JPS63314990A - Horizontal phase switching circuit - Google Patents
Horizontal phase switching circuitInfo
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- JPS63314990A JPS63314990A JP62151971A JP15197187A JPS63314990A JP S63314990 A JPS63314990 A JP S63314990A JP 62151971 A JP62151971 A JP 62151971A JP 15197187 A JP15197187 A JP 15197187A JP S63314990 A JPS63314990 A JP S63314990A
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Landscapes
- Synchronizing For Television (AREA)
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Abstract
Description
ピッ 産業上の利用分野
本発明はテレビジョン受像機の水平位相切換え回路に関
し、特に車体画像を観賞する場合に好適な水平位相切−
Aえ回路に関する。
(q従来の技術
ビデオ令ディスクΦプレーヤ全更用してテレビジョン受
象侭で立木画像全観賞でさるようにしたシステムが雑誌
「テレビ技術」′87年1月号に紹介ざnている。
斯かる文献に記載さnた時分割方式の立体テレビジョン
システムに、第1フイールドの信号と左カメラで撮影し
た左画像、第2フイールドの信号を右カメラで撮影した
右画像として、左右両画像に位相差金もたせた第1.
第2フイールドの信号をテレビジョン受像」に映出し、
一方視聴者は、こnら第1、第2フイールドのフィール
ド周期に同期して左右眼の電子シャッターが開閉するス
コープを用いて立体画像tm賞する方式である。
ところで、上記左右の画像の位相歪ニ、両眼視差量に相
当するものであるが、この視差量はテレビジョン受像a
を観賞する視聴者が適正な位置で硯賞しな(すれば、最
適な立体画像ヲ硯賞することができない。このため、視
聴者ぼ最適な視M僅となるようにテレビジョン受像機の
水平位相の切換えを行ない!、g1、第2フイールドの
位相の一整金行々う必要がある。
第6図は立体テレビジョンシステムに対応すべく上述し
た水平位相の調整が行なえるようにしたテレビジョン受
像機のブロック図?示しており、(4)はアンテナ、(
5)はチュー力、(6)は映像中間周波数(VIP)回
路、(力は映像検波回路、(8)は輝度及び色信号回路
、(9)は映像出力回路、αGは受像管、(111は同
期分離回路、α力に水平偏向回路、(13は垂直偏向回
路、(14)は外部入力回路、(15は水平周波数(f
H)検出回路、ll■は水平位相切換え回路、i1′r
Jは咳切換え回路d61をオン・オフ制御する0N10
FF制御回路、C8は前記垂直偏向回路(131の発振
周波数、60Hzまたi’!120HzicIa換えル
トトもニソ゛の切換えに応じて前記ON10 F F制
御回路(17)を制御する周波数の換え回路、α引用Q
Dはそnぞn第11第2、第3信号切換え回路でろ9、
音声回路についてに省略している。
通店のテレビジョン放送を受信する場合は、第1信号の
換え回路(l■に映像検波回路(7)の出力信号を輝度
・色信号回路(8)に供給するとともに同期分離Lgl
路αυに供給するように動作し、第2信号切換え回路の
は回路(8)の出力信号を映像出力回路(9)に供給す
るように動作し、また第3信号の換え回路Q〃は同期分
離回路συからの同期信号を出力する。
このとき、周波数切換え回路α力によって垂直偏向回路
C13の発成周波数は60HzK設定ざnるとともに0
N10FF制御回路αnは水平位相切換え回路σeに入
力石nる水平同期信号をそのまま水平偏向回路α2に供
給するように前記水平位相切換え回路四を制御する。
また、ビデオ争テープレコーダからの再生映像信号は外
部入力回路(141を経て第1信号切換回路(11を通
って輝度Φ色信号回路(8)に供給されるとともに同期
分離回路[111に供給されるだけであって、その他に
上記状態と同じでるる。
ところで、立体テレビジョンシステムにお(する映像信
号に、RGB信号及び同期信号の形でそnぞn別々に、
外部入力回路α勺に印加ざnるが、RC,B信号は第2
信号切換え回路(至)を介して映像出力回路(9)に供
給さnlよた同期信号は第3信号切換え回路のを介して
水平位相切換え回路al19に入力ざnる。このとき周
波数の換え回路σ■によって、垂直偏向回路[13に1
20 Hz で発振するように制御されるとともに0
N10FF制御回路anに水平位相切換え回路σeを作
動させるように制御する。
また、このときの水平周波数ば2 f II (31,
5KHz)であるので、水平開波数検出回路tlっはこ
nを検出して、水平偏向回路α4の回路定’Ik、f:
31,5 KHzで効率よく発振するようにの換える
。
次に、この第6図に示さnた水平位相切換え回路!16
1の動作を第7図を参照しつつ説明する。
第7図VC9いて、(Ml)は第1単安定マルチバイブ
レータ(以下「モノマルチ」と称す)、(第2)に第2
モノマルチ、(Ms)は第3モノマルチでおる。前記第
1モノマルf(Ml)は、入力端子txtに供給される
水平同期信号(Hs)2トリが入力としてトリガ端子(
Al)に入力されると、電源端子(+8)に接続さnた
第1”]変低抵抗VR1R1抗抵抗z)及びコンデンサ
(C1)からなる時定数回路と、後述する時定攻町変回
路ので決まる幅のパルス?Q端子から出力し、第2モノ
マルチ(第2)はトリが端子(A2)に前記第1モノマ
ルy−CMl)のQ端子の出力が入力されると、電源端
子(+B]に接続さnた抵抗(Rz)及びコンデンサ(
C2)からなる時定数回路で決まる昭のパルスをQ端子
から出力し、第3モノマルチ(第5]はトリが端子(A
5)に前記第2モノマルチ(第2]のQ端子の出力が入
力されると、電源端子(十B)に接続さnた抵抗(R5
]及びコンデンサ(C5)からなる時定数回路で決まる
幅のパルスをQ端子から出力するが、前記第3モノマル
チ(第5)の出力パルスは水平同期信号として使用する
ために、抵抗(R3〕及びコンデンサ(C3)からなる
時定’ij<1g回路は第3モノマルチ(第3)のQ出
力のパルス幅が@記水平同期H号(Hs)のパルス幅と
略等しくなるように設定される。尚、前記第1〜第3モ
ノマルチ(Ml)〜(第5ンは水平同期H号(H3〕を
略1水平期1!!(IH)遅延するものである。
前記第1可変抵抗(VRl)は、テレビジョン受像機に
入力式nる第1(奇数)及び第2(偶数〕フィールドの
映像信号の内容を画面上で同時に水平位置調整できるよ
うにし之もΩである。
ところで、立体テレビジョンシステムでニ、上述したよ
うに第1フイールドの映像信号と第2フイールドの映像
信号には位相差がめシ、この位相差全調整するのに従来
は、第7図で破線で囲まnた時定数可変回路のを使用し
ている。
すなわち、上記時定数可変回路のは、コレクタカ抵抗(
RIO)(R11)i介L”Ct電源端子十B〕に接続
さ扛、エミッタが接地さn1ベースが抵抗(Rxs)を
介して制御端子(3)に接続さnた第1トランジスタ(
Ql)と、電源端子(+B)と接地点間に直列に抵抗(
R6)、第2可変抵抗(VRz)、抵抗(R7)(R8
)が接続さnでなるバイアス回路(ハ)と、エミッタが
電源端子(+B月/C接続さn1ベースが抵抗(Rro
)と抵抗(R11)の接続点に接続さn1コレクタが抵
抗(R6]と第2可変抵抗(VB2)との接続点に接続
