JPS63246681A - Apparatus for simultaneously measuring impedance of numerous electronic components - Google Patents
Apparatus for simultaneously measuring impedance of numerous electronic componentsInfo
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Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
(発明のかかわる分野)
この発明はインダクタンス(L)、キャパシタンス(C
)ないし抵抗(R)などの受動電子部品のインピーダン
ス(ないしアドミッタンス)を計測するだめの、いわゆ
るLCRメーターに関し、特にチップ部品などを大量に
かつ高速に、好ましい精度でスループット良く計測する
ための該装置に関する。Detailed Description of the Invention (Field to which the invention relates) This invention relates to inductance (L), capacitance (C
) or resistor (R), etc., and is used to measure the impedance (or admittance) of passive electronic components such as resistors (R), particularly for measuring chip components in large quantities, at high speed, with desirable accuracy, and with good throughput. Regarding.
(技術背景および問題点の概咬)
従来のLCRメーターにおいては、基本的には同時に1
つの測定系で測る被測定素子の数は1つであり、その高
速化には測定電子回路の測定動作の短時間化および被測
定電子部品の測定端子への給排ないし接離切替え(走査
)の高速化のみが感心率であった。すなわち第2図はそ
のような従来例を示すものであるが、これにおいて、被
測定インピーダンスDUTnが機械式スイッチを兼ねた
給排機構等により”走査”されつつ各1つのDUTを補
足している短時間の間に測定回路側は駆動波形dwを嘔
動源Sより発生せしめ、また電流電圧変換回路ivcを
介してDUTの応答電流波形1dutを知り、また必要
に応じてもしくは念のためにドライブ波形小■ないしV
dutも知り、最終的には1dutとvdutO比をベ
クトルレシオディテクター回路と呼ばれる振幅位相計測
回路VRDにより求めてZ、θ、R,jxなどの諸量を
意味する値を得ていた。この構成の欠点は測定の精度や
ダイナミックレンジを犠牲にして切替えを高速に行った
としても測定回路側で収束時間ないし仮相ブリッジ等の
平衡を得るまでの所要時間が必要なためそれ以上は速く
できず、またそれを超高速オペアンプなどをiVC中の
ヌルアンプAとして用いることにより直流から計測周波
数を越える高域までをベースバンドとして扱い一期に平
衡を達成するようにして問題とならないようにしたとし
ても、今度はDUTの参入離脱ないしdwの立上りに由
来する過渡現象が問題となってそれ以上の高速化がむづ
かしい事態に至る。また一般にこのような高速マルチプ
レクス系は広帯域とならざるを得ないため耐外来雑音性
が悪く、また自身の熱雑音限界も低くできない。(Overview of technical background and problems) In conventional LCR meters, basically one
The number of devices to be measured in one measurement system is one, and speeding up the measurement requires shortening the measurement operation time of the measurement electronic circuit and switching between supply/discharge or contact/disconnection (scanning) of the electronic component to be measured to the measurement terminal. Only the faster speed was the most impressive. That is, Fig. 2 shows such a conventional example, in which the impedance to be measured DUTn is "scanned" by a supply/discharge mechanism that also serves as a mechanical switch, and captures each DUT. In a short period of time, the measurement circuit side generates the drive waveform dw from the oscillation source S, learns the response current waveform 1dut of the DUT via the current-voltage conversion circuit ivc, and generates the drive waveform dw as necessary or just in case. Waveform small ■ or V
dut, and finally obtained the ratio of 1dut and vdutO using an amplitude phase measurement circuit VRD called a vector ratio detector circuit to obtain values representing various quantities such as Z, θ, R, and jx. The disadvantage of this configuration is that even if the switching is performed at high speed at the expense of measurement accuracy and dynamic range, the measurement circuit requires convergence time or time required to achieve equilibrium with pseudo-phase bridges, etc. However, by using an ultra-high-speed operational amplifier as the null amplifier A in the iVC, the range from direct current to high frequencies exceeding the measurement frequency was treated as the baseband, and equilibrium was achieved in one period, thereby eliminating the problem. However, this time, transient phenomena resulting from the entry and exit of the DUT or the rise of dw become a problem, leading to a situation where it is difficult to further increase the speed. Furthermore, since such a high-speed multiplex system generally has to be broadband, it has poor resistance to external noise, and its own thermal noise limit cannot be lowered.
この種の手法に関してはさらに全く根源的な問題もある
。即ちDUTのインパルス応答ないしステップ応答を求
めんとするならいざしらず、インピーダンスZ=R+j
xもしくはアドミッタンスY=G−1−jB を複素交
流表現の慣行に従って求めんとすると、すべからく観測
周波数は整定していなければならない。換言すればCW
(連続波)ドライブ下の、ないしなるべく狭帯域でCW
に準じ得る条件で測定を行わなければならない。しかる
に高速切替えはこの主旨には反するものであり、特に被
測定インピーダンスが単純なり、 C,Rないしそれに
準するものでない、換言すれば共撮特性とか遅延応答と
かのエネルギーストアレージないし再配分の作用を伴う
ものである場合においてはいちじるしい制約となる。つ
まり、そういう素子の長い過渡応答がおちつくまでは計
れないからである。There are also quite fundamental problems with this type of approach. That is, if you want to find the impulse response or step response of the DUT, impedance Z = R + j
If x or admittance Y=G-1-jB is to be determined according to the convention of complex AC expression, the observed frequency must be stable. In other words, CW
(continuous wave) CW under drive or in as narrow a band as possible
Measurements must be made under conditions that are compatible with the above. However, high-speed switching is contrary to this idea, especially since the impedance to be measured is simple and is not C, R or similar, in other words, it is not a function of energy storage or redistribution such as co-shooting characteristics or delay response. This becomes a significant constraint in cases where the In other words, it is impossible to measure the long transient response of such an element until it has subsided.
(本発明の解決せんとする問題点、もしくは提供せんと
する問題解決された装置の概要)本発明は上記従来方式
の高速化ないし高スループツト化の困難さを解決せんと
するものであり、特に多数の(nを1より犬なる自然数
としてn +固の)DUTを1台の装置が空間分割的に
同時に計測できるように工夫した該装置を提供せんとす
るものである。この場合、該装置は本質的に従来装置を
多数並列運転したものとは異り、本質的に1台の、従っ
て高度に集約され、インテリジェント化された該装置と
して実現せんとするものであムまた別の見地からは、本
発明は本質的に各DUTの参入離脱の一連の行程が装置
が他のDUTを計測している間にも、殆んど任意の時点
で行うことができる如き該装置を提供せんとするもので
ある。(Summary of the problem to be solved by the present invention or the device which solves the problem to be provided) The present invention aims to solve the above-mentioned difficulty in increasing the speed or throughput of the conventional method. It is an object of the present invention to provide a device devised so that one device can simultaneously measure a large number of DUTs (n + where n is a natural number greater than 1) in a space-divided manner. In this case, the device is essentially a single, highly integrated and intelligent device, unlike conventional devices operating in parallel. Yet another aspect of the present invention is that the present invention essentially allows the entry and exit sequence of each DUT to be performed at almost any time, even while the device is measuring other DUTs. The aim is to provide the equipment.
また更に別の見地からは、本発明はその総合的な高速性
ないし高スループツト性にもかかわらす個々のI)UT
に印加されそれへの応答を問われる所の駆動波形が十分
に狭帯域の、c W性が強くパルス性が殆んどない、し
かるになお高スループツト性にとって最適化された所の
駆動波形である如き該装置を提供せんとするものである
。Yet another aspect of the present invention is that, despite its overall high speed or high throughput,
The drive waveform applied to and the response to it is sufficiently narrow band, has strong cW properties and almost no pulse properties, yet is optimized for high throughput performance. The present invention aims to provide such a device.
また更に別の見地からは、本発明はその総合的な高速性
ないし高スループント性にもかかわらず高々限られた総
合バンド幅の、すべからくは従来方式のCW駆動かつV
RDを用いた個別単一手法と等価な受信バンド幅をしか
有さない測定系を構成する如き該装置を提供せんとする
ものである。Yet another aspect of the present invention is that, despite its overall high speed or high throughput, the overall bandwidth is at most limited, compared to conventional CW drive and VV drives.
It is an object of the present invention to provide such an apparatus that constitutes a measurement system having only a reception bandwidth equivalent to that of the individual single method using RD.
また更に別の見地からは、本発明はその計測する多数の
I)UTの個々の応答をすべて一度加算したのち分析し
つつ分離認識する如き該装置を提供せんとするものであ
る。また該分離分析の行程を含む該加算結果の取扱いが
殆んどすべてディジタル的に行われることを特徴とする
、該装置を提供せんとするものであり、またかかるディ
ジクル信号処理がD U Tおよびその駆動への応答を
求める装置部分とは本質的にリモートな状態でもって、
更には特別専用設計の・・−ドウエアを一切用いること
なく、市販のパソコンにこれも市販の機能拡張ボードを
追加したものによって高速に効率よく行い得る如き該装
置を提供せんとするものである最終的に本発明は実務上
の見地からはたとえば民生機器用の中庸な値のセラミッ
クチップコンデンサの選別などに用いた場合、毎秒数十
個ないし百個以上ものスループットでもって、しかもロ
フトがかわる毎に公称値がかわってもプログラムし直す
必要なく自動適応しつつ測定しつづけることができる該
装置を提供せんとするものである。Still another aspect of the present invention is to provide such an apparatus that once adds all the individual responses of a large number of I)UTs to be measured, and then analyzes and separates and recognizes the responses. It is also an object of the present invention to provide the apparatus, characterized in that almost all of the processing of the addition results including the separation and analysis process is performed digitally, and the digital signal processing is performed on the DUT and The part of the device that requires a response to that drive is essentially remote.
Furthermore, we aim to provide a device that can be used at high speed and efficiently by adding a commercially available function expansion board to a commercially available personal computer without using any specially designed software. From a practical point of view, the present invention has a throughput of tens to more than 100 capacitors per second when used, for example, in selecting medium-value ceramic chip capacitors for consumer equipment, and moreover, with a throughput every time the loft changes. It is an object of the present invention to provide such a device that can automatically adapt and continue measuring even if the nominal value changes without the need for reprogramming.
(問題を解決するために本発明が採用する本質的な手法
)
前記諸問題解決が実現されたハイスループツトLCRメ
ーターを実現するために本発明が採用する基本的本質的
な手法の大要は下記の3つのステップにより良くあられ
されるものである。(Essential Techniques Adopted by the Present Invention to Solve the Problems) The basic and essential techniques adopted by the present invention in order to realize a high-throughput LCR meter that solves the above-mentioned problems are as follows. This can be accomplished by following the three steps below.
fl) 多数のDUTをすべて個々に直交せる予定さ
れた狭帯域函数波形でもって駆動する。fl) Driving a number of DUTs with predetermined narrowband functional waveforms that are all individually orthogonal.
(2)上記駆動への各DUTの応答を最終的にすべて加
算した形で、高々1チヤンネルの被分析アナログ信号と
して得る。(2) The responses of each DUT to the above driving are finally added together to obtain at most one channel of analog signals to be analyzed.
(3)上記被分析アナログ信号と、前記個々のドライブ
函数波形との相関値を求めることにより最終的に該当す
るDUTのインピーダンス値(アドミツタンス値でも同
じこと)を求める。(3) By determining the correlation value between the analog signal to be analyzed and each of the drive function waveforms, the impedance value (the same applies to the admittance value) of the corresponding DUT is finally determined.
上記基本手法のほか、該手法の特徴を生かして実用上の
様々な工夫が可能であり、それらはすべて各該当する条
件下では有益な実施効果を生じ得るものであるが、それ
らは以下に図面とともに述べるいくつかの実施例をもっ
て良く理解されるであろう。In addition to the above-mentioned basic method, various practical devices are possible by taking advantage of the characteristics of the method, and all of them can produce beneficial implementation effects under each applicable condition. The invention will be better understood with reference to some embodiments described below.
(本発明の好ましい実施例)
第1図は前記本発明の基本手法を紹介するための方式原
理を示すブロック図で、これにおいて、信号源10はn
個の信号源S !−,を有し、これらは出力振幅はすべ
て一定で、その出力波形はすべて予定された程度に狭帯
域であり、かつお互いに直交している。このような直交
するn個の定撮幅狭帯域波形の典形例としては各周波数
が少しづつ異る正弦波の一群があげられる。勿論後述の
如く他にも色々あるが、それが一番身近で手取早いもの
である。もう少し厳密に表現すると、mを比較的大きな
値(z 1024〜4096とか)の自然数として、【
nの限定された範囲内(たとえば前後32〜128とか
の幅)における、
S (t) = A cos (mOt)・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・mないしはmoを一番
低位の周波数の1つ下の周波数として、
S (i、 t)=Acos ((mo+i ) ωt
)−・・・・・(1’ )の如くあられされる調和(
・・−モニソクス)群カーそれである。ここでAはドラ
イブレベルを代弁させるための糸数で、それ以上の意味
はない。自明の如くこの群は五の周期で観測するとすべ
ての成分が互いに直交している上に、全体として、mO
がそれ自身十分大きく、かつiの変化範囲の幅nよりも
十分大きいことから個々の成分も、全体も狭帯域性を良
く保存している。(Preferred Embodiment of the Present Invention) FIG. 1 is a block diagram showing the method principle for introducing the basic method of the present invention, in which the signal source 10 is n
Number of signal sources S! -, whose output amplitudes are all constant, whose output waveforms are all narrowband to a predetermined extent, and are mutually orthogonal. A typical example of such n orthogonal fixed-width narrowband waveforms is a group of sine waves each having a slightly different frequency. Of course, there are many others as described below, but this is the most familiar and quickest. To express it more precisely, let m be a natural number with a relatively large value (such as z 1024 to 4096), and [
S (t) = A cos (mOt) within a limited range of n (for example, a width of 32 to 128 before and after)...
・・・・・・・・・・・・・・・M or mo is the frequency one below the lowest frequency, S (i, t)=Acos ((mo+i) ωt
)−・・・・・・(1') The coming harmony (
...-Monisox) group car. Here, A is the number of threads used to represent the drive level, and has no other meaning. As is obvious, when this group is observed with a period of 5, all components are orthogonal to each other, and as a whole, mO
is itself sufficiently large, and is sufficiently larger than the width n of the range of change of i, so that both the individual components and the whole preserve the narrowband property well.
かかるSiは各々のDU’t”illをドライブし、各
DUTの他端はすべてまとめられて電流検出のだめの電
流電圧変換器(iVC)12の仮想接地の条件下にある
入力端子に導入せられる。iVCは共形例として高速広
帯域のオペアンプAに良質のリファレンスインピーダン
スZref でフィードバックをかけたものが用いられ
得る。この種の回路の公知の原理によりこのiVCの出
力には、V(1)=−Zref * n1dut =−
−・−・==(’;’rなる信号波形が得られる。1d
utとは各DUTの各駆動波形に呼応する応答電流であ
る。上式をもう少し展開すると、
・・・・・・・・・・・・・・・・・・(21)の如く
あられされる。Such Si drives each DU't"ill, and the other ends of each DUT are all introduced together into the input terminal under virtual ground conditions of a current sensing current voltage converter (iVC) 12. As an example of a conformal iVC, a high-speed wideband operational amplifier A fed back with a high-quality reference impedance Zref can be used.According to the well-known principle of this type of circuit, the output of this iVC has V(1)= −Zref * n1dut =−
−・−・==(';'r signal waveform is obtained.1d
ut is a response current corresponding to each drive waveform of each DUT. Expanding the above formula a little further, it appears as follows (21).
このようなV(t)は被分析信号としてA/D 変換器
13により必要十分な程度のビット精度とサンプリング
レートによりディジタルデータの流れとされ、次にシグ
ナルプロセッサ14により相関分析ないし周波数分析(
それもまた一種の相関分析にほかならない)に付される
。シグナルプロセッサ14は共形的にはDFTを実行す
るためのF l”Tアルゴリズム担体であり、汎用の信
号処理用マイクロプロセッサ、たとえばT1社の320
シリーズなどの中から選ばれた1つもしくは複数のシグ
ナルプロセッサLSIを中心に必要な周辺素子を付加し
て作ることができる。ここではこのシグナルプロセッサ
自体に特有な性質や具備要項を求めてはいない。後述の
如く実行すべき演算はPFT/D F T以外に更に教
科書的に一群のレプリカないしテンプレートとの相関す
なわちコンボリューション積分の場合もある。それ故に
このシグナルプロセッサ14は上記例のほが専用のハー
ドウェアでもよく、また処理速度が要求にかなうならば
一般用のマイクロプロセッサとソフトウェアにより組ん
でもよい。ここで連絡経路15はこのシグナルプロセッ
サをしてどこからどこまでの時間帯を一単位として処理
すべきかを知らしめるための、信号源10からのタイミ
ングないし位相の情報を得るための経路である。Such V(t) is converted into a digital data flow as a signal to be analyzed by the A/D converter 13 with necessary and sufficient bit precision and sampling rate, and then subjected to correlation analysis or frequency analysis (
It is also subjected to nothing but a type of correlation analysis). The signal processor 14 is conformally a carrier of the Fl''T algorithm for executing the DFT and is a general-purpose signal processing microprocessor, such as the T1 320
It can be made by adding necessary peripheral elements around one or more signal processor LSIs selected from the series. Here, we are not looking for characteristics or equipment specific to this signal processor itself. As will be described later, in addition to PFT/DFT, the calculation to be performed may be a textbook correlation with a group of replicas or templates, that is, convolution integration. Therefore, the signal processor 14 may be a dedicated hardware as in the above example, or may be constructed from a general-purpose microprocessor and software if the processing speed meets the requirements. Here, the communication path 15 is a path for obtaining timing or phase information from the signal source 10 in order to inform the signal processor of the time period from where to what time period should be processed as one unit.
シグナルプロセッサー4の出力は、上記一単位の時間ご
とに、上記例(すなわちFFT/DFTを実行する)の
場合、複素振幅スペクトラムであるすなわち各周波数ビ
ン毎に被分析信号V(t)の中の該当する成分の複素撮
幅計測が行われることになる。分析区間を正しく同期さ
せ、かつ全体のレベルが系のダイナミックレンジ以内な
らば駆動信号群の直交性は維持され、かつビン間の干渉
はおこらないので各DUTのインピーダンス値は干渉な
く一期に分離測定されることができる。固定的な糸数を
一切度外視すると、その正味の部分は(2′)式をi毎
に分解したものにほかならない。すなわちV(t)の周
波数分析結果の1番目のビンの出力をl11i1= F
x(il+ j F q(ilとすると、三角函数同志
の相関がとれる積項は定数1に帰着するので、もしくは
、Zref を規格化された純抵抗(すなわち1+jO
)とし、符号を無視すると、RlI 1
一…面・狗=面゛−゛−゛−−−−−−−(3’)とし
て被測定インピーダンスの各々が求まる。実際には上記
Xiより実際にインダクタンスないしキャパシタンスを
求めるには該当するビンの周波数ωiによる個別の補正
を含む換算が必要である。For each unit of time, the output of the signal processor 4 is, in the above example (i.e. performing FFT/DFT), a complex amplitude spectrum, i.e. for each frequency bin in the signal to be analyzed V(t). Complex imaging width measurement of the corresponding component will be performed. If the analysis interval is correctly synchronized and the overall level is within the dynamic range of the system, the orthogonality of the drive signal group is maintained, and there is no interference between bins, so the impedance values of each DUT can be separated in one period without interference. can be measured. If we ignore the fixed number of threads, the net part is nothing but the equation (2') decomposed for each i. In other words, the output of the first bin of the frequency analysis result of V(t) is l11i1=F
x(il+ j
), and ignoring the sign, each of the impedances to be measured can be found as RlI 1 . Actually, in order to actually obtain the inductance or capacitance from the above Xi, conversion including individual correction based on the frequency ωi of the corresponding bin is required.
上記行程は前記の二の同期毎に行うことかでω
きるので、この周期を単位としてn個のDUTすべてを
総入れ替えすることができ、このことが本発明の主旨と
する高いスループットを実現せしめる源となる。たとえ
ば二を5〜10 m5ec程度にとω
ると、各周波数ビン間の周波数差(すなわち周波数軸上
のきざみ目)は100Hz〜200 Hz程度とするこ
とができる。一方で64点ないし256点ぐらいのFF
Tは前記信号処理用マイクロプロセッサを用いてこの程
度の時間内に完了することができるので処理側がスルー
プットのネックとなることはない。それ故に一例として
公称計測周波数をIMHzとしてその前後に100〜2
00 Hzきざみで総計【に64〜256点のビンを実
現する如<−・−モニソクスジエネレーターを作って信
号源10となし、前記手順に従って処理するならば、理
論上はその時間単位毎に上記ビンの数のDUTを測定で
きることになる。Since the above process can be performed every two synchronizations mentioned above, all n DUTs can be replaced in total in this period, and this enables the realization of the high throughput that is the gist of the present invention. Become the source. For example, if ω is set to about 5 to 10 m5ec, the frequency difference between each frequency bin (that is, the notch on the frequency axis) can be set to about 100 Hz to 200 Hz. On the other hand, FF with 64 points to 256 points
Since T can be completed within this amount of time using the signal processing microprocessor, the processing side does not become a bottleneck for throughput. Therefore, as an example, if the nominal measurement frequency is IMHz, 100 to 2
To achieve a total of 64 to 256 bins in increments of 00 Hz. This means that it is possible to measure the number of DUTs in the above bins.
この場合、システムのダイナミックレンジ上の検討が必
要となる。すなわち上記周波数きざみもしくは観測時間
(積分時間)は同程度の等価雑音帯域幅を与えるから、
計測環境を常温(ζ300°IOとし、DUTの値もZ
refの値も大略50〜100Ωという例を考えると、
システム全体のバックグラウンドノイズ(ノイズフロア
ともいう)として大略、
一; = $ =−147dBV−・・−(4)を得る
。これは従来方式の場合と略等しい値である。一方でn
個の各斉相せり大略同レベルの正弦波信号は和されたと
きには各単独に存在したときのレベルとくらべて、平均
的には電力加算側によりy倍のレベルにしかならないが
、瞬時も歪ませ勾ように扱わんとするとやはりn倍の瞬
時レベルを許容せねばならない。実用上は両者の中間で
妥協することができることが多いが、この例の場合、
のダイナミックレンジを追加的に要求されることになる
。インピーダンスメーターとしてはダイナミックレンジ
上の残る余裕を計測精度と取扱可能なインピーダンス範
囲の拡幅に充当することができるので、たとえば精度1
%をもって計ろうとすると少くとも受信分析系にとって
は、
(1:100)一括0 dB・・・・・・・・・・・・
・・・・・・(6)のダイナミックレンジを必要とする
。ドライブレベルないしは■tlの出現許容限界レベル
として過大でも過少でもない値、IVrms 程度を
採用するとこれはOdBであるから、残る余裕は、1=
17−48−40苫60 (dB)となり、前記の50
〜100Ωという規格化のために扱いやすいインピーダ
ンスを中心として高い方と低い方に3桁づつ、すなわち
50〜100mΩから50〜100MΩまでが前記スル
ープットにて取扱可能ということになる。実際にはスト
レーインピーダンスないし必要な諸補正のためこれより
かなり狭められるが、それでもなお上記見積りは本方式
の実施上の能力のアウトラインを良く物語るものである
。In this case, it is necessary to consider the dynamic range of the system. In other words, since the above frequency step or observation time (integration time) gives the same equivalent noise bandwidth,
The measurement environment is set to room temperature (ζ300°IO, and the DUT value is also Z
Considering an example where the value of ref is approximately 50 to 100Ω,
The background noise (also called noise floor) of the entire system is approximately: 1; = $ = -147 dBV - (4). This is approximately the same value as in the conventional method. On the other hand, n
When the sine wave signals of approximately the same level are summed, the level becomes only y times higher on average due to the power addition side than the level when each signal exists individually, but even instantaneous distortion occurs. If we are to treat it as if it were a gradient, we must allow an instantaneous level that is n times higher. In practice, it is often possible to compromise between the two, but in this example, an additional dynamic range of is required. As an impedance meter, the remaining margin in the dynamic range can be used to improve measurement accuracy and expand the impedance range that can be handled, so for example, accuracy 1
If you try to measure it in percentage terms, at least for the reception analysis system, (1:100) 0 dB all at once...
...(6) dynamic range is required. If we adopt a value that is neither excessive nor insufficient as the allowable limit level for the drive level or ■tl, approximately IVrms, this is OdB, so the remaining margin is 1=
17-48-40 toma 60 (dB), which is the above 50
Based on the standardization of ~100Ω, impedances that are easy to handle can be handled in three digits each in the higher and lower directions, that is, from 50 to 100 mΩ to 50 to 100 MΩ, which can be handled with the above-mentioned throughput. Although in reality it is much narrower than this due to stray impedances and necessary corrections, the above estimates nevertheless give a good outline of the practical capabilities of the system.
而して第3図は前記手法によるn個のDUTをすべから
<ユニの周期に近い周期毎に測定せんとω
する場合の作業手順を示すタイミング図である。FIG. 3 is a timing chart showing a working procedure when all n DUTs are to be measured at intervals close to the period of ω by the method described above.
これに見る如く、実際に作業速度上のネックとなりかね
ないのはデータ収集や演算ではなく、nnのD U T
を総入れ替えする作業であることが容易にうかがえる。As you can see, it is not data collection or calculation that can actually become a bottleneck in work speed, but nn's DUT
It is easy to see that the work involves completely replacing the
例となればこの種のインピーダンス計測においてはDU
Tの仮相接地端の取扱いは精度上非常に注意せねばなら
ないのでそこを長々とケーブルやスイッチを介して持っ
てまわるわけにはゆかず、それ故にたとえば64〜25
6ケのDU Tたるチップ部品がiVCの中のオペアン
プAの仮相接地端子すなわち反転入力端子のごく物理的
に目の前に来て参入離脱せねばならないからである。す
なわちそのような状態が実現される半ば流れ作業的、半
ばバッチ処理的なりUT搬送機構(DUT−・ンドラー
)が必要となる。For example, in this type of impedance measurement, DU
Since the temporary phase grounding end of T must be handled with great care in terms of accuracy, it cannot be carried around for a long time via cables or switches, so for example 64 to 25
This is because the six DUT chip components must be physically in front of the virtual phase ground terminal, ie, the inverting input terminal, of the operational amplifier A in the iVC to enter and exit. In other words, a UT transport mechanism (DUT-handler) that can achieve such a state is required, which is semi-assembled and semi-batch processing.
そこで第4図はそのようなりUTハンドラーの構成の一
例を示す模式図で、これにおいてDUTたるチップ部品
は絶縁物で出来たレール40に沿才甲
って落下、搬送ないし譚出しされて図中左から右へ向っ
て参入してくる。レール40の中央部には必要長のiv
C側接触接触子41多数の駆動源側接触子42iが配置
されている。これらの駆動源側接触子の整列するピッチ
は搬送されていくと中でのDUTの並ぶピッチに等しい
ように作られている。またバネ43等を含む押圧機構に
より個々のDUTを押し上げ、その上下の接触を確実に
している。該図より前記第1図が電気的に実現されてい
ることは明らかであるからこれ以上の説明は省略するが
、この装置の動作もまた該図より容易に理解できる。す
なわちn個のDUTが所定の如く各電極間にはまり込ん
だ時点でスプロケッB4車4=1a、bなどにより搬送
を止めてV(i lの信号採取を行い、次に採取された
データを分析している間に搬送を再開してDUTの全数
年入替えを行う。Therefore, Fig. 4 is a schematic diagram showing an example of the configuration of such a UT handler, in which a chip component that is a DUT is dropped onto a rail 40 made of an insulating material, and is transported or removed. They come in from left to right. In the center of the rail 40, there is a required length of iv.
C-side contact 41 A large number of drive source-side contacts 42i are arranged. The pitch at which these drive source side contacts are aligned is made to be equal to the pitch at which the DUTs are lined up inside when being transported. Further, a pressing mechanism including a spring 43 and the like pushes up each DUT to ensure upper and lower contact. It is clear from this figure that the above-mentioned FIG. 1 is realized electrically, so further explanation will be omitted, but the operation of this device can also be easily understood from this figure. In other words, when n DUTs fit between each electrode as specified, the conveyance is stopped using sprocket B4 wheels 4 = 1a, b, etc., and the signal of V(i l is collected, and then the collected data is analyzed. During this period, transportation will be resumed and all DUTs will be replaced for several years.
これはセミバッチ処理ともいうべき手法であまり能率の
よい手法ではないが、前記第1図によって紹介された本
発明の最も基本的な手法に対応すへまだ以下に示す諸改
良の踏台となる重要なものである。Although this method can be called semi-batch processing and is not a very efficient method, it is still an important stepping stone for the various improvements shown below in response to the most basic method of the present invention introduced in Figure 1 above. It is something.
一方前記第1の実施例(第1.3.4図)においては測
定公称周波数を1MHzとしてその周辺±12.8KH
zとかをiVCおよびA/Dにより受信、変換してディ
ジタルデータと成し、これをシグナルプロセッサにより
直接狭帯域的に処理分析する如くにのべた。が、このよ
うな狭帯域波形のデータを直接それ自身のナイキスト条
件を守ってサンプリングおよびA/D変換ないし調波分
析を行うことはすこぶる損なことはよく知られている。On the other hand, in the first embodiment (Fig. 1.3.4), the measurement nominal frequency is 1 MHz, and the surrounding area is ±12.8 KH.
z is received and converted by iVC and A/D to form digital data, which is processed and analyzed directly by a signal processor in a narrow band manner. However, it is well known that it is a great loss to directly sample, A/D convert, or harmonic analyze such narrowband waveform data while observing its own Nyquist conditions.
実際の情報量はそのバンド幅に見合う程度しか含まれて
いないからである。このような場合の常踏手段たる改良
は、直接RFデータを扱うRFシステムを脱してヘテロ
ダイン変換を介したIPシステムもシ<ハコヒーレント
検波を介したベースバンドシステムにくらがえすること
である。第5図はこのような方針により本発明をIPシ
ステムにより実施したもの、また第6図は同様にベース
バンドシステムにより実現したものを示すもので、いず
れも要部のみを示すものである。This is because the actual amount of information included is only commensurate with the bandwidth. The usual improvement in such cases is to move away from an RF system that directly handles RF data and replace an IP system via heterodyne conversion with a baseband system via coherent detection. FIG. 5 shows an example in which the present invention is implemented using an IP system based on such a policy, and FIG. 6 shows an example in which the invention is similarly implemented using a baseband system, both of which show only the main parts.
第5図において、iVCの出力V(tlは局発LOの発
するまた別の周波数fLoのサイン波を用いてヘテロダ
イン変換され、周波数を移される。たとえば前記の場合
測定周波数はIMHz±12.8 KHZの範囲内に分
布するのでこれをfLo二987 KI=I zにより
20014z〜25.8 KHzの帯域におとす。変換
結果は十分比帯域幅が広くあたかもオーディオ信号の如
く扱えるのでこれを必要に応じてアンチアリアジングフ
ィルタAAFを通した上A 、/ D変換して、そのあ
とは第1図の場合と同様に扱う。この手法においてはか
かるヘテロダイン変換およびフィルタ処理における位相
回転に注意せねばならない。In FIG. 5, the output V(tl) of the iVC is heterodyne-converted using a sine wave of another frequency fLo generated by the local LO, and the frequency is shifted.For example, in the above case, the measurement frequency is IMHz±12.8 KHz. Since it is distributed within the range of The signal is passed through the anti-aliasing filter AAF and subjected to A/D conversion, and then treated in the same manner as in Fig. 1. In this method, care must be taken regarding phase rotation in such heterodyne conversion and filter processing.
この場合、位相回転は局発LOと各駆動信号の共有する
基本タイミング(15を周期とする)との間ω
の位相ずれによっておこる場合と、上記フィルタリング
やA/D変換作業の途中でおこる場合とがある。前者は
全周波数に(すなわち全DUTの計測に)共通に効き、
後者はフィルタの与える移相量の周波数特性(位相特性
)とA/D変換のアパーチュア効果で決るためその効き
方が全周波数に共通でない。これらの解決策としては、
まず、Wもまた’lxを周期としてフェーズコヒーレン
トでω
あらしめるべきためにこれを前記DUT駆動用の信号源
を得るためのハーモニックスジエネレータ−の出力の1
つとして得ることが良い工夫の1つである。またフィル
タとA/Dの段に関してはこのフィルタをディジタル側
にとりこんでしまい、いわゆる無位相フィルタないし位
相直線フィルタをディジタル的に作って実施し、それを
可能とするためにA/D変換には2倍〜8倍のオーバー
サンプリングをさせることが究極的な解決策の1つであ
る。この種の技術はすでにディジタルオーディオ技術と
して良く定着し汎用されている。尚、A/D変換のピッ
ト精度は直接必要十分なサンプリングレートにて行うな
らば16ビツト以上ないと前記必要な(もしくはおのず
と生ずる)測定精度を出せないが、オーバーサンプリン
グをしたり、二の何周期分かを計って平均化したりすれ
ば12ω
〜14ピットのものでも利用できる。また前記全DUT
分のIP周波数を一回線で扱うことをせずに、いくつか
のサブバンドに分波して別々に扱うならば更に楽にでき
る。いずれにせよ上記のすべての位相回転要因が除き切
れなくても、それが再現性良く常に出現するならば、F
F’Tの後ピンの複素振幅出力をソフトウェアで補正す
ることにより無害化できる。振幅(ゲイン)の周波数特
性板もしあったとしても多少のことならば、上記と同様
に最終的に標準インピーダンスの観測値を保存してそれ
でもつと較正(ないしノルマライズ)して出力するなら
ば無害化できる。 −一方第6図の例においては、L
Oは帯域内のほぼ中心に、好ましくはどれか1つのSi
をDUT駆動用に使わず(使ってもよいが復調出力に直
流分を避けた方が好ましいので)これをLOとして用い
ることKより得、移相器PSNによって90’異る参照
用キャリヤとし、これらをもってiVCの出力■t)を
21固のバランスドデモシュレータ−BDWt、2によ
りコヒーレント検波(ホモダイン検波)される。得られ
たi、q両ベースバンド信号は各々先のIPシステムの
場合と同様に必要に応じてフィルタされたのちA/D変
換される。この場合1yq各チヤンネルに出現する最高
周波数は先のIPシステムの場合の半分である。iとq
を複素FFTにかけた結果の符号をアレンジして1次結
合すればfLoより上方の成分USBと、下方の成分L
SBとを混同なく分析評価できることは公知の如くであ
る。結局FFT/DFTのためのハードウェアに必要と
される処理量は、IFシステムの場合も、この場合のベ
ースバンドシステムの場合も、同じことであシ、位相回
転やフェーズコヒーレンシーへの要求ないし注意事項、
対処もしくは補正の方針も本質的に全く同様である。In this case, phase rotation occurs due to a phase shift of ω between the basic timing shared by the local LO and each drive signal (with a cycle of 15), and when it occurs during the filtering or A/D conversion work described above. There is. The former applies commonly to all frequencies (i.e., to measurements of all DUTs),
The latter is determined by the frequency characteristics (phase characteristics) of the amount of phase shift provided by the filter and the aperture effect of A/D conversion, so its effectiveness is not common to all frequencies. These solutions include:
First, since W should also be phase-coherent with a period of 'lx', it is set as one of the outputs of the harmonics generator to obtain the signal source for driving the DUT.
One good idea is to get it as one. Regarding the filter and A/D stage, this filter is incorporated into the digital side, and a so-called phaseless filter or phase linear filter is created and implemented digitally, and in order to make this possible, A/D conversion is required. One ultimate solution is to perform oversampling by 2 to 8 times. This type of technology has already been well established and widely used as a digital audio technology. Note that if the pit accuracy of A/D conversion is directly performed at a necessary and sufficient sampling rate, the necessary (or naturally occurring) measurement accuracy cannot be achieved unless it is 16 bits or more, but if oversampling or other If you measure the period and average it, you can also use it with 12ω to 14 pits. In addition, all the DUTs mentioned above
It would be even easier to divide the IP frequencies into several subbands and handle them separately instead of handling them on a single line. In any case, even if all of the above phase rotation factors cannot be eliminated, if they always appear with good reproducibility, then F
It can be made harmless by correcting the complex amplitude output of the pin after F'T using software. Amplitude (Gain) Frequency Characteristic Board Even if there is one, it is harmless if the observed value of the standard impedance is finally saved and calibrated (or normalized) and output as described above. can be converted into -On the other hand, in the example of Fig. 6, L
O is located approximately at the center of the band, preferably any one of Si
It is advantageous to use this as the LO without using it for driving the DUT (although it may be used, it is preferable to avoid the DC component in the demodulated output), and use it as a reference carrier that differs by 90' depending on the phase shifter PSN. With these, the output (t) of the iVC is subjected to coherent detection (homodyne detection) by a 21-unit balanced demodulator BDWt, 2. Both the i and q baseband signals obtained are filtered as necessary and then A/D converted, as in the case of the previous IP system. In this case, the highest frequency appearing in each 1yq channel is half that of the previous IP system. i and q
By arranging the sign of the result obtained by applying complex FFT and performing a linear combination, the component USB above fLo and the component L below fLo can be obtained.
It is well known that analysis and evaluation can be performed without confusion with SB. After all, the amount of processing required for the hardware for FFT/DFT is the same for both the IF system and the baseband system in this case, requiring or paying attention to phase rotation and phase coherency. matters,
The countermeasures or correction policies are essentially the same.
このヨウにIPシステムとベースバンドシステムは実用
上殆んど有意の差を見ない。しかし、このