JPS63296113A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 本発ｑ　ｈ、百Ｒ，ｔ　ｆ）４ラインにトランジスタ等
のドロッパを接続して直流出力電圧を定電圧制御する電
圧ｖＮ橙回路、又はＤＣ−Ｄｃコンバータで直流出力電
圧を定電圧制御する電圧調整回路、又はインバータと整
流回路との組み合せで直流出力電圧を定電圧制御する電
圧ｙ４整回路又はこれ等に類似の回路を並列接続して共
通の負荷に直流電力を供給する再流＊源装ｆＩｔ＃／Ｃ
関する。 〔従来の技術〕 トランジスタから成るドロッパを＠流Ｗ源ラインに直列
接続し、ドロッパの電圧を調整することによって出力電
圧を安定化する構成の電圧調整回路を並列に接続し、夫
々に電圧制御ループを設げろと共に、電流バランス制御
ループを設け、＠荷電流を均等に分担するように並列運
転する方式は公知である。 〔発明が解決りようとする問題点〕 ところで、従来の並列回路では、定電圧制御ループと電
流バランス制御ループとが独立に設げられ、並列回路の
一方及び他方の電圧調整回路において定電圧？Ｉｉｌ＋
御ループプループであれば、電流バランス制御ループが
動作を停止し、逆に電流バランス制御ループが動作中で
あｒｔば、電圧制御ルーズが動作を停止する。この様な
並列回路で出力電圧が変化すると、動作停止中の定電圧
制御ループが動作を開始し、出力電圧を定電圧化し、こ
の結果、ｔｉのアンバランスが生じ、この電流のアンバ
ランスが電流バランス制御ループで制御ざｔｌ。 ｔｉバランスがとられる。このため、出力電圧が変化し
てから電Ｒ，がバランスする筐でのＩｌｆｍ遅ｆｉが大
きく、応答性が悪かった。 今、ドロッパ方式の定電圧１！源回路の韮ダリ回路につ
いて説明したが、ＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータ等
で電圧調整する定電圧Ｗ源回路の並ダリ回路においても
同様な問題がある。 そこで１本発明の目的は、出力電圧変化時において電流
のバランスを直ちに又は短時間の内にとることができる
電圧調整回路の並列接続回路を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 上記問題点を解決し、上記目的を達成するための本願の
第１番目の発明は、後記の第１の誤差増幅器の出力に応
答して定電圧化でｒｔた？［ｆｉ出力電圧を形成し、こ
れを９荷に供給する第１の電圧調整回路と、前記第１の
電圧調整回路の出力端子に接続された第１の電圧検出回
路と、前記第１の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定
値にするための第１の基準電圧源と、前記第１の電圧検
出回路と前記第１の基準電圧源とに接続され、前記第１
の電圧検出回路から得られる第１の検出電圧と前記第１
の基準電圧源から得られるｍｌの基準電圧との差に対応
した出力を定電圧制御信号として前記ｉ１の電圧調整回
路に与える第１の誤差増幅器と、後記の第２の誤差増幅
器の出力に応答して定電圧化された直流出力電圧を形成
し、これを前記憶荷に供給するものであり、出力端子が
前記第１の電圧調整回路の出力端子に接続ざｊている第
２の電圧調整回路と、前記第２の電圧調整回路の出力端
子に接続ざすＩた第２の電圧検出回路と、前記第２の電
圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にするための第２
の基準電圧［株］と、前記第２の電圧検出（ロ）路と前
記第２の基準電圧源とに接続され。 前記第２の電圧検出回路から得られるＷＪ２の検出電圧
と前記第２の基準電圧のから得られる第２の基準電圧と
の差に対応した出力を定電圧制御信号として前記第２の
電圧調整回路に与える第２の誤差増幅器とを備え、前記
＠】の電圧調整回路と前記Ｉ＠２の電圧調整回路の両方
で前記η荷にｍ流電力を供給する直流電源回路において
、前記第１及び第２の電圧調整回路の各出力電流又は各
出力電流に対応した内部電流を検出する第１及び第２の
電流検出回路と、前記第１及び第２の電流検出回路で検
出された電流が所望の割合になるように前記第１及び第
２の基準電圧源から前記第１及び第２の誤差増幅器に供
給する第１及び第２の基準電圧の内の少なくとも一万を
補正するための回路とを設けたことを特徴とする直流電
源装置に係わるものである。 本願の第２番目の発明は、第１番目の発明と主髪部を同