さnfc第2トランジスタ(Q2)と、コレクタが抵抗
(R9)’を介して電源端子(+B)に接続され、エミ
ッタが接地さn1ベースが抵抗(R12)を介して制御
端子(3)に接続さnた第3トランジスタ(Q3)と、
コレクタが抵抗(R7〕と抵抗(R8〕の接続点に接続
さn1エミツタが接地され、ペースが前記第3トランジ
スタ(Qlのコレクタに接続さnた第4 トランジスタ
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a horizontal phase switching circuit for a television receiver, and particularly to a horizontal phase switching circuit suitable for viewing car body images.
Regarding the circuit. (q) A system that completely replaces the conventional technology video disc Φ player and allows viewing of all standing tree images on television was introduced in the January 1987 issue of the magazine ``Television Technology''. In the time-division stereoscopic television system described in this document, both the left and right images are created, with the first field signal and the left image taken by the left camera, and the second field signal taken as the right image taken by the right camera. The first one has a phase difference metal.
The signal of the second field is displayed on the television receiver,
On the other hand, the viewer views the stereoscopic image using a scope in which electronic shutters for the left and right eyes open and close in synchronization with the field cycles of the first and second fields. By the way, the above-mentioned phase distortion of the left and right images corresponds to the amount of binocular parallax, and this amount of parallax is
If the viewer watching the video is not positioned in the correct position, they will not be able to view the optimal 3D image.For this reason, the television receiver must be adjusted so that the viewer can see the optimal 3D image. It is necessary to change the horizontal phase!, g1, and adjust the phase of the second field. Figure 6 shows the above-mentioned horizontal phase adjustment to be compatible with a 3D television system. It shows a block diagram of a television receiver, where (4) is the antenna, (
5) is the Chu power, (6) is the video intermediate frequency (VIP) circuit, (power is the video detection circuit, (8) is the brightness and color signal circuit, (9) is the video output circuit, αG is the picture tube, (111 is a synchronous separation circuit, α power is a horizontal deflection circuit, (13 is a vertical deflection circuit, (14) is an external input circuit, (15 is a horizontal frequency (f)
H) Detection circuit, ll■ is horizontal phase switching circuit, i1'r
J is 0N10 that controls cough switching circuit d61 on/off.
FF control circuit C8 is a frequency switching circuit that controls the ON10 FF control circuit (17) in response to switching of the oscillation frequency of the vertical deflection circuit (131, 60 Hz and 120 Hz). Quote Q
D is the 11th second and third signal switching circuit 9.
The audio circuit is omitted. When receiving television broadcasts from a store, the output signal of the video detection circuit (7) is supplied to the first signal switching circuit (l
The second signal switching circuit operates to supply the output signal of the circuit (8) to the video output circuit (9), and the third signal switching circuit Q operates to supply the output signal of the circuit (8) to the video output circuit (9). Outputs the synchronizing signal from the separation circuit συ. At this time, the oscillation frequency of the vertical deflection circuit C13 is set to 60 HzK and set to 0 by the frequency switching circuit α.
