JPS63314196A - Speed controller for brushless motor - Google Patents
Speed controller for brushless motorInfo
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- JPS63314196A JPS63314196A JP62149993A JP14999387A JPS63314196A JP S63314196 A JPS63314196 A JP S63314196A JP 62149993 A JP62149993 A JP 62149993A JP 14999387 A JP14999387 A JP 14999387A JP S63314196 A JPS63314196 A JP S63314196A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
本発明は、自動車用ブロアモータおよびその他の任意な
用途に使用されるブラシレスモータの速度制御装置に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION "Field of Industrial Application" The present invention relates to a speed control device for brushless motors used in automobile blower motors and other arbitrary applications.
「従来の技術」
従来、ブラシレスモータの速度制御装置においては、各
相の演算増幅器のオフセット電圧のばらつきや、各相の
磁電変換素子からの電圧の不平衡により、駆動回路の各
相のトランジスタに供給される電圧のバイアス値がばら
つくという問題がある。この電圧の波形が、そのままス
テータコイルに流れる駆動電流の波形となるので、第５
図に示すごとくステータコイルの通電角が各相間におい
てばらつき、通電角が電気角で１８０度からずれた場合
は、その分だけトルク損失を生じ、ブラシレスモータの
効率が低下し、かつトルク変動や振動を起こす、そこで
、各相の演算増幅器のオフセット電圧や、磁電変換素子
からの電圧の不平衡を無くすなめ、第６図に示すごとく
、磁電変換索子１の電圧を増幅する増幅器２にバイアス
電圧を調整するための可変抵抗器３を挿入し、あらかじ
めこの可変抵抗器３を調整し最適なバイアス電圧を設定
しておく方法があるが、磁電変換素子１に加える駆動電
圧を変化させて低速から高速までの速度制御を行う場合
には無理があり、ステータコイルの通電角が各相間にお
いてばらつきを生じる。なお、実開昭６０−１７４４９
７号公報には、第７図に示されるごとくステータコイル
１６に関連して配置される磁電変換素子１からの電圧を
増幅する増幅器２とＩＩ駆動回路の増幅器４との間にＡ
Ｃカップリング５を設は直流分を除去する考案が開示さ
れているが、その考案はモータのロータマグネット１５
がある程度回転している際には効果を発揮するが、周波
数が低い低速時、特に起動時には駆動回路６の増幅器４
への入力電圧が殆ど零になるので十分なトルクが出せな
いという問題がある。"Prior Art" Conventionally, in brushless motor speed control devices, variations in the offset voltage of the operational amplifiers of each phase and unbalanced voltages from the magnetoelectric conversion elements of each phase cause the transistors of each phase of the drive circuit to There is a problem in that the bias value of the supplied voltage varies. The waveform of this voltage becomes the waveform of the drive current flowing through the stator coil, so the fifth
As shown in the figure, if the energizing angle of the stator coil varies between each phase and the energizing angle deviates from 180 degrees in electrical angle, that much torque loss will occur, the efficiency of the brushless motor will decrease, and torque fluctuations and vibrations will occur. Therefore, in order to eliminate the offset voltage of the operational amplifier of each phase and the unbalance of the voltage from the magnetoelectric transducer element, a bias voltage is applied to the amplifier 2 that amplifies the voltage of the magnetoelectric transducer 1, as shown in There is a method of inserting a variable resistor 3 to adjust the bias voltage and adjusting this variable resistor 3 in advance to set the optimum bias voltage, but by changing the drive voltage applied to the magnetoelectric transducer 1, It is difficult to control the speed up to high speeds, and the energization angle of the stator coil varies between phases. In addition, Utsukai Sho 60-17449
7, as shown in FIG. 7, there is an A
A device has been disclosed to remove the DC component by installing a C coupling 5, but this device is based on the rotor magnet 15 of the motor.
The amplifier 4 of the drive circuit 6 is effective when the motor is rotating to a certain extent, but at low speeds where the frequency is low, especially when starting up, the amplifier 4 of the drive circuit 6
There is a problem in that sufficient torque cannot be produced because the input voltage to the motor is almost zero.