じくシ、前記第１及び第２の電流検出回路で検出さｉた
電流が所望の割合になるように第１及び第２の検出電圧
を制御する回路を設けたことを特徴とする直流電源回路
に係わるものである。 〔作　用〕 上記第１−ｉ１目の発明では、電圧制御と電流バランス
制御とを独立した２つの制御ループで行わずに、電流バ
ランスをとるように基準電圧を補正するのみであるから
、第１及び第２の誤差増幅器１７ａ、１７ｂは、電流バ
ランス状態に無関係に常に動作状態にあり、出力電圧Ｃ
９１荷電圧）が上った場合にはｗＪｌ及びＷＪ２の電圧
調整回路は共に出力電圧を下げる動作状態になり、逆に
出力電圧が下った場合には第１及び第２の電圧調整回路
は共に出力電圧を上げる動作状態になる。従って出力電
圧変動にも拘らず第１及び第２の１１ＦＥｔｌ整回路の
電流分担の割合順ち電流パラン・ス状態の大幅な変動が
生じない。換１丁れば、出力電圧変動時の電流バランス
制御の応答速度が極めて速い。 第２番目の発明においても、電圧制御と電流バランス制
御とを独立の２つの制御ループで行わずに、を流のバラ
ンスをとるように検出電圧を補正するのみであるから、
第１及び第２の誤差項＠器１７ａ、１７ｂは常に動作状
態にある。従って。 第１番目の発明と同一の作用効果が得られる。 （１！］の実施例〕 次に、！１図に示す本発明の第１の実施例に係わる直流
電源装置を説明する。この直流型の装置は、第１の直流
定電圧電源回路】（以下第１ユニツトという）と第２の
直流定電圧電源回路２（以下第２ユニツトという）との
並列接続回路から成る。ＷＪ】ユニット】は直流電源に
接続ざｉる一対の入力端子３．４と、安定化した直流出
力電圧を出力する一対の出力端子５．６と、電流バラン
ス制御用共通接続端子７とを有する。 第２ユニツト２も同様に、直流電源に接続される一対の
入力端子８．９と、安定化した直流出力電圧を出力する
ための一対の出力端子１０．１１と、＊流バランス制御
用共通接続端子１２とを有する。第１ユニツト】の入力
端子３．４と第２ユニツト２の入力端子８．９とは独立
の非安定仕置流電の又は共通の直流電源に接続されろ。 第１及び第２ユニット１．２の出力端子５．６゜１０．
１１は互いに並列接続され、共通の狛＃Ｊ１３に接続ざ
ｔｌている。ＷＪ］及び第２ユニツト１゜２の共通接続
端子７．１２は共通接続されている。 第１ユニツトｌの入力端子３と出力端子５との間１／（
け電圧調整回路のドロッパとしてのトランジスタ］４ａ
が直列に接続されている。出力端子５と６との間には第
１の電圧検出回路とし゛てｍｌの電圧検出抵抗１５ａが
接続さｔ

【ている。この第１の電圧検出抵抗１５ａ（７
）第１の検出電圧出力ライン１６ａは演算槽＠器から成
る第１の誤差増幅器１７ａの反転入力端子に接続されて
いる。第１の誤差増幅器１７ａの非反転入力端子と下側
の出力端子６との間の基準電圧補正用抵抗１８ａを介し
てｗＪｌの基準電圧源１９ａが接続されている。従って
、第１の誤差増幅器１７ａの出力端子にはライン］６ａ
から得られる検出電圧と基準電圧源】９ａから与えられ
る第１の基Ｓ＊圧との差に対応した電圧が電圧制御信号
として得られる。 ｍ】の誤差増幅器１７ａの出力端子はダイオード２０ａ
を介して主制御素子としてのトランジスタ１４ａのペー
スに接続ざｊている。トランジスタ１４ａのコレクタと
ベースとの間ＩｆＣはペース電流を供給するための抵抗
２］ａが接続されている。 第１ユニツト１は更に電流バランス検出及び制御を行う
ために、入力端子４と出力端子６との間に第１の電流検
出回路としての第１の′ｗ１流検量検出抵抗２２ａ続さ
れ、更に電流バランス検出及び制御用の第１の演算項＃
Ａ器２３　ａ　、第１の電流バランス検出用抵抗２４ａ
、基準電圧補正用抵抗２５ａ、ダイオード２６ａが設け
られている。第１の演算槽＠器２３ａの非反転入力端子
は電流検出抵抗２２ａの左端に接続され１反転入力端子
は第１のバランス検出用抵抗２４ａを介して電流検出抵
抗２２ａの左端に接続され、出力端子はダイオード２６
ａと基準電圧補正用抵抗２５ａとを介して第１の誤差増
幅器１７ａの非反転入力端子に接続さｔ［ている。また
電流バランス検出用抵抗２４ａの下端は共通接続端子７
Ｖｃ接続されている。 第２ユニツト２は、第２のトランジスタ１４ｂ。 第２の電圧検出抵抗１５ｂ、電圧検出ライン］６ｂ、第
２の誤差増幅器】７ｂ、基準電圧補正用抵抗】８ｂ、第
２の基準電圧源】９ｂ、ダイオード２０ｂ、抵抗２１ｂ