The N10FF control circuit αn controls the horizontal phase switching circuit 4 so that the horizontal synchronizing signal input to the horizontal phase switching circuit σe is directly supplied to the horizontal deflection circuit α2. In addition, the reproduced video signal from the video tape recorder is supplied to the luminance Φ color signal circuit (8) via the external input circuit (141), the first signal switching circuit (11), and the synchronization separation circuit [111]. However, other than that, the situation is the same as above. By the way, the video signals sent to the 3D television system have separate inputs in the form of RGB signals and synchronization signals.
Although no voltage is applied to the external input circuit α, the RC and B signals are applied to the second
The synchronizing signal supplied to the video output circuit (9) via the signal switching circuit (to) is input to the horizontal phase switching circuit al19 via the third signal switching circuit. At this time, the vertical deflection circuit [13 to 1
Controlled to oscillate at 20 Hz and 0
The N10FF control circuit an is controlled to operate the horizontal phase switching circuit σe. Also, the horizontal frequency at this time is 2 f II (31,
5KHz), the horizontal open wave number detection circuit tl is detected and the circuit constant 'Ik,f of the horizontal deflection circuit α4 is determined.
Change it so that it oscillates efficiently at 31.5 KHz. Next, the horizontal phase switching circuit shown in FIG. 6! 16
The operation of No. 1 will be explained with reference to FIG. Fig. 7 VC9, (Ml) is the first monostable multivibrator (hereinafter referred to as "monomulti"), the (second) is the second
Mono multi, (Ms) is the third mono multi. The first monomer f (Ml) has a trigger terminal (
When input to A1), a time constant circuit consisting of a first variable resistance VR1R1 resistor Z) and a capacitor (C1) connected to the power supply terminal (+8), and a time constant variable circuit to be described later. A pulse with a width determined by ? is output from the Q terminal, and when the output of the Q terminal of the first monomulti (y-CMl) is input to the terminal (A2) of the second monomulti (2nd), the power supply terminal ( +B] connected to the resistor (Rz) and capacitor (
A pulse determined by the time constant circuit consisting of C2) is output from the Q terminal, and the third monomulti (fifth) is output from the terminal (A
5) When the output of the Q terminal of the second monomulti (2nd) is input, the resistor (R5) connected to the power supply terminal (10B)
] and a capacitor (C5) A pulse with a width determined by a time constant circuit is output from the Q terminal, but the output pulse of the third monomulti (fifth) is connected to a resistor (R3) in order to be used as a horizontal synchronization signal. and a capacitor (C3), the time constant 'ij<1g circuit is set so that the pulse width of the Q output of the third monomulti (third) is approximately equal to the pulse width of the horizontal synchronization signal H (Hs). Note that the first to third monomultis (Ml) to (fifth line) delay the horizontal synchronization signal H (H3) by about one horizontal period 1!! (IH).The first variable resistor (VRl) allows the content of the first (odd) and second (even) field video signals input to the television receiver to be adjusted horizontally on the screen at the same time. In a stereoscopic television system, as mentioned above, there is a phase difference between the video signal of the first field and the video signal of the second field, and in order to fully adjust this phase difference, the conventional method is as shown in the dashed line in Fig. 7. In other words, the variable time constant circuit described above uses a collector resistor (
The first transistor (RIO) (R11) is connected to the power terminal (3) through the resistor (Rxs), the emitter is grounded, and the base is connected to the control terminal (3) through the resistor (Rxs).
Ql), a resistor (Ql) in series between the power supply terminal (+B) and the ground point
R6), second variable resistor (VRz), resistor (R7) (R8
) is connected to the bias circuit (c), the emitter is connected to the power supply terminal (+B/C, and the base is connected to the resistor (Rro).
) and the resistor (R11), the collector of n1 is connected to the junction of the resistor (R6] and the second variable resistor (VB2), and the collector of the NFC second transistor (Q2) is connected to the resistor (R9)' a third transistor (Q3) whose emitter is connected to the power supply terminal (+B) through the resistor (R12), whose emitter is grounded and whose base is connected to the control terminal (3) through the resistor (R12);
A fourth transistor whose collector is connected to the connection point of the resistor (R7) and the resistor (R8), whose emitter is grounded, and whose base is connected to the collector of the third transistor (Ql)
【Q4)と、エミッタが抵抗(R4)’に介して電源端
子(+B)に接続さn1ベースが抵抗(R6)と第2町
変抵抗(”/R2)の接続点に接続さn1コレクタが抵
抗(R1)とコンデンサ(C1)の接続点に接続δnた
第5トランジスタ(Q5〕と、コレクタが前記第4トラ
ンジスタ(Q4)のコレクタに接続さn1エミツタが抵
抗(R5)を介して接地さn1ベースが抵抗(R7]と
抵抗(Ra)の接続点に接続δnた第6トランジスタ(
Q6)とから構成される。
斯かる溝底において、制御端子(3)に第1(奇数ンフ
ィールド期間でへイ■レベル、第2(偶数〕フィールド
期間でロー0レベルになるフィールド周期の切換え信号
(Sl)が印加δ扛るとすると、第1フィールド期間で
は、M11第2、第3トラ/ジスタ(Ql)(Q2)(
QS)がオン、第4トランジスタ(Q4)がオフとなる
ので、第5 トランジスタ(QS)がオフ、第6トラン
ジスタ(Q6)がオンとなり、こnによりてコンデンサ
(C1)からに第6トランジスタ(Q6)のコレクタ・
エミツタ路を介して放ぽ電流が流nるが、この放框電流
量は第2町変抵抗(VB2)の値を調整することによっ
て調整できる。また、第2フィールド期間では、名1、
第2、第3トランジスタ(Qlン(Q2)<QS)が万
フ、第4トラ/ジスタ(Q4)がオンとなるので、第5
トランジスタ(QS)がオン、第6トランジスタ(Q6
)がオフとなシ、こnによつ又コンデンサ(C1)には
電源端子(+B)から抵抗(R4〕と第5トランジスタ
(QS)のエミッタ・コレクタ路を介して光電電流が流
nるが、この光電電流量も第2可変抵抗(VB2)の値
を調整することによって稠節することができる。
従って、第1モノマルチ(Ml)の時定数画路を青酸す
る第l可変抵抗(VRl)の値を調節することによって
、第8図に示す如く水平同期15号(Hs)に対し、第
11第2、第3モノマルチ(Ml )(M2)(M5)
の出力のパルス幅が突腺で示す如く設定されるが(
斯る設定状gf以下「センター位置」と称すン、上記時
定数可変回路azによって、第1フィールド期間でに第
1モノマルチ(Ml)のQ出力を前記センター位置から
+Δτ2Δτ変化させることができ、また第2フィール
ド期間でに第1モノマルチ(Ml)のQ出力を前記セン
ター位置から−Δτ工期開期間変化ることができる。よ
って、第2モノマルチ(Ml)及び第3モノマルチ(M
5)の出力は78図し9に)に示す如く、第1フィール
ド期間でぽ破線の位置に、第2フィールド期間でに一点
鎖線の位置になるので、第3モノマルチ(M5)の出力
パルスを水平同期信号として使用すれば、第9図に示す
如く1Δτ1+Δτ21期間が画面において両眼視差量
として現われる。尚、第9図において画像(P2)〔一
点鎖恕で示す〕は移相前の第1フイールドの画像、画像
(P2/ (二点鎖線で示す〕はり相後の第1フイー
ルドの画像、画像(PI)C実線で示す〕は移相前の第
2フイールドの画像、画像(Pl)〔破線で示す〕げ移
相後の第2フイールドの画像を夫々示している。
このように、一つの可変抵抗(VRI)によって、第1
フイールドの画像と第2フイールドの画像を、センター
位置に対し同時に互いに逆方向に所定量移動させること
ができる。
Ic/J 考案が解決しようとする問題点ところで、
上記のような時定吹回路に2いて、抵抗(R4)(R5
)(R6ン(R7)(R8)の値を適当に設定し、Δτ
1=Δτ2となるように光電及び放電電流を媚整すnば
、第2可変砥抗(VRz )の副整によって、第11第
2フイールドの位相差にセンター位置に対して対称に変
化させることかでさ、理想的な視差量の調節が可能とな
るが、そのためには、上記抵抗(4)〜(6)のうち少
なくとも1つは可変抵抗にして一、1整しなけ一’nば
ならない。
また、制御端子(3)に−ね類のフィールド切換え信号
(81)’に与える構成では第1フイールドの画像と第
2フイールドの画像を、センター位置全基準として一方
向にしか移動させることができず、視差量のル1市整範
囲が十分Vc得らnない。このため、第6図に示す如き
切換えスインy(sw)を設け、一方の端子(3a)に
は上記フィールド[;71換え信号(Sr)を目」加し
、他方の端子(3b)にぼ該切換え信号(Sりとは逆位
相のフィールド切換え省力(S2)全印加し、前記スイ
ッチ(SW)で各信号(81)(S2)e遍択する方法
が考えらnる。
しかしながら、このようなスイッチ(SW)で切換える
方法では、手間がかかり、また部品点数、コスト面から
みても好ましいものでにな小った。
従って、本発明では斯かる欠点を解決することを目的と
している。
に)問題点を解決するための手段
本発明の水平位相切換、を回路は、水平同期信号を遅延
せしめる単安定マルチバイブレータの時定吹回路を定電
流回路と、この定電流口路で充放電されるコンデンサで
構成するとともに、前記定電流回路の4流量を1フィー
ルド局期で等しく増減させる電流可変回路を設Cすた構
成である。
(ホ)作用
上1己のように・構成すれば、第11第2フイールドの
画像夫々について、センター位置に対し正逆両方向に差
動でf5勤させることかでさる。
(へ)実施例
以下、本発明の一夫施例を第1図乃至第5図を参照しつ
つ説明する。
第1図は本発明?火光し之水千位相の換え回路を示して
2す、f、7図と同一部分にぼ同一符号を付している。
第1図において、抵抗(Rso)及びトランジスタ(Q
IO)は定電流回路(7)全構成し、該定電流回路圓に
よってコンデンサ(CI)に流nる光社電流km1節す
ることにより、届1モノマル?(Ml)のQ端子から出
力ざnるパルスの幅が央足ざnる。
すなわち、第1モノマルチ(Ml)の時定吹回路は定′
に流回路α■とコンデンサ(C1)とから構成される。
例はトランジスタ(Q20)〜(Q26)、抵抗前ハ己
トランジスタ(Q25)(Q26ンのベースしては直流
電源Qの直流バイアス電圧(V2O)か供イ8でnlま
虎、トランジスタ(Q24)(Q25)のベースには抵
抗(R2?)が直列接続された可変抵抗(VRI)によ
り設定さn念直流バイアス電圧(vA、が与えらnlそ
して、前記トランジスタ(Q25〕のコレクタの出力電
圧をトランジスタ(QIQ)のベースに供給する構成と
なっている。よ+、sv記トランジスタ(Q2り(Q2
2)のベースには端子(ロ)田から第1(奇数〕フィー
ルド期間でロー(勾レベル、第2(偶数ンフィールド期
間でへイ(均レベルVCなるフィールド周期の切換え信
号(So)がl:l[IIJI]されるが、この信号は
端子C4IにLレベルの信号を与えているとき端子部に
Hレベルの1B号を与え、端子GυKHレベルの信号と
与えているとき端子■にL(/ベルの信号を与えるよう
に前記各端子触部に供給される。
いま、位相調整用の可変抵抗(VRI)K得らnる電圧
(VA) が、直流電源Q″T:T:設定基準ぼ圧(
V2O)の値と等しくなるようVC設定ざ几た場合(V
人=V20八 トランジスタ(Q25)のコレクタ電位
は第2図(ハ)の如<VOで一定となる。
また、可変抵抗(VRl)で設定された電圧(Vム〕が
直流電源田で設定さnた基準電圧の値(Vzo)よりも
