はアナログ
低域フイルタ2の出力信号とアナログ帯域フイル
タ12の出力信号を加算する加算器である。 In Figure 1, 1 is a transmitter that outputs an audio signal with a maximum frequency of 4KHz, and 2 is a cut-off frequency.
1KHz analog low-pass filter, 3 is an analog bandpass filter with a passband of 1KHz to 3KHz, 4 is the first analog-to-digital converter (hereinafter referred to as AD converter) that performs AD conversion at a sampling frequency of 8KHz, and 5 is a multiplier. , 6 is a 1KHz sine wave generation circuit,
7 is a low-pass digital filter with a cutoff frequency of 2KHz, 8 is a sample thinning switch, 9 is a comb digital filter, 10 is a zero sample replacement circuit, 11 is a first DA converter that performs DA conversion at a sampling frequency of 4KHz, and 12 is a pass-through. Bandwidth 1KHz~
The 2KHz analog band filter 13 is an adder that adds the output signal of the analog low-pass filter 2 and the output signal of the analog band filter 12.
第1図の送信部の動作を第3図から第7図の波
形図によつて説明する。 The operation of the transmitter shown in FIG. 1 will be explained with reference to waveform diagrams shown in FIGS. 3 to 7.
送話器1より入力された音声信号は第7図aの
スペクトラムを持ち、第3図に示した波特性を
もつカツトオフ周波数1KHzのアナログ低域フイ
ルタ2で波されて第7図bのスペクトラムとな
り、0〜1KHzの周波数成分の信号が加算器13
の第1入力に入力される。 The audio signal input from the transmitter 1 has the spectrum shown in Figure 7a, and is waved by the analog low-pass filter 2 with a cutoff frequency of 1KHz having the wave characteristics shown in Figure 3, resulting in the spectrum shown in Figure 7b. Therefore, the signal of the frequency component of 0 to 1KHz is sent to the adder 13.
is input to the first input of.
一方、送話器1の信号は通過帯域1KHz〜3KHz
のアナログ帯域フイルタ3で波され、AD変換
器4によつてサンプリング周波数8KHzでAD変換
されて第7図cのスペクトラムとなる。但しデイ
ジタル信号なので4KHz以上でもスペクトラムが
あるが、0〜4KHzと同一形状のスペクトラムで
あり、図面の簡単化のために第7図cにおいては
省略されている。以下、第7図の各図ではデイジ
タル信号の繰り返し部分は省略されている。 On the other hand, the signal from transmitter 1 has a passband of 1KHz to 3KHz.
The signal is waveformed by the analog band filter 3, and AD converted by the AD converter 4 at a sampling frequency of 8 KHz, resulting in the spectrum shown in FIG. 7c. However, since it is a digital signal, there is a spectrum even above 4KHz, but the spectrum has the same shape as that of 0 to 4KHz, and is omitted in FIG. 7c to simplify the drawing. Hereinafter, repeated portions of digital signals are omitted in each diagram of FIG. 7.
AD変換器4の出力は、乗算器5と、1KHzの正
弦波サンプル発生部6およびカツトオフ周波数
2KHzの低域通過デイジタルフイルタ7により、
周波数が1KHzだけ下方に移動して、第7図dの
スペクトラムとなる。この信号は8KHzでサンプ
リングされたデイジタル信号なので、第4図aに
示すごとく、125μsの時間間隔毎にサンプル値を
持つている。これをサンプル間引きスイツチ8に
よつて、1サンプル時間おきに間引いて、第4図
bに示す如き、250μSの時間間隔を持つデイジタ
ル信号に変換する。これにより、サンプリング周
波数は8KHzの半分の4KHzとなる。サンプル間引
きスイチ8の出力信号は、第6図に示した波特
性をもつくし形デイジタルフイルタ9によつて
波されて第7図cのスペクトラムとなる。くし形
デイジタルフイルタ9の波特性は、周波数軸上
の1KHzの周波数点に関して、通過帯と阻止帯が
互いに対称な位置にあるので、第7図eのスペク
トラムも、1KHzを中心として通過帯と阻止帯が
互いに対称な位置にある。この信号を第5図の
a,b如くaのスペクトラムを1サンプルおき
に、値零のサンプルと置換しbの如くする零サン
プル置換回路に通すと、標本化定理の折り返し現
象が現われ、周波数スペクトラムは入力音声信号
の中心周波数2KHzに関して対称的に折り返され、
第7図fのスペクトラムとなる。これをDA変換
器11によりサンプリング周波数4KHzでDA変換
して通過帯域が1〜2KHzのアナログフイルタ1
2を通り、第7図gのスペクトラムとなつて、加
算器13の第2入力に入る。加算器13で第7図
bと第7図gのスペクトラムが加算されて、伝送
路14に第7図hのスペクトラムを持つ信号が送
出される。第7図hからわかるように、加算器1
3から送出される音声信号の帯域巾は2KHzに圧
縮されている。 The output of the AD converter 4 is connected to a multiplier 5, a 1KHz sine wave sample generator 6 and a cutoff frequency.