、第２の電流検出抵抗２２ｂ。 第２の演算増幅器２３ｂ、第２の電流バランス検出用抵
抗２４ｂ、基Ｓ電圧補正用抵抗２５ｂ、及びダイオード
２１’ｉｂとから成り、ｗＪ１ユニットｌと同一に接ａ
されている。第２ユニツト２の内部構成は第１ユニツト
ｌと全（同一であるので、同一機能な■する回ＩＲ１要
素には同一の参照番号を付し、第１及び第２ユニット］
、２を区別するために第１ユニツト１の参照番号には添
字ａを付し。 第２ユニツト２の参照番号には添字すを付し、第２ユニ
ツト２０祥しい説明を省略する。 〔動　作〕 もり、第１ユニツト１と第２ユニツト２とが並列接続さ
れていない場合には、第１及び第２０）演算増幅器２３
ａ、２３ｂ’に含む電流バランス検出及び補正回路は何
らの働きもしない。従って、第１及び第２の誤差増幅器
１７ａ、１７ｂ［よる典型的な定電圧制御動作になる。 またダイオード２６ａがオフの場合には第１の基準電圧
源１９ａσン第１の基準電圧■ａが補正されずに第１の
誤差増幅器１７ａに与えられる。ダイオード２ｆｉｂが
オフの場合にはｉ＠２０基準電圧１１ｉ５Ｌ１９ｂの第
２の基準電圧■、が補正されずに第２の誤差増幅器１７
ｂに与えられろ。 ところで、第１及び第２ユニット］、２の出力電圧を全
く同一に設定することは実際上不可能である。もし、第
１ユニット１の出力電圧が第２ユニツト２の出力電圧よ
りも高くなるように設定されていたと丁れば、まず第１
ユニツト１から＠荷】３に供給する電流の領が第２ユニ
ツト２から負荷】３に供給する電流の値よりも大きくな
る。この結果、第１の電流検出抵抗２２ａの電圧降下が
第２の電流検出抵抗２２ｂの電圧降下よりも大きくなり
、第１及び第２の電流検出抵抗２２　ａ　ｓ　２２ｂの
右端を基準にして第１の電流検出抵抗２２ａの左端のＰ
ａ点の電位は第２の電流検出抵抗２２ｂの左端のｐｂ点
の電位よりも低くなる。Ｐａ点とＰｂ点とは電流バラン
ス検出用抵抗２４ａ、２４ｂを介して接続されているの
で、電位の高いｐｂ点から電位の低いＶａ虚に向う電流
が抵抗２４ｂと抵抗２４ａとを介して矢印２７ａ、２７
ｂで示すように流Ｔ

【る。第１の電流バランス検出用抵
抗２４ａに矢印２７ａの向きの電流が流れている時には
。 第１の演算増幅器２３ａの反転入力端子の電位が非反転
入力端子の電位よりも高いことを意味する。 従って、＠】の演算増幅器２３ａの出力電圧Ｅａは低レ
ベル（零ボルト）となり、ダイオード２６ａはオフ状態
になる。−万、第２の電流バランス検出用抵抗２４ｂに
矢印２７ｂに示す方向の電流が流れている場合には、第
２の演算項＠儀２３ｂの反転入力端子の電位よりも非反
転入力端子の電位の万が高いので、この出力電圧Ｅｂは
高レベルになり、この出力電圧Ｅｂが基準電圧源１９ｂ
の電圧ｖｂよりも高くなるとダイオード２６ｂが導通し
、基準電圧の補正が行われる。即ち、演算増幅器２３ｂ
の出力電圧Ｅｂと基準電圧ｖｂとの差の電圧（Ｅｂ−Ｖ
ｂ）’に抵抗１８ｂ、２５ｂで分割した個が基準電圧Ｖ
ｂ　Ｋ　ＺＦｌｌ算され、こｒｔが補正基準電圧となっ
て誤差増幅器１７ｂに与えられる。 基準電圧源１９ｂの電圧ｖｂよりも高い補正基準電圧が
発住すると、第２の誤差増幅器１７ｂの出力電位が高く
な０．ダイオード２０ｂを通るベース電流のバイパスが
少なくなり１ｍ２のトランジスタ１４ｂのベース電＆が
増大し、第２ユニツト２の出力電流が増大し、第１及び
ｍ２ユニツト１゜２の出力電流がバランスする。 上記とは逆に，第２ユニット２の出力電圧が第１ユニツ
ト１の出力電圧よりも高く設定ざｎている場合には、第
１及び第２の電流バランス検出用抵抗２４ａ、２４ｂに
流れる電流の向きが矢印２７ａ、２７ｂとは反対になり
、第２の演算増幅器２３ｂの出力が低レベルとなってダ
イオード２６ｂがオフになり、逆に第１の演算増幅器２
３ａの出力Ｅａが贋、レベルになってダイオード２ｆｉ
ａがオンになり、第１の基準電圧源１９ａの電圧Ｖａよ
りも昼い補正基準電圧（基準電圧Ｖａ　Ｋ　Ｅａ　−Ｖ
ａを抵抗１８ａ、２５ａで分割した電圧を加算した値）
が第１の誤差増幅器１７ａの非反転入力端子［７ＪＤわ
す、この出力電位が高くなり、ベース電流のバイパスが
少なくなり、第１のトランジスタ１４ａのペース電、流
が増大し、第１ユニツト１の出力電流も増大し、第１及
び１ｉＲ２ユニット］、２の電流がバランスする。 結局、出力電圧が高（設定された方のユニット、の出力
電圧によって並列接続の出力電圧が決定される。坤ち、
出力電圧が高く設定された万のユニットの出力電圧と同
一の出力電圧が得られるように低く設定された万のユニ
ットの出力電圧の設定が自動的に補正される。但し、ダ
イオード２６ａ。 ２６ｂの極性を逆に丁れば、出力電圧が低く設定された
ユニットに高く設定されたユニットが服従する。 負荷１３の変動等で出力電圧が変化した場合の動作は、
従来の定電圧制御動作と同一であり、検出電圧と基準電
圧又は補正基準電圧とが第１及び第２の誤差増幅器１７
ａ、１７ｂで比較され、出力電圧が所定値に戻るように
トランジスタ１４ａ。 １４ｂが制御さ才する。ここで１重要なことは、電流バ
ランス検出及び補正用の演算増幅器２３ａ。 ２３ｂの動作が笑質的に変化しないことである。 即ち、基準電圧及び補正基準電圧が実質的に変化しない
。 従来の回路では、第１及び第２の演算増幅器２３ａ、２
３ｂの出力端子をトランジスタ１４ａ。 １４ｂのベースに接続して電流バランスを調整するよう
に構成されている。更に、従来回路は電圧制御のための
誤差増幅器１７ａ、１７ｂと電流バランスのための演算
増幅器２３ａ、２３ｂとのいずれか一万のみが動作する
ように構成されている。 そして、電流バランスのための演算増幅器２３ａ。 ２３ｂは第１図の本発明の場合と同様に一方のみが動作
状９Ｖｃあるので、結局、電圧制御用倶差増偏器１７ａ
、１７ｂのいずれか一方は不動作状態に矛する。従って
、出力電圧に変動が生じた時に。 不動作状態にある電圧ｖＩ４整用娯差増幅器１７ａ又は
１７ｂが動作状態に１ｌｉｌｉ換し、電圧調整され、電
流バランスも変化し、その後に電流バランス制御が行わ
れるため、電圧変化時において電流がバランスするまで
に要する時間が長くなり、電流バランス制御の応答速度
が遅いという欠点があった。 こｒ（に対して本発明に係わる第１図の回路では２つの
誤差増幅器１７ａ、］７ｂが常に動作状態にあるために
、出力電圧が変化した時に直ちに電圧調整され、第１Ｅ
ｔび第２ユニット１．２の出力電圧が共ｖｃ同一方向に
変化するので、を流バランスの変化がほとんど発生せず
、所望の電流バランスが迅速に得られる。 〔第２の冥流側〕 次に１本発明の第２の実施例に係わる直流電源装置を示
す第２図を説明する。但し、ｍ２図において、第１図と
実質的に同一の機能を有する構成要素には同一の符号を
付してその説明を省略する。 また、第２図の第１ユニツト］ａと第２ユニツト２ａと
の内部構成は同一であるので、同一の構成要素には同一
の参照番号を付し、第１ユニツト１ａと第２ユニツ）２
ａとを区別するために添字ａ。 ｂを各参照番号に付して一方の説明を省略する。 第２図の直流電源装置はＤＣ−ＤＣコンバータから成る
第１及び第２の電圧調整回路乞並列接続したものである
。従って、第１の電圧調整回路として、スイッチングト
ランジスタ３０ａ、トランス３　］　ａ、Ｄｆｉ平滑回
路３２ａ１コンパレータ３３ａ、三角波電圧発生回路３
４ａ、ホトトランジスタ３５ａ、及び抵抗３６ａ１発光
ダイオード４３ａが設けられている。各部を更に拝しく
説明するとｈ＠流電圧ｔオンφオフするためのスイッチ
ング素子としてのトランジスタ３０ａｉ）５ンス３１ａ
の１次巻線３７ａを介して一対の入力端子３．４間に接
続されている。トランス３］ａの２次巻線３８ａは、ダ
イオード３９ａ、、４０ａ、　リアクトル４１ａ、コン
デンサ４２ａから放る整流平滑回＠　３２　ａを弁して
出力端子５．６に接続さｉている。ｍｌの誤差増幅器１
７ａの出力に基づいてトランジスタ３０ａのオン・オフ
をＩｌｌ　御スルために正の出力端子５と第１の誤差増
幅器１７ａの出力端子との間には発光ダイオード４３ａ
が接続され、この発光ダイオード４３ａがホトトランジ
スタ３５　ａに光結合されている。 ホトトランジスタ３５ａａ正の電源端子＋Ｖと入力端子
４との間に抵抗３６　ａを介して接続されているので、
ホトトランジスタ３５ａの抵抗値ト抵抗３６ａの値とに
よる分圧出力がコンパレータ３３　ａの反転入力端子に
与えられる。コンパレータ３３ａの非反転入力端子には
三角波発生回路３４ａがａｈさｆｔ、コンパレータ３３
ａの出力端子はトランジスタ３０ａのベースに接続され
ているので、三角波発生回路３４ａから発生する三角波
電圧とホトトランジスタ３５ａＫ基づいて与えられる制
御電圧との比較に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号
が形成ざｎ、トランジスタ３０ａｌ）ＰＷＭ信号に応答
してオン・オフする。トランジスタ３０ａがオン・オフ
することによって出力端子５．６間には定電圧化ばれた
出力電圧が得られる。従って、第１図ではトランジスタ
１４ａをドロツバとして使用する電圧調整回路が構成さ
れているのに対し、第２図で汀トランジスタ３０ａを断
続制御することによって定電圧を得る電圧調整回路にな
っている。両者を比較すると、１！圧調整の方法が相違
してはいるが、誤差増幅器１７ａの出力を利用して電圧
制御を行っている点では同一である。本発明は電圧調整
回路の内容の変化に拘らず通用可能である。 第２図では第１図の電流検出抵抗２２ａの代りのものと
して第１の電流検出回路４４ａが設けられている。第１
図とは１様に電流検出抵抗２２ａを設けても勿論差し支
えないが、これによる電力損失を除くために、出力電流
に対応する電流が流れるトランジスタ３０ａのコレクタ
のラインに変流器４５ａの１次巻線４６ａを接続し、２
次巻線４７ａに４つのダイオードから成る全波整流回路
４８ａを接続し、整流回路４８ａの一対の出力ライン間
に平滑用コンデンサ４９ａと抵抗５０ａとを接続するこ
とによって電流検出回路４４ａを構成している。こｒｔ
により、抵抗５０ａにトランジスタ３０ａｖｃ＃Ｌ：ｔ
’Ｌる電流に対応した電圧を得ることができる。従って
、第２図の抵抗５０ａは第１図の電流検出抵抗２２ａと
同様な電圧を電流バランス検出回１１！３に与える。 電流検出抵抗５０ａの下端は共通接続端子７に接続され
、上端は電流バランス検出用抵抗２４ａの下端及び°第
１の演算増幅器２３ａの反転入力端子に接続ざ４ている
。 第２図の第１の演算増幅器２３ａの出力端子を第１図と
同様に抵抗２５ａと１８ａとを介して基準電圧源１９ａ
Ｋ接続するように本成することも可能であるが、第２図
の実施例ではタイオード２６ａと検出電圧補正用抵抗５
０ａとを介して電圧検出抵抗１５ａの下端に接続されて
いる。なお。 電圧検出抵抗１５ａの下端と出力端子６との間には検出
電圧補正用抵抗５１ａが接続されている。 〔動　作〕 今、第１ユニツトＩａの出力電圧がｍ２ユニツト２ａの
出力電圧よりも高く設定さＴｔていると丁れば、第１エ
ニツｈｌａの出力電流がＷＩＪ２ユニツ）２ａの出力電
流よりも大きくなり、第１の電流検出抵抗５０ａに得ら
ｔ

【る電流検出電圧が第２の電流検出抵抗５０ｂに得ら
れる電流検出電圧よりも大きく　ｒｘ　り　、抵抗５０
ａ、抵抗５０ｂ、抵抗２４ｂ、抵抗２４ａから成る閉回
路に、矢印５３ａ。 ５３ｂで示゛丁向きの電流が流れる。第１及び＠２のバ
ランス検出用抵抗２４ａ、２４ｂは第１及び第２の演算
増幅器２３ａ、２３ｂの一対の入力端子間にそれぞれ接
続されているので、ＩＮｌの演算増幅器２３ａは矢印５
３ａの方向の電＠に基づく抵抗２４ａの両端電圧を入力
として動作し、高いレベルの電圧を出力する。この結果
、ダイオード２６ａはオフになり、第１の演算増Ｓ器２
３ａｔｒ電圧検出回路から切り離された状態にある。−
万。 ｗＪ２の演算増幅器２３ｂは抵抗２４ｂの両端に得られ
る電圧に基づいて低レベルの出力電圧を発生するよりに
動作し、ダイオード２６’ｂが導通する。 この結果、第２の電圧検出抵抗１５ｂの下端が負方向に
引っ張られ、ライン１６ｂから補正検出電圧が第２の誤
差増幅器１７ｂの反転入力端子に与えられる。この補正
検出電圧は補正前の検出電圧よりも低いので、第２の脇
差増幅器１７ｂの出力は高くなり、第２の発光ダイオー
ド４３ｂの発光ｆｔが少なくなり、第２のホトトランジ
スタ３５ｂの抵抗が大になり、コンパレータ３３ｂの反
転入力端子の電位が下Ｑ、コンパレータ３３ｂの出力端
子から得られるＰＷＭパルスの幅が大きくなり。 トランジスタ３０ｂのオン幅も大になり、結局出力を流
が増大し、第１及び第２ユニツｈｌａ、２ａの出力電流
のバランス状態が良（なる方向に補正される。 電流バランスの補正がなされた後に出力電圧の変化が生
じた時には、第１図と同様に第１及び第２の誤差増幅器
１７ａ、１７ｂは共に動作中であるから直ちに電圧！１
ＭＪ整がなされる。従って、第２図の回ＩＮＩにおいて
も第１図の回路と実質的に同一な作用効果が得られる。 〔第３の実施例〕 次に１本発明のｍ３の実施例に係わる直流Ｉｌ源装置を
示す第３融を説明する。但し、第３図において、第１図
及び第２歯と実質的に同一の機能を有する檜ａ−ｉ素に
は同一の符号を付してその説明を省略する。また、纂３
ｒＩｔＪの第１ユニツトｌｂと纂２ユニツ）２ｂとの内
部構成は同一であるので。 同一のＳ成要素ＫＦ！向−の参照番号を付し、第１ユニ
ツト１ｂと＠２ユニット２ｂとを区別するために添字ａ
、ｂ１に各参照番号に付して−７の説明を省略する。 第３図の直流電源装ｆＩｔはＤＣ−ＤＣコンバータから
成る第１及び第２の電圧調整回路を並動接続したもので
ある。従って、多くの部分でｗ、２ｒｋＪとｍ３胞とは
同一である。纂２図と纂３図との相違点は第２図の第１
及び第２の誤差増幅器】７ａ。 １７　ｋｌ’演算増幅器で桝放せずにトランジスタ１７
ａ、１７ｂによって構成したこと、第２図の第１及び第
２の演算項Ｉｌ＠器２３ａ、２３ｂｔｔ相当するものを
設けずに電流検出抵抗５０ａ、５０ｂの下端をダイオー
ド２６ａ、２６ｂと抵抗５１ａ。 ５１ｂとを弁して電圧検出抵抗１５ａ、１５ｂの下端に
接続したこと、基準電圧源１９ａ、１９ｂがツェナーダ
イオードで示されていることである。 ′！ｌ！流バラソバランス検出用抵抗２４ａｂＫは電流
をバイパスさせるためのダイオード５４８．５４ｂが並
列接続さｔ

【ている。ツェナーダイオード１９ａ、］９
ｂのカソードと出力端子５．］０との間に抵抗５５ａ、
５５ｂが接続さＴ［でいる。誤差増幅器としてのトラン
ジスタ１７ａ、１７ｂのコレクタと出力端子５．１０と
の間には抵抗を弁して発光ダイオード４３ａ、４３ｂが
接続ζｉている。 〔動　作〕 第１ユニット１ｂＶｃおいては、電圧検出抵抗１５ａで
検出された電圧がツェナーダイオード】９ａで与えらす
Ｉる基準電圧とトランジスタ１７ａで比較される。もし
、出力電圧が所定値よりも高くなったとすれば、トラン
ジスタ１７ａの抵抗値が低くなり１発光ダイオード４３
ａの電流及び発光蓋が増大し、ホトトランジスタ３５ａ
の抵抗値が低下し、コンパレータ３３ａの反転入力端子
の電位が高くなり、ＰＷＭパルスの幅が狭くなり、トラ
ンジスタ３０ａのデユティ比が′Ｆ９．出力電圧は所定
値に向って下げらねる。第２ユニツト２ｂの定電圧制御
動作も第１ユニツｈｌｂと全く同一である。 ところで１両者の出力電圧設定を全く同一にすることは
不可能である。今、第１ユニツ）Ｉｂの出力電圧が高く
設定されていたと丁ｒ（ば、第１ユニッ）ｌｂから負荷
１３に供給する出力ｉｌｒ流及び変流器４５ａに流れる
電流は第２ユニツト２ｂのそれ等よりも大きい。このた
め、第１の電流検出抵抗５０ａＶｃ得られる電流検出電
圧が第２の電流検出抵抗５０ｂＫ得られる電流検出電圧
よりも高くなり１第１のＷ流検出抵抗５０ａ、ダイオー
ド５４ａ、第２の電、流バランス検出用抵抗２４ｂ。 第２の電流検出抵抗５０ｂから成る閉回路に電流が流れ
る。この時、第２の電流バランス検出用抵抗２４ｂに流
れる電流は矢印５３ｂの向きを有する。この結果、第２
の電流バランス検出用抵抗２４ｂの下端の電位が下り、
ダイオード２６ｂがオンになり、電圧検出抵抗１５ｂの
下端の電圧が下り、＊圧検出ライン１６ｂの電位も下り
、トランジスタ１７ｂのペース電流が減少し１発光素子
４３ｂの電流及び発光量も低下し、ホトトランジスタ３
５ｂの抵抗値が大きくなり、コンパレータ３３ｂの反転
入力端子の電位が低下し、ＰＷＭパルスの幅が広（なＶ
％　トランジスタ３０ｂのデユティ比か大きくなり、出
力電流が増大し、第１及び第２のユニット１ｂ、２ｂの
出力ｔ　流２＞Ｅ　ハラ：ｙ　スした状態になる。 一方、＊］ユニット１ｂにおいては、ダイオード５４ａ
の電流及びわずかに流ＴＬる第１の電流バランス検出用
抵抗２４ｂの電流の向きは矢印５３ａとなるので、ダイ
オード２６ａＧ？逆バイアス状りになり、オフ状態に保
たれる。 第２ユニツト２ｂの設定電圧が第にニット】ｂのそｎよ
りも高い場合には上記と逆の動作になる。 電流バランスがとられている状態で負荷電圧の変動が生
じると、トランジスタ１７ａ、１７ｂによる定電圧制御
回路は動作中であるので、直ちに応答して出力電圧を所
定にするように動作てる。 第１及び第２ユニット１ｂ、２ｂの電圧が同一方向（共
に上げ又は共に下げの方向）に制御されると、電流バラ
ンス検出回路における電流の流れる方向の反転が生じな
いために、１！圧調整後に直ちに所定のバランス状態が
得られる。 〔変形例〕 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく。 例えば次の変形が可能なものである。 ｆｉ＋　　第１図のトランジスタ１４ａ、１４ｂによる
電圧詞整画路部分を、第２図のトランジスタ３０ａ、３
０ｂ、バランス３　］　ａ、３　ｌ　ｂ、整流平滑回路
３２ａ、３２ｂから成るＤ　Ｃ−Ｄ　Ｃコニｙ　ハーク
に置き換えることができる。 ＋２１　　第１図の回路において、を流バランス検出制
御用の第１及び第２の演算増幅器２３ａ、２３ｂの出力
を抵抗を使用して第２図の場合と同様に電圧検出抵抗１
５ａ、１５ｂの下端に結合させ。 ′Ｉ！を流バランスがとれるように検出電圧を補正して
もよい。 （３）第２図及び第３図のＤＣ−ＤＣコンバータによる
電圧調整口８部分を第１図のトランジスタ１４ａ、１４
ｂによるドロッパによる電圧調整回路に置き換えてもよ
い。この場合、変流器４５ａ。 ４５ｂを直流変流器（ＤＣＣＴ　）に置き換える。 （４；　　第１図のトランジスタ１４ａ、］４ｂの部分
、第２図及び第３囚のＤｃ−４）ｅコンバータ部分を、
第４図に示すインバータ６０と整流回路６】との組み合
せ回路に置き換えることができる。 第４図の電圧調整口ｗ１は、直流ｔ＃！６２１Ｃ４個の
トランジスタ６３，６４，６５．６ｆｉのブリッジ回路
を接続し、トランス６７の出力に整流口％６】を接続す
ることによって構成されている。各トランジスタ６３，
６４．６５．６６はＰＷＭ制御回路６８に接続されてい
る。制御回Ｍ６８には第２図のホトトランジスタ３５ａ
又ａ３５ｂに対応するホトトランジスタ３５が接続され
ている。このホトトランジスタ３５は出力検出電圧と基
準電圧との誤差出力に基づいて制御される。変流器４５
は第２図の変流器４５ａ又は４５ｂと同一の機能な有す
る。 （５）電圧制御回路部分には、第１図〜第４図に示す回
路Ｖｃｌｌ！！ることな（、自励発根型のＤＣ−ＤＣ：
ｆｆ　’／　ハーク、ＦＥＴを使用したコンバータ等の
あらゆる電圧調整を使用することができる。 １６：　　第１図、第２図及び第３図におけるダイオー
ド２６ａ、２６ｂの向きを逆にしてもよい。この様に接
続した場合において１例えば第１ユニット］、］ａ、１
ｂの出力設定電圧が第２ユニツト２．２ａ、２ｂのそれ
よりも高いとすると、それぞれのダイオード２６ａがオ
ン状態になり、第１図では第１の基準電圧が低くなるよ
りに補正され。 第２図及び第３図では第１の検出電圧が高くなるように
補正される。この結果、第１ユニツト１゜］ａ、］ｂと
第２ユニット２．２ａ、２ｂとの内で出力電圧が低（設
定されているものに高（設定されているものが服従する
ような制御になり、低く設定された第２ユニツ）２．２
ａ、２ｂの設定に基づ（自衛電圧が得られる。なお１ｍ
３図においてはダイオード５４ａ、５４ｂの向きも同時
に逆にする。 （７；　　電圧調整回路のユニットを２台に限ることな
く２３台以上並列接続する場合にも適用可能である。 〔発明の効果〕 上述から明らかな如（１本発明では、第１及び第２の誤
差増幅器に基づく電圧制御ループが常に動作しているの
で、出力電圧変動が生じた時に直ちに電圧制御が実行さ
れ、且つ電流バランスの補正状態に大幅な変化が生じな
い。従って、電流バランスを安定した状態に保って９荷
に定電圧を供給することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わるｍ流電身装ｆ１
１ビ示す回路図。 第２図は本発明の第２の実施例に係わる直流電源装置を
示す回路図。 第３図は本発明の第３の実施例に係わる直流電源装置な
示す回ｗＩ図。 第４図は変形例の電圧調整口ｗＩを示す回路図である。 １・・・第１ユニツト、２・・・第２ユニツト、７３・
・・９荷、　　１４　ａ　＝・第１のトランジスタ、１
４ｂ・・・第２のトランジスタ、１５ａ＝・第１の電圧
検出抵抗。 １５ｂ・・・第２の電圧検出抵抗、１７ａ−・・第１の
誤差増幅器、１７ｂ・・・第２の誤差増幅器、１８ａ。 １８　ｂ−・・基準電圧補正用抵抗、１９ａ・・・第１
の基準電圧源、］９ｂ・・・第２の基準電圧源、２２ａ
・・・第１の電流検出抵抗、２２ｂ・・・第２の電流検
出抵抗、２３ａ・・・第１の演算増幅器、２３ｂ・・・
第２の演算増幅器、２４ａ・・・第１の電流バランス検
出用抵抗、２４ｂ・・・第２の電流バランス検出用抵抗
、２５ａ、２５ｂ・・・基準電圧補正用抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 〔１〕後記の第１の誤差増幅器の出力に応答して定電圧
   化された直流出力電圧を形成し、これを負荷に供給する
   第１の電圧調整回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子に接続された第１の
   電圧検出回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るための第１の基準電圧源と、 前記第１の電圧検出回路と前記第１の基準電圧源とに接
   続され、前記第１の電圧検出回路から得られる第１の検
   出電圧と前記第１の基準電圧源から得られる第１の基準
   電圧との差に対応した出力を定電圧制御信号として前記
   第１の電圧調整回路に与える第１の誤差増幅器と、 後記の第２の誤差増幅器の出力に応答して定電圧化され
   た直流出力電圧を形成し、これを前記負荷に供給するも
   のであり、出力端子が前記第１の電圧調整回路の出力端
   子に接続されている第２の電圧調整回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子に接続された第２の
   電圧検出回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るための第２の基準電圧源と、 前記第２の電圧検出回路と前記第２の基準電圧源とに接
   続され、前記第２の電圧検出回路から得られる第２の検
   出電圧と前記第２の基準電圧源から得られる第２の基準
   電圧との差に対応した出力を定電圧制御信号として前記
   第２の電圧調整回路に与える第２の誤差増幅器と を備え、前記第１の電圧調整回路と前記第２の電圧調整
   回路の両方で前記負荷に直流電力を供給する直流電源装
   置において、 前記第１及び第２の電圧調整回路の各出力電流又は各出
   力電流に対応した内部電流を検出する第１及び第２の電
   流検出回路と、 前記第１及び第２の電流検出回路で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第１及び第２の基準電圧源か
   ら前記第１及び第２の誤差増幅器に供給する第１及び第
   ２の基準電圧の内の少なくとも一方を補正するための回
   路と を設けたことを特徴とする直流電源装置。 〔２〕後記の第１の誤差増幅器の出力に応答して定電圧
   化された直流出力電圧を形成し、これを負荷に供給する
   第１の電圧調整回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子に接続された第１の
   電圧検出回路と、 前記第１の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るための第１の基準電圧源と、 前記第１の電圧検出回路と前記第１の基準電圧源とに接
   続され、前記第１の電圧検出回路から得られる第１の検
   出電圧と前記第１の基準電圧源から得られる第１の基準
   電圧との差に対応した出力を定電圧制御信号として前記
   第１の電圧調整回路に与える第１の誤差増幅器と、 後記の第２の誤差増幅器の出力に応答して定電圧化され
   た直流出力電圧を形成し、これを前記負荷に供給するも
   のであり、出力端子が前記第１の電圧調整回路の出力端
   子に接続されている第２の電圧調整回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子に接続された第２の
   電圧検出回路と、 前記第２の電圧調整回路の出力端子の電圧を一定値にす
   るための第２の基準電圧源と、 前記第２の電圧検出回路と前記第２の基準電圧源とに接
   続され、前記第２の電圧検出回路から得られる第２の検
   出電圧と前記第２の基準電圧源から得られる第２の基準
   電圧との差に対応した出力を定電圧制御信号として前記
   第２の電圧調整回路に与える第２の誤差増幅器と を備え、前記第１の電圧調整回路と前記第２の電圧調整
   回路の両方で前記負荷に直流電力を供給する直流電源装
   置において、 前記第１及び第２の電圧調整回路の各出力電流又は各出
   力電流に対応した内部電流を検出する第１及び第２の電
   流検出回路と、 前記第１及び第２の電流検出回路で検出された電流が所
   望の割合になるように前記第１及び第２の電圧検出回路
   から前記第１及び第２の誤差増幅器に供給する第１及び
   第２の検出電圧の内の少なくとも一方を補正するための
   回路と を設けたことを特徴とする直流電源装置。