小さくなるように設定さnた場合(VAくV2O)、)
ランジスタ(Q25)のコレクタ電位に、第2図pノの
如く切?Aえ信号〔第2図ば〕〕に従って変化し、更に
可変抵抗(VRl)で設定された電圧(Vh)が直流電
源田で設定でれた基準電圧の値(V2O)よりも大きく
なるように設定さnた場合(VA<V2O)、) ラ/
ジx9(Q25)(Dコvり9電泣は第2図に)の如く
切換え信号ξ第2図[) ]に従って変化する。
ここで、第2図@(ハ)に示される′ば出値(Vol)
(Vo 2 )は可変抵抗(VRI)により、その最小
唾Vo1min=Vozminから最大値Vo 1ma
x=Vozmaxまで等しく大さでの調整が行なうこと
ができる。
そして、トランジスタ(Q23)のコレクタに得ら几る
電圧は定電流回路印全構成するトランジスタ(QIO)
のペースに供給されるので、この結果定1[流回路図に
流九る屯流工は下記の如くなる。
vムくVzo:Ia(Vcc−(Va+Vo 1+Vn
z))/RsowIo土Iat
VA=、V2O:1−(Vcc−(Va+Vsz))/
Rso=IaVム>Vzo:I−(Vcc−(VoT¥
Oz+Vnp))/Rsov−1a+Iaz
但し、VBE:QIOのベース令エミ
ッタ向シ圧
ところで、第lモノマルチ(Mりの時屋攻回路は可f疋
シ流−路団とコンデンサ(C1)とからイ4成さn+>
り、該コンデンサ(Ct )に流nる光電[流は定1流
回路Jjを流nる電流工であるから、コンデンサ(CB
の両端間′α圧Vcは、Vc−王、”t/C1(t:時
間]となり、従って、第1モノマルt(Ml ) +7
) Q端子から出刃されるパルスのパルス+順IT)は
、定電流回路出に流nるシ流工に比例することVC’Z
る。
第3図及び第4図な、水平同期信号(Hs)(第3肉イ
]及び第4図イ】〕と、該同期信号(Hs)が入力端子
(IIVC団加さf′L友とさ、定電流回路−によりて
光電されるコンデンサ(C’りの両端間電圧(Ve)(
第3図(q及び第4図(C13)と、それによって第1
. $2、M3モノマルPCM!ン(Mz)(Msンか
ら生じるパルスC第3図(/〕に)(ホ)及び第4図し
9に)因Jとの関係を示してjyJ、第2図(ハ)の如
き電圧がトランジスタ(Q2o)に与えらnているとき
は、第3図功ピ芹閲及び第4図(C1k(に)(ホ)の
実鞭で示す電圧波形となり、画像のセンター位置に対応
する。
いよ、町変抵抗(VRs)の調整によって第2図(ロ)
の如き電圧がトランジスタ(QIO)に与えられている
とき、第1フィールド期間でにコンデンサ(C1]の両
端間電圧CVC)は第30(ロ)の一点鎖線で示す電圧
変化となり、第1モノマルチ(Ml)のスレッショール
ドレベル(vth)が同ffl (C7Jの如く設定さ
nているとすると、第1″−第3モノマルチ(MB(M
z)(Ms)の出力パルス幅も第3図(ハ)に)(ホ)
の一点鎖線で示すようになる。また、このとき第2フィ
ールド期間になると、コンデンサ(C1)の両端間°電
圧(VC)は第3図(りの破線で示す電圧変化となり、
第1−第3モノマルy−(MlバM2)(Mすの出力パ
ルスl雇も第3図e3に)(資)の破隷で示す如くなる
。この結果第3モノマルチ(第5)のQ出力のパルスを
水平同期信号として使用すnば、第5図に示す如ITI
フィールドの画像(Pl)がτ1移劫せしめらnた画像
(P1’)となハ第2フィールドの画像(P2)がτ1
移劫せしめらnた画像(Pz’)となる。
また、町変抵抗(VRz)の調整によって第2図に)の
如さ電圧がトランジスタ(Qlll+)に与えらnると
さ、第lフィールド期間でぼコンデンサ(C1)の両端
間電圧(ve)は第41(ロ)の一点鎖線で示す電圧変
化となり、第1−第3モノマルチ(Ml)(第2)(第
3)の出力パルス幅に第4図(ハ)に)因の一点鎖線で
示すようになる。また、このとき第2フィールド期間に
なると、コンデンサ(CI)の両端間電圧は第4図(q
の破線で示す電圧変化となり、第1〜第3七ノマルチ(
Ml)(第2)(第3)の出力パルス幅も第4図いり(
4(ホ)の破線で示す如くなる。
この結果第3モノマルチ(第3)のQ出力のパルスを水
平同期信号とし1便用すnば、第5図に示す如く第1フ
イールドの画像(Pl)がτ2移動せしめらnた画像(
P1″)となり、第2フイールドの画像(Pz)がτ2
移動セしめらnfc画像(Pz“)となる。
このように、本発明の水平位置切換え回路にょn:ず、
麻1フィールド及び第2フイールドの画像全そ几ぞ汎セ
ンターを中心にして1τ1+τ21−τ移湯させること
がでさる。
(ト〕発明の効果
以上のように本元TVC依n:ば、第11第2フイール
ドの画像の水平方向の移afそnぞnの画像のセンター
位置に対し、同時に互いに逆方向にPir足m移刀させ
ることができ、立体テレビジョンシステム用のテレビジ
ョン受像様に夫施した場合に好適VC視差量を編点する
ことかでさるという利点がろる。[Q4), the emitter is connected to the power supply terminal (+B) via the resistor (R4)', the n1 base is connected to the connection point of the resistor (R6) and the second variable resistor ('/R2), and the n1 collector is A fifth transistor (Q5) is connected to the connection point between the resistor (R1) and the capacitor (C1), and the collector is connected to the collector of the fourth transistor (Q4), and the emitter of n1 is grounded through the resistor (R5). The sixth transistor (δn) whose n1 base is connected to the connection point of the resistor (R7] and the resistor (Ra)
Q6). At the bottom of the groove, a field period switching signal (Sl) is applied to the control terminal (3), which becomes a high level in the first (odd field period) and a low 0 level in the second (even field period). Then, in the first field period, M11 second and third transistors (Ql) (Q2) (
QS) is turned on and the fourth transistor (Q4) is turned off, so the fifth transistor (QS) is turned off and the sixth transistor (Q6) is turned on. Q6) collector/
A discharge current flows through the emitter path, and the amount of this discharge current can be adjusted by adjusting the value of the second variable resistor (VB2). Also, in the second field period, name 1,
The second and third transistors (Q1 (Q2) < QS) are turned on, and the fourth transistor/transistor (Q4) is turned on, so the fifth
Transistor (QS) is on, sixth transistor (Q6
) is off, and a photoelectric current flows through the capacitor (C1) from the power supply terminal (+B) through the resistor (R4) and the emitter-collector path of the fifth transistor (QS). However, this amount of photoelectric current can also be adjusted by adjusting the value of the second variable resistor (VB2). Therefore, the lth variable resistor (VB2) that changes the time constant path of the first monomulti (Ml) By adjusting the value of 11th 2nd and 3rd mono multi (Ml) (M2) (M5) for horizontal synchronization No. 15 (Hs) as shown in Fig. 8,