With 2KHz low-pass digital filter 7,
The frequency moves downward by 1KHz, resulting in the spectrum shown in Figure 7d. Since this signal is a digital signal sampled at 8KHz, it has sample values at every 125 μs time interval, as shown in FIG. 4a. The sample decimation switch 8 decimates this signal every one sample time and converts it into a digital signal having a time interval of 250 .mu.S as shown in FIG. 4b. As a result, the sampling frequency becomes 4KHz, which is half of 8KHz. The output signal of the sample thinning switch 8 is waved by a rectangular digital filter 9 having the wave characteristics shown in FIG. 6, resulting in the spectrum shown in FIG. 7c. In the wave characteristics of the comb-shaped digital filter 9, the passband and stopband are located at symmetrical positions with respect to the 1KHz frequency point on the frequency axis, so the spectrum in Figure 7e also has a passband and a stopband centered at 1KHz. The inhibition zones are located symmetrically to each other. When this signal is passed through a zero sample replacement circuit that replaces every other sample of the spectrum of a with a sample of zero value, as shown in a and b in Figure 5, the folding phenomenon of the sampling theorem appears, and the frequency spectrum is folded back symmetrically with respect to the center frequency of the input audio signal, 2KHz,
The spectrum is shown in Fig. 7f. This is converted to DA at a sampling frequency of 4KHz by a DA converter 11, and an analog filter 1 with a pass band of 1 to 2KHz is applied.
2, becomes the spectrum shown in FIG. 7g, and enters the second input of the adder 13. The adder 13 adds the spectra shown in FIG. 7b and FIG. 7g, and a signal having the spectrum shown in FIG. 7h is sent to the transmission line 14. As can be seen from FIG. 7h, adder 1
The bandwidth of the audio signal sent from 3 is compressed to 2KHz.
第2図において、15はカツトオフ周波数1K
Hzのアナログ低域通過フイルタ、16は通過帯域
1KHz〜2KHzのアナログ帯域フイルタ、17はサ
ンプリング周波数4KHzでAD変換するAD変換器、
18は零サンプル置換回路、19はくし形デイジ
タルフイルタ、20は補間回路、21は乗算器、
22は1KHz正弦波発振回路、23はDA変換器、
24は通過帯域1KHz〜3KHzのアナログ帯域フイ
ルタ、25は加算器、そして26は受話器であ
る。 In Figure 2, 15 is the cutoff frequency 1K
Hz analog low pass filter, 16 is passband
1KHz to 2KHz analog band filter, 17 is an AD converter that performs AD conversion at a sampling frequency of 4KHz,
18 is a zero sample replacement circuit, 19 is a comb digital filter, 20 is an interpolation circuit, 21 is a multiplier,
22 is a 1KHz sine wave oscillation circuit, 23 is a DA converter,
24 is an analog band filter with a pass band of 1 KHz to 3 KHz, 25 is an adder, and 26 is a receiver.
伝送路14から受信した第7図hのスペクトラ
ムを持つ信号は、第3図の波特性を持つカツト
オフ周波数1KHzのアナログ低域通過フイルタ1
5で波されて第7図bのスペクトラムとなり、
加算器25の第1入力に入力される。伝送路14
の信号はまた、通過帯域1KHz〜2KHzのアナログ
フイルタ16で波されて第7図gのスペクトラ
ムとなり、次いでAD変換器17によりサンプリ
ング周波数4KHzでAD変換され、零サンプル置換
回路18により第5図の如く1サンプルおきにサ
ンプル値零と置換されて第7図fのスペクトラム
となる。この信号は送信部と同一の第6図に示し
た特性を持つくし形デイジタルフイルタ19で
波されて第7図eのスペクトラムとなる。デイジ
タルフイルタ19の出力信号はサンプリング周期
が250μsなので、補間回路20により改周期の間
のサンプリング値を補間用フイルタ20で補間し
てサンプリング周波数を8KHzとし、乗算器21、
1KHz正弦波発振回路22、DA変換器23、およ
び、通過帯域1KHz〜3KHzのアナログフイルタに
よつて、周波数を1KHzだけ上方に移動させて第
7図iのスペクトラムとなつて加算器25の第2
入力に入力される。加算器25においては、第7
図bのスペクトラムと第7図iのスペクトラムが
加算されて受話器6に第7図jのスペクトラムと
なつて送出される。 The signal having the spectrum shown in FIG.