［発明が解決しようとする問題点」
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもの
であり、磁電変換素子に加える駆動電圧を変化させて速
度制御をする際に、低速時から高速に渡って、磁電変換
素子および増幅器のばらつきを無くし、各相間の磁電変
換素子および増幅器などのばらつきによるモータ特性の
不安定さ、および振動騒音を低減することができる速度
制御装置を提供することを目的とする。[Problems to be Solved by the Invention] The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and when controlling the speed by changing the drive voltage applied to the magnetoelectric transducer, it is possible to To provide a speed control device capable of eliminating variations in magnetoelectric transducers and amplifiers at high speeds and reducing instability of motor characteristics and vibration noise due to variations in magnetoelectric transducers and amplifiers between phases. With the goal.
「問題点を解決するための手段ｊ
上記目的に沿う本発明の速度制御装置は、前記磁電変換
素子からの電圧を増幅し駆動ｌ１ｆｆＴｎに゛出力信号
を発生する第１の増幅器、この第１の増幅器の出力信号
を第１の基準電圧と比較してパルス出力を発生する比較
器、この比較器のパルス出力を直流電圧に変換するデジ
タル・アナログ変換器、および、このデジタル・アナロ
グ変換器の直流電圧と第２の基準電圧との差電圧を増幅
して前記第１の増幅器にバイアス電圧として負帰還する
第２の増幅器を備えることを特徴とする。Means for Solving the Problems The speed control device of the present invention in accordance with the above object includes a first amplifier that amplifies the voltage from the magnetoelectric transducer and generates an output signal for driving l1ffTn; a comparator that compares the output signal of the amplifier with a first reference voltage to generate a pulse output; a digital-analog converter that converts the pulse output of the comparator into a DC voltage; and a DC voltage of the digital-analog converter. The present invention is characterized in that it includes a second amplifier that amplifies the difference voltage between the voltage and the second reference voltage and feeds the amplified negative feedback to the first amplifier as a bias voltage.
「作用」
上記構成によれば、比較器により第１の増幅器からの駆
動波形と第１の基準電圧とを比較して、通電角に対応し
たパルス出力を発生する。そして、このパルス出力をデ
ジタル・アナログ変換器により平均化した直流電圧を使
い、第２の増幅器を介して第１の増幅器に負帰還を掛け
ることにより、その第１の増幅器のバイアス電圧を調整
し、ブラシレスモータを駆動するのに不要な直流成分は
消去し、その駆動に必要な交流成分が取り出される。"Operation" According to the above configuration, the comparator compares the drive waveform from the first amplifier with the first reference voltage, and generates a pulse output corresponding to the conduction angle. Then, the bias voltage of the first amplifier is adjusted by applying negative feedback to the first amplifier via the second amplifier using the DC voltage obtained by averaging this pulse output using a digital-to-analog converter. , DC components unnecessary for driving the brushless motor are eliminated, and AC components necessary for driving the brushless motor are extracted.
「実施例」
次に５本発明の実施例を第１図から第４図について説明
する。"Embodiments" Next, five embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 4.
本実施例のＩＦＩＩｊｌｌＩ装置の回路構成を示す第１
ｒｆ！ｉにおいて磁電変換素子１からの電圧は、反転増
幅器をなす第１の増幅器２の反転端子に加えられており
、この第１の増幅器２の出力信号は、従来構成を示す第
７図におけるものと同様な回路構成を持つ３相全波式の
駆動回路６に導入されているものとする。第１の増幅器
２の出力信号は比較器７にも導入されており、比較器７
の基準電圧■１は駆動回路６のしきい値電圧に設定され
ている。比較器７の出力側はデジタル・アナログ変換器
８を介して差動増幅器をなす第２の増幅器９の負側端子
に導入されている。第２の増幅器９の正側端子には、通
電角が電気角で１８０度とした時にデジタル・アナログ
変換器８の出力側に発生すべき次の（１）式による電圧
Ｖ２が基準電圧として導入されている。The first diagram showing the circuit configuration of the IFIIJllI device of this embodiment.
rf! At i, the voltage from the magnetoelectric conversion element 1 is applied to the inverting terminal of a first amplifier 2 constituting an inverting amplifier, and the output signal of this first amplifier 2 is different from that in FIG. 7 showing the conventional configuration. It is assumed that the drive circuit 6 is installed in a three-phase full-wave drive circuit 6 having a similar circuit configuration. The output signal of the first amplifier 2 is also introduced into the comparator 7, and the comparator 7
The reference voltage ■1 is set to the threshold voltage of the drive circuit 6. The output side of the comparator 7 is introduced via a digital-to-analog converter 8 to the negative side terminal of a second amplifier 9 forming a differential amplifier. A voltage V2 according to the following equation (1) that should be generated on the output side of the digital-to-analog converter 8 when the conduction angle is 180 electrical degrees is introduced as a reference voltage to the positive terminal of the second amplifier 9. has been done.
Ｖ ！＝ １ ／ ２ （Ｖ ｏ、Ｖ ＯＬ＞ ・・・
（１）ここで、■ｏ１１は第２１１（ｂ）に示すように
、比較器７の出力側に発生するパルス出力のハイレベル
の電圧であり、ＶＯＬはロウレベルの電圧である。V! = 1/2 (V o, V OL>...
(1) Here, ■o11 is a high-level voltage of the pulse output generated on the output side of the comparator 7, and VOL is a low-level voltage, as shown in 211(b).
また、第２の増幅器９の出力側は第１の増幅器１の非反
転端子にバイアス電圧Ｃとして加えられ、負帰還が掛け
られている。第２の増幅器９による負帰還ゲインは抵抗
ｌＯと抵抗１１の比で設定されており、コンデンサ１２
はデジタル・アナログ変換器８の出力であるところの直
流電圧に含まれるリップル分により第２の増幅器９の出
力電圧が影響を受けないようにするための積分補償用コ
ンデンサであり、また、このコンデンサ１２は電源投入
時などの暴走を防止する積分補償をも行う。Further, the output side of the second amplifier 9 is applied as a bias voltage C to the non-inverting terminal of the first amplifier 1, and negative feedback is applied thereto. The negative feedback gain of the second amplifier 9 is set by the ratio of the resistor lO and the resistor 11, and the capacitor 12
is an integral compensation capacitor for preventing the output voltage of the second amplifier 9 from being affected by the ripple component included in the DC voltage that is the output of the digital-to-analog converter 8; 12 also performs integral compensation to prevent runaway when the power is turned on.
比較２３７．デジタル・アナログ変換器８．および第２
の増幅器９により自動補償回路２０を構成している。Comparison 237. Digital to analog converter8. and the second
The amplifier 9 constitutes an automatic compensation circuit 20.
なお、第１図には本実施例による速度り制御装置の１相
分のみが示されており、３相ブラシレスモークに対して
は第１図図示と同様な回路が更に２組必要であるが、図
示は省略されている。また、三相仝波駆動を行う本実施
例では、各相の電圧Ｖ、は駆動回路６のしきい値電圧と
等しく設定されており、また各相の電圧Ｖ２はそれぞれ
同じ値にされている。Note that FIG. 1 shows only one phase of the speed control device according to this embodiment, and two additional sets of circuits similar to those shown in FIG. 1 are required for a three-phase brushless smoke. , illustration is omitted. In addition, in this embodiment, which performs three-phase high-wave driving, the voltage V of each phase is set equal to the threshold voltage of the drive circuit 6, and the voltage V2 of each phase is set to the same value. .
ｒ作動」
上記構成による本実施例の作動を主に第１図の回路図お
よび第２図に示す波形図について従来技術を示す第７図
を援用しながら説明する。ブラシレスモータのロータマ
グネッｉ・１５が回転すると、磁電変換素子１からは磁
束変化に応じて直流成分と交流成分を含む電圧が発生し
、第１の増幅器２によっ′Ｃその電圧が反転増幅される
ため、増＠器２の出力側には第２図（ａ）に示すごとく
磁電変換素子１の不平衡電圧や第１の増幅器２のオフセ
ット電圧に起因する直流成分をも含む交流波形の出力信
号ｅが発生する。比較器７は、第１の増幅器２の出力信
号ｅと基準電圧Ｖ１とを比較することにより、第２図（
ｂ）に示すごとく基準電圧■１より出力信号ｅが大きい
時にはハイレベル、基準電圧Ｖ１より出力信号ｅが小さ
い時にはロウレベルとなるパルス出力Ａを発生する。比
較器７の基準電圧■１は駆動回路６のしきい値電圧に等
しく設定されているため、パルス出力Ａのパルス幅とス
テータコイル１６の通電角Ｔは等しくなる。このパルス
出力Ａはデジタル・アナログ２撓器８をＪｉｌｌして第
２図（ｃ）に示されるごとく直流電圧Ｂに変換される。Operation of the present embodiment having the above configuration will be mainly explained with reference to the circuit diagram of FIG. 1 and the waveform diagram of FIG. 2, with reference to FIG. 7 showing the prior art. When the rotor magnet 15 of the brushless motor rotates, a voltage containing a DC component and an AC component is generated from the magnetoelectric conversion element 1 according to changes in magnetic flux, and the voltage is inverted and amplified by the first amplifier 2. Therefore, on the output side of the amplifier 2, as shown in FIG. A signal e is generated. The comparator 7 compares the output signal e of the first amplifier 2 with the reference voltage V1, thereby obtaining the voltage shown in FIG.
As shown in b), a pulse output A is generated which is at a high level when the output signal e is larger than the reference voltage (1) and is at a low level when the output signal e is smaller than the reference voltage V1. Since the reference voltage (1) of the comparator 7 is set equal to the threshold voltage of the drive circuit 6, the pulse width of the pulse output A and the conduction angle T of the stator coil 16 are equal. This pulse output A is converted into a DC voltage B by passing through a digital/analog 2 deflector 8 as shown in FIG. 2(c).
直流電圧Ｂが高い程、通電角が大きく、低い程通電角は
小さい、直流電圧Ｂが前述の（１）式による電圧■２と
同じであれば、パルス出力Ａがハイレベルの時間とロウ
レベルの時間とが等しい場合であるから、通電角は電気
角で１８０度である。第２の増幅器９は、直流電圧Ｂと
（１）式の電圧Ｖ２との差電圧ΔＶを増幅し、帰還する
。The higher the DC voltage B is, the larger the conduction angle is, and the lower the DC voltage B is, the smaller the conduction angle is. Since the times are equal, the energization angle is 180 degrees in electrical angle. The second amplifier 9 amplifies the difference voltage ΔV between the DC voltage B and the voltage V2 of equation (1) and feeds it back.
このバイアス電圧Ｃが第１の増幅器２の非反転端子に負
帰還されることにより、第１の増幅器２がバイアス電圧
Ｃと磁電変換素子１からの電圧との差に応じて、直流電
圧Ｂと（１）式の電圧ｖ２との差電圧ΔＶを無くするよ
うな出力信号ｅを発生する。This bias voltage C is negatively fed back to the non-inverting terminal of the first amplifier 2, so that the first amplifier 2 adjusts the DC voltage B according to the difference between the bias voltage C and the voltage from the magnetoelectric conversion element 1. An output signal e is generated that eliminates the voltage difference ΔV from the voltage v2 in equation (1).
このように、第１のｍ幅器２のバイアス電圧が自動補償
回路２０によって自動的に補償されるため、第３図に示
すごとく、モータを約５０ Ｏｒｐｍから２５０ Ｏｒ
ｐｍに回転させた時、振動が最大７ｄＢ−Ａ低下した。In this way, since the bias voltage of the first m-width converter 2 is automatically compensated by the automatic compensation circuit 20, the motor is adjusted from about 50 Orpm to 250 Orpm as shown in FIG.
When rotated to pm, the vibration decreased by up to 7 dB-A.
また、第４図に示すごとく、３相共に電気角で１８０度
の通電角を持つ出力信号が得られた。Furthermore, as shown in FIG. 4, output signals having conduction angles of 180 electrical degrees were obtained for all three phases.
「他の実施例」
本発明は、上記実施例の構造の細部にまで限定されるも
のではなく、例えば半波駆動においては１８０度通電だ
けではなく、電圧Ｖ、、Ｖ２の設定により他の通電角に
することも本発明に色合される。また、上記実施例では
第１の増幅器は反転増幅器により形成されているが、差
動増幅器により形成するようにしてもよい。"Other Embodiments" The present invention is not limited to the details of the structure of the above embodiments. For example, in half-wave drive, not only 180-degree energization but also other energization can be performed by setting the voltages V, V2. Cornering is also compatible with the present invention. Further, in the above embodiment, the first amplifier is formed by an inverting amplifier, but it may be formed by a differential amplifier.
第１図は本発明の実施例の１相分を示す回路図、第２図
＜ａ）、（ｂ）、（ｃ）は実施例の作動を説明するため
波形図、第３図は実施例の数値的性能例を示す特性図、
第４図は実施例による駆動電流の波形図、第５図は従来
技術における駆動電流の波形図、第６ＣＩ？Ｉは従来技
術の１相分を示す回ｎ図、第７図は更に他の従来技術を
示す回路図である。
１００．磁電変換素子、 ２，９．、、増幅器、７００
．比較器、 ８．１．デジタル・アナログ変換器、２０
、、、自動補償回路。Fig. 1 is a circuit diagram showing one phase of the embodiment of the present invention, Fig. 2 <a), (b), and (c) are waveform diagrams for explaining the operation of the embodiment, and Fig. 3 is the embodiment. A characteristic diagram showing a numerical performance example of
FIG. 4 is a waveform diagram of the drive current according to the embodiment, FIG. 5 is a waveform diagram of the drive current in the prior art, and 6th CI? I is a circuit diagram showing one phase of the prior art, and FIG. 7 is a circuit diagram showing another prior art. 100. Magnetoelectric conversion element, 2,9. ,,amplifier,700
．． Comparator, 8.1. Digital to analog converter, 20
,,,Automatic compensation circuit.
Claims (1)
行うブラシレスモータにおいて、 前記磁電変換素子からの電圧を増幅し駆動回路に出力信
号を発生する第１の増幅器、 この第１の増幅器の出力信号を第１の基準電圧と比較し
てパルス出力を発生する比較器、 この比較器のパルス出力を直流電圧に変換するデジタル
・アナログ変換器、および このデジタル・アナログ変換器の直流電圧と第２の基準
電圧との差電圧を増幅して前記第１の増幅器にバイアス
電圧として負帰還する第２の増幅器 を備えることを特徴とするブラシレスモータの速度制御
装置。[Scope of Claims] A brushless motor that performs speed control by changing a drive voltage applied to a magnetoelectric transducer, comprising: a first amplifier that amplifies the voltage from the magnetoelectric transducer and generates an output signal to a drive circuit; a comparator that compares the output signal of the first amplifier with a first reference voltage to generate a pulse output; a digital-analog converter that converts the pulse output of the comparator into a DC voltage; A speed control device for a brushless motor, comprising a second amplifier that amplifies a voltage difference between a DC voltage and a second reference voltage and feeds it back as a bias voltage to the first amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62149993A JPS63314196A (en) | 1987-06-16 | 1987-06-16 | Speed controller for brushless motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62149993A JPS63314196A (en) | 1987-06-16 | 1987-06-16 | Speed controller for brushless motor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63314196A true JPS63314196A (en) | 1988-12-22 |
Family
ID=15487120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62149993A Pending JPS63314196A (en) | 1987-06-16 | 1987-06-16 | Speed controller for brushless motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63314196A (en) |
-
1987
- 1987-06-16 JP JP62149993A patent/JPS63314196A/en active Pending
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