The pulse width of the output is set as shown by the curve (
In this setting gf, hereinafter referred to as the "center position", the Q output of the first monomulti (Ml) can be changed by +Δτ2Δτ from the center position in the first field period by the variable time constant circuit az, Further, in the second field period, the Q output of the first monomultiple (Ml) can be changed from the center position by -Δτ period. Therefore, the second monomulti (Ml) and the third monomultiple (M
As shown in Figure 78 and 9), the output of 5) is at the position of the broken line in the first field period and the position of the dashed line in the second field period, so the output pulse of the third monomulti (M5) If this is used as the horizontal synchronization signal, a period of 1Δτ1+Δτ21 appears as the amount of binocular parallax on the screen, as shown in FIG. In FIG. 9, the image (P2) [indicated by a dashed dotted line] is the image of the first field before the phase shift, and the image (P2/ (indicated by the two-dot chain line) is the image of the first field after the beam phase. (PI)C] shown by the solid line] shows the image of the second field before the phase shift, and image (Pl) [shown by the broken line] shows the image of the second field after the phase shift. The first
The image of the field and the image of the second field can be simultaneously moved by a predetermined amount in opposite directions relative to the center position. Ic/J The problem that the invention attempts to solve By the way,
2 in the time constant blowing circuit as above, resistors (R4) (R5
) (Set the values of R6 (R7) (R8) appropriately, and Δτ
If the photoelectric current and discharge current are adjusted so that 1=Δτ2, the phase difference of the 11th and 2nd fields is changed symmetrically with respect to the center position by sub-regulating the second variable grinding resistor (VRz). However, it is possible to adjust the ideal amount of parallax, but in order to do so, at least one of the resistors (4) to (6) described above must be made a variable resistor. No. In addition, in the configuration in which the field switching signal (81)' of the negative type is applied to the control terminal (3), the image of the first field and the image of the second field can only be moved in one direction with the entire center position as a reference. First, a sufficient range of parallax cannot be obtained. For this purpose, a switching switch y (sw) as shown in Fig. 6 is provided, and the above-mentioned field [; One conceivable method is to apply all of the switching signals (field switching power saving (S2) having an opposite phase to S and select each signal (81) (S2) with the switch (SW). The method of switching using a conventional switch (SW) is time-consuming and undesirable in terms of the number of parts and cost.Therefore, the present invention aims to solve these drawbacks. ) Means for Solving Problems The horizontal phase switching circuit of the present invention consists of a monostable multivibrator time constant blowing circuit that delays the horizontal synchronization signal, a constant current circuit, and a constant current circuit that is charged and discharged through the constant current path. This configuration includes a variable current circuit that equally increases and decreases the four flow rates of the constant current circuit in one field period. (e) In terms of operation, if the configuration is as above, f5 can be differentially operated in both the forward and reverse directions with respect to the center position for each of the images of the 11th and 2nd fields. (F) Embodiments Hereinafter, embodiments of the present invention will be explained with reference to FIGS. 1 to 5. Is Figure 1 the invention? The same parts as in Figures 2, f, and 7 are given the same reference numerals. In Figure 1, a resistor (Rso) and a transistor (Q