5, resulting in the spectrum shown in Figure 7b,
It is input to the first input of the adder 25. Transmission line 14
The signal is also waved by an analog filter 16 with a passband of 1KHz to 2KHz to form the spectrum shown in FIG. Thus, every other sample is replaced with a sample value of zero, resulting in the spectrum shown in FIG. 7f. This signal is waved by a comb-shaped digital filter 19 having the same characteristics as those of the transmitter shown in FIG. 6, resulting in the spectrum shown in FIG. 7e. Since the sampling period of the output signal of the digital filter 19 is 250 μs, the interpolation circuit 20 interpolates the sampling value between the period changes to make the sampling frequency 8KHz, and the multiplier 21,
Using the 1KHz sine wave oscillation circuit 22, the DA converter 23, and the analog filter with a passband of 1KHz to 3KHz, the frequency is shifted upward by 1KHz, resulting in the spectrum shown in FIG.
entered into the input. In the adder 25, the seventh
The spectrum shown in FIG. 7b and the spectrum shown in FIG. 7i are added together and sent to the receiver 6 as the spectrum shown in FIG. 7j.
受話器に受け取られる信号のスペクトラムは、
1KHz〜3KHzのスペクトラムがくし形に抜き取ら
れているが、実験によれば聴感上殆んど原音と殆
んど変らない音声として聴こえることがわかつて
いる。 The spectrum of the signal received by the handset is
The spectrum from 1KHz to 3KHz is extracted in a comb shape, but experiments have shown that the sound is almost the same as the original sound.
なお、1KHz〜3KHzのスペクトラムがくし形に
抜き取られているために、平均電力が半減する。
そこで、0〜1KHzの周波数成分に比べて1〜3K
Hzの周波数成分の利得を2倍にすることにより、
更に高品質の信号が受話器に得られる。 Furthermore, since the 1KHz to 3KHz spectrum is extracted in a comb shape, the average power is halved.
Therefore, compared to the frequency component of 0-1KHz, 1-3K
By doubling the gain of the Hz frequency component,
An even higher quality signal is obtained at the handset.
第1図および第2図において用いられたアナロ
グフイルタは、デイジタルフイルタに置換するこ
ともできる。 The analog filter used in FIGS. 1 and 2 can also be replaced with a digital filter.
(7) 発明の効果
以上説明したように、本発明によれば、音声周
波数の主要部分である0〜1KHzの帯域はくし形
デイジタルフイルタを通さずそのまま通過させ、
1KHz〜3KHzの成分については1KHzだけ下方に移
動してくし形フイルタで過し、周波数範囲0〜
2KHzに圧縮した信号として伝送することにより、
音声圧縮伝送方式において、通過帯と阻止帯の境
界が明確なくし形デイジタルフイルタの計算回数
が半減され、かつ音声品質の劣化を極力抑えるこ
とができる。(7) Effects of the Invention As explained above, according to the present invention, the band from 0 to 1 KHz, which is the main part of the audio frequency, is passed through without passing through the comb-shaped digital filter.
For the 1KHz to 3KHz component, it is moved downward by 1KHz and passed through a comb filter, and the frequency range is 0 to 3KHz.
By transmitting as a signal compressed to 2KHz,
In the audio compression transmission system, the number of calculations for a comb-shaped digital filter with a clear boundary between a pass band and a stop band can be halved, and deterioration in audio quality can be suppressed as much as possible.
第1図は本発明の一実施例により入力音声信号
を圧縮する送信部を示すブロツク図、第2図は第
1図の送信部からの受信信号を復調する受信部を
示すブロツク図、第3図は第1図および第2図に
示したアナログ低域通過フイルタの波特性を示
すグラフ、第4図は第1図に示したサンプル間引
きスイツチ8の動作を説明するためのグラフ、第
5図は、零サンプル置換回路の動作を説明する
図、第6図は第1図および第2図に示したくし形
デイジタルフイルタの波特性を示すグラフ、そ
して第7図a〜jは第1図および第2図の各部の
スペクトラムを示す波形図である。
1…送話器、2…第1のアナログ低域通過フイ
ルタ、3…第1のアナログ帯域フイルタ、4…第
1のAD変換器、5…乗算器、6…1KHz正弦波発
振回路、7…デイジタル低域フイルタ、8…サン
プル間引きスイツチ、9…くし形デイジタルフイ
ルタ、10…零サンプル置換回路、11…第1の
DA変換器、12…第2のアナログ帯域フイル
タ、13…加算器、14…伝送路、15…第2の
アナログ低域通過フイルタ、16…第3のアナロ
グ帯域フイルタ、17…第2のAD変換器、18
…零サンプル置換回路、19…くし形デイジタル
フイルタ、20…補間回路、21…乗算器、22
…正弦波発振回路、23…第2のDA変換器、2
4…第4のアナログ帯域フイルタ、25…加算
器、26…受話器。
FIG. 1 is a block diagram showing a transmitting section that compresses an input audio signal according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing a receiving section that demodulates the received signal from the transmitting section of FIG. 1, and FIG. The figures are graphs showing the wave characteristics of the analog low-pass filters shown in Figs. 1 and 2, Fig. 4 is a graph for explaining the operation of the sample thinning switch 8 shown in Fig. 1, and Fig. 6 is a diagram illustrating the operation of the zero sample replacement circuit, FIG. 6 is a graph showing the wave characteristics of the comb-shaped digital filter shown in FIGS. 1 and 2, and FIGS. FIG. 3 is a waveform chart showing spectra of various parts in FIG. 2; DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Transmitter, 2... First analog low-pass filter, 3... First analog band filter, 4... First AD converter, 5... Multiplier, 6... 1KHz sine wave oscillation circuit, 7... Digital low-pass filter, 8... Sample thinning switch, 9... Comb digital filter, 10... Zero sample replacement circuit, 11... First
DA converter, 12... Second analog band filter, 13... Adder, 14... Transmission line, 15... Second analog low pass filter, 16... Third analog band filter, 17... Second AD conversion vessel, 18
...Zero sample replacement circuit, 19...Comb digital filter, 20...Interpolation circuit, 21...Multiplier, 22
...Sine wave oscillation circuit, 23...Second DA converter, 2
4... Fourth analog band filter, 25... Adder, 26... Receiver.
Claims (1)
き、周波数零からFの範囲の周波数軸上で、周波
数F/2の点を中心として通過帯と阻止帯が互いに 対称な位置に存在するようなフイルタに音声信号
を通したのち、F/2より上側の周波数成分を折返 して、周波数範囲零からF/2に音声帯域を圧縮し て伝送し、受信側では、受信した信号の内、折返
された成分を、元の位置に戻して受話器に出力す
る伝送方式であつて、該フイルタの通過特性を周
波数範囲零からF/4で通過、周波数範囲F/4から 3/4Fでくし形、そして、周波数範囲3/4FからF で阻止とするように選ぶ音声圧縮伝送方式。 2 送信側では、 該音声信号源の出力信号のF/4以下の周波数
成分を通過させる第1の低域通過フイルタ、 該音声信号源の信号のF/4から3/4Fの周波数成 分を通過させる第1の帯域フイルタ、 該第1の帯域フイルタの出力信号をサンプリン
グ周波数2FでAD変換する第1のアナログ―デイ
ジタル変換器、 該第1のアナログ―デイジタル変換器の出力信
号の周波数をF/4だけ下方に移動させる第1の
移動手段、 該第1の移動手段の出力信号を、周波数F/4
に関して適過帯と阻止帯が互いに対称に位置する
ように波する、サンプリング周波数Fの第1の
くし形デイジタルフイルタ、 該第1のくし形デイジタルフイルタの出力信号
を1サンプルおきに、値零のサンプルと置換える
ことにより、周波数零からF/4の信号成分と、
周波数F/4からF/2の信号成分を互いに空の
周波数範囲に折り返す第1の零サンプル置換回
路、 該第1の零サンプル置換回路の出力信号をサン
プリング周波数FでDA変換する第1のデイジタ
ル―アナログ変換器、 該第1のデイジタル―アナログ変換器の出力信
号の周波数範囲F/4からF/2の信号成分を通
過させる第2の帯域フイルタ、及び 該第1の低域通過フイルタの出力信号と該第2
の帯域フイルタの出力信号を加算して伝送路に送
出する加算器を備えたことを特徴とする特許請求
の範囲第1項記載の音声圧縮伝送方式。 3 受信側では、 該伝送路から受信した信号のF/4以下の周波
数成分を通過させる第2の低域通過フイルタ、 該伝送路から受信した信号のF/4からF/2
の周波数成分を通過させる第3の帯域フイルタ、 該第3の帯域フイルタの出力信号をサンプリン
グ周波数FでAD変換する第2のアナログ―デイ
ジタル変換器、 該第2のアナログ―デイジタル変換器の出力信
号を1サンプルおきに、値零のサンプルと置換え
る、第2の零サンプル置換回路、 該第1のくし形デイジタルフイルタと同一特性
を持ち、該第2の零サンプル置換回路の出力信号
を波する該第2のくし形デイジタルフイルタ、 該第2のくし形デイジタルフイルタの出力信号
をサンプル補間してサンプリング周波数2Fとし
て出力する補間回路、 該補間回路の出力信号の周波数をF/4だけ移
動させる第2の移動手段、 該第2の移動手段の出力信号をサンプリング周
波数2FでDA変換する第2のデイジタル―アナロ
グ変換器、 該第2のデイジタル―アナログ変換器の出力信
号のF/4から3/4Fの周波数成分を通過させ
る第4の帯域フイルタ、及び 該第2の低域通過フイルタの出力信号と該第4
の帯域フイルタの出力信号を加算して受話器に出
力する加算器を備えたことを特徴とする特許請求
の範囲第2項記載の音声圧縮伝送方式。[Claims] 1. When the highest frequency of the input audio signal source is F, on the frequency axis in the range from frequency zero to F, the passband and stopband are symmetrical to each other about the point of frequency F/2. After passing the audio signal through a filter that exists at the same location, the frequency components above F/2 are folded back, the audio band is compressed from the zero frequency range to F/2, and transmitted. It is a transmission method that returns the folded component of the signal to its original position and outputs it to the receiver. The audio compression transmission method is chosen to be combed at 4F and blocked in the frequency range 3/4F to F2. 2. On the transmission side, a first low-pass filter that passes frequency components of F/4 or lower of the output signal of the audio signal source; and a first low-pass filter that passes frequency components of F/4 to 3/4F of the signal of the audio signal source. a first bandpass filter that converts the output signal of the first bandpass filter into an AD signal at a sampling frequency of 2F; a first moving means for moving the first moving means downward by a frequency of F/4;
a first comb-shaped digital filter with a sampling frequency F, which waveforms so that its passband and stopband are symmetrically located with respect to each other; By replacing the sample with the signal component from frequency zero to F/4,
a first zero sample replacement circuit that folds signal components from frequencies F/4 to F/2 into an empty frequency range; a first digital converter that converts the output signal of the first zero sample replacement circuit into a digital to digital signal at a sampling frequency F; - an analog converter; a second bandpass filter that passes signal components in the frequency range F/4 to F/2 of the output signal of the first digital-to-analog converter; and an output of the first low-pass filter. signal and the second
2. The audio compression transmission system according to claim 1, further comprising an adder that adds the output signals of the band filters and sends the result to a transmission path. 3. On the receiving side, a second low-pass filter that passes frequency components below F/4 of the signal received from the transmission path;
a third bandpass filter that passes frequency components; a second analog-to-digital converter that converts the output signal of the third bandpass filter into AD at a sampling frequency F; an output signal of the second analog-to-digital converter; a second zero sample replacement circuit that replaces every other sample with a sample of value zero, which has the same characteristics as the first comb-shaped digital filter and waves the output signal of the second zero sample replacement circuit; the second comb-shaped digital filter; an interpolation circuit that performs sample interpolation on the output signal of the second comb-shaped digital filter and outputs the sample at a sampling frequency of 2F; a second comb-shaped digital filter that shifts the frequency of the output signal of the interpolation circuit by F/4; a second digital-to-analog converter that performs DA conversion on the output signal of the second moving device at a sampling frequency of 2F; a fourth band filter that passes the 4F frequency component; and an output signal of the second low-pass filter and the fourth band filter.
3. The audio compression transmission system according to claim 2, further comprising an adder for adding the output signals of the band filters and outputting the result to the receiver.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22762982A JPS59122135A (en) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | Voice compressing transmitting system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22762982A JPS59122135A (en) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | Voice compressing transmitting system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59122135A JPS59122135A (en) | 1984-07-14 |
JPS6336170B2 true JPS6336170B2 (en) | 1988-07-19 |
Family
ID=16863905
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22762982A Granted JPS59122135A (en) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | Voice compressing transmitting system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59122135A (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8249861B2 (en) | 2005-04-20 | 2012-08-21 | Qnx Software Systems Limited | High frequency compression integration |
US8086451B2 (en) | 2005-04-20 | 2011-12-27 | Qnx Software Systems Co. | System for improving speech intelligibility through high frequency compression |
US7813931B2 (en) * | 2005-04-20 | 2010-10-12 | QNX Software Systems, Co. | System for improving speech quality and intelligibility with bandwidth compression/expansion |
-
1982
- 1982-12-28 JP JP22762982A patent/JPS59122135A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS59122135A (en) | 1984-07-14 |
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