IO) consists of a constant current circuit (7), and by dividing the current km1 flowing into the capacitor (CI) by the constant current circuit, it is possible to reach 1 monomer? The width of the pulse output from the Q terminal of (Ml) is the same as the width of the pulse. In other words, the time constant blowing circuit of the first monomulti (Ml) is constant '
It consists of a current circuit α■ and a capacitor (C1). Examples are transistors (Q20) to (Q26), and the base of the transistor (Q25) (Q26) is the DC bias voltage (V2O) of the DC power supply Q. (Q25) is set by a variable resistor (VRI) with a resistor (R2?) connected in series to the base of the transistor (Q25), and a DC bias voltage (vA) is applied to the base of the transistor (Q25). The configuration is such that the supply is supplied to the base of the transistor (QIQ).
At the base of 2), a switching signal (So) with a field period of low (gradient level) in the first (odd) field period and high (average level VC) in the second (even field period) is sent from the terminal (B) field to the terminal (B). :l[IIJI], but when this signal is giving an L level signal to the terminal C4I, an H level 1B signal is given to the terminal section, and when a signal of the terminal GυKH level is being given, the signal becomes L ( The voltage (VA) obtained from the variable resistor (VRI) K for phase adjustment is the voltage (VA) obtained from the variable resistor (VRI) for phase adjustment. Bo pressure (
If the VC is set to be equal to the value of (V2O)
Person=V208 The collector potential of the transistor (Q25) becomes constant at <VO as shown in FIG. 2 (c). Also, if the voltage (V) set by the variable resistor (VRl) is set to be smaller than the reference voltage value (Vzo) set by the DC power source (VA × V2O),
Is the collector potential of the transistor (Q25) disconnected as shown in Figure 2? The voltage (Vh) set by the variable resistor (VRl) will be greater than the reference voltage value (V2O) set by the DC power field. If set (VA<V2O), )
It changes according to the switching signal ξ in Fig. 2 [)] as shown in Fig. 2). Here, the 'output value (Vol) shown in Figure 2 @ (c)
(Vo 2 ) is changed from the minimum value Vo1min=Vozmin to the maximum value Vo1ma by a variable resistor (VRI).
Equal magnitude adjustments can be made up to x=Vozmax. Then, the voltage obtained at the collector of the transistor (Q23) is the constant current circuit.
As a result, the flow circuit shown in the flow circuit diagram is as follows. vmukuVzo:Ia(Vcc-(Va+Vo 1+Vn
z))/RsowIoSat VA=,V2O:1-(Vcc-(Va+Vsz))/
Rso=IaV>Vzo:I-(Vcc-(VoT\
Oz+Vnp))/Rsov-1a+Iaz However, VBE: QIO's base force and emitter pressure. 4 n+>
Since the photoelectric current flowing through the capacitor (Ct) is a current flowing through the constant current circuit Jj, the capacitor (CB
The 'α pressure Vc between both ends of is Vc-king, t/C1 (t: time), and therefore, the first monomer t(Ml) +7
) The pulse output from the Q terminal + forward IT) is proportional to the current flowing through the constant current circuit output VC'Z
Ru. The horizontal synchronizing signal (Hs) (Fig. 3 and Fig. 4) and the horizontal synchronizing signal (Hs) shown in Figs. , the voltage across the capacitor (C') (Ve) (
Figure 3 (q) and Figure 4 (C13) and thereby
.. $2, M3 monomaru PCM! (Mz) (Pulse C generated from Ms When the voltage is applied to the transistor (Q2o), the voltage waveform becomes the voltage waveform shown in Figure 3 (Fig. , Figure 2 (b) is obtained by adjusting the town resistance (VRs).
When a voltage such as is applied to the transistor (QIO), the voltage across the capacitor (C1) during the first field period changes as shown by the dashed line in the 30th (b), and the first monomultiple (Ml) has the same threshold level (vth) as ffl (C7J).
The output pulse width of z) (Ms) is also shown in Figure 3 (c)) (e)
It becomes as shown by the dashed line. At this time, in the second field period, the voltage (VC) across the capacitor (C1) changes as shown by the broken line in Figure 3.
The output pulses of the first and third monomers y-(Ml bus M2) are shown in FIG. As a result, if the Q output pulse of the third monomulti (fifth) is used as the horizontal synchronization signal, the ITI
The field image (Pl) is an image (P1') shifted by τ1, and the second field image (P2) is shifted by τ1.
This results in a shifted image (Pz'). In addition, when a voltage as shown in Figure 2 is applied to the transistor (Qlll+) by adjusting the variable resistor (VRz), the voltage (ve) across the capacitor (C1) increases during the 1st field period. is the voltage change shown by the dashed-dotted line in No. 41 (b), and the dashed-dotted line in Figure 4 (c) shows the output pulse width of the 1st to 3rd monomulti (Ml) (2nd) (3rd). It will be shown as follows. At this time, in the second field period, the voltage across the capacitor (CI) is as shown in Fig. 4 (q
The voltage changes as shown by the broken line, and the 1st to 3rd seventh multiplication (
The output pulse width of Ml) (2nd) (3rd) is also as shown in Figure 4 (
It becomes as shown by the broken line in 4 (e). As a result, if the pulse of the Q output of the third monomulti (third) is used as a horizontal synchronizing signal for one flight, the image (Pl) of the first field is moved by τ2 as shown in FIG.
P1″), and the image (Pz) of the second field becomes τ2
A moving segment NFC image (Pz") is obtained. In this way, the horizontal position switching circuit of the present invention
The images of the first field and the second field can all be moved 1τ1+τ21−τ around the center. (G) Effects of the Invention As described above, the horizontal movement of the images in the 11th and 2nd fields is caused by Pir feet simultaneously in opposite directions with respect to the center position of the images in the 11th and 2nd fields. It has the advantage that it can be used for television reception in a stereoscopic television system by setting a suitable amount of VC parallax.
石1図は本発明の水平位相切換え回路の一突施例全示す
回路図、第2図、第3図及び第4図は夫々その動作波形
内、第5内は本発明の作用全貌間するための図、第6図
は立体テレビジョンシステム用のテレビジョン受似機の
一例を示す図、第7図は水平位相切換え回路の先行技術
を示す図、第8図にその動作波形図、第9囚にその作用
を説明するための図である。
(至)・・・定電流回路、3υ・・・n流町変回路、(
”)・・・単安定マルチバイブレータ、(C1)・・・
コンデンサ。Figure 1 is a circuit diagram showing a complete embodiment of the horizontal phase switching circuit of the present invention, Figures 2, 3 and 4 are respectively its operating waveforms, and Figure 5 is a diagram showing the entire operation of the present invention. 6 is a diagram showing an example of a television receiver for a 3D television system, FIG. 7 is a diagram showing the prior art of a horizontal phase switching circuit, FIG. 8 is an operating waveform diagram, and FIG. It is a diagram for explaining the effect to nine prisoners. (To)...Constant current circuit, 3υ...N-style transformer circuit, (
”)...Monostable multivibrator, (C1)...
capacitor.
Claims (1)
を遅延せしめて前記水平同期信号の位相を変化させるよ
うにしたものにおいて、前記単安定マルチバイブレータ
の時定数回路を定電流回路と、この定電流回路で充放電
されるコンデンサで構成するとともに、前記定電流回路
の電流量を1フィールド周期で所定量から等しく増減さ
せる電流可変回路を設けてなる水平位相切換え回路。(1) In a monostable multivibrator that delays a horizontal synchronization signal to change the phase of the horizontal synchronization signal, the time constant circuit of the monostable multivibrator is replaced by a constant current circuit; A horizontal phase switching circuit comprising a capacitor that is charged and discharged in the circuit, and further comprising a variable current circuit that equally increases or decreases the amount of current in the constant current circuit from a predetermined amount in one field cycle.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62151971A JPS63314990A (en) | 1987-06-18 | 1987-06-18 | Horizontal phase switching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62151971A JPS63314990A (en) | 1987-06-18 | 1987-06-18 | Horizontal phase switching circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63314990A true JPS63314990A (en) | 1988-12-22 |
Family
ID=15530223
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62151971A Pending JPS63314990A (en) | 1987-06-18 | 1987-06-18 | Horizontal phase switching circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63314990A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0712110A1 (en) | 1994-11-11 | 1996-05-15 | Nintendo Co., Ltd. | Stereoscopic image display device and storage device used therewith |
US5808591A (en) * | 1994-11-11 | 1998-09-15 | Nintendo Co., Ltd. | Image display device, image display system and program cartridge used therewith |
US5973656A (en) * | 1995-07-13 | 1999-10-26 | Nintendo Co., Ltd. | Image display device |
-
1987
- 1987-06-18 JP JP62151971A patent/JPS63314990A/en active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0712110A1 (en) | 1994-11-11 | 1996-05-15 | Nintendo Co., Ltd. | Stereoscopic image display device and storage device used therewith |
US5682171A (en) * | 1994-11-11 | 1997-10-28 | Nintendo Co., Ltd. | Stereoscopic image display device and storage device used therewith |
US5808591A (en) * | 1994-11-11 | 1998-09-15 | Nintendo Co., Ltd. | Image display device, image display system and program cartridge used therewith |
US5973656A (en) * | 1995-07-13 | 1999-10-26 | Nintendo Co., Ltd. | Image display device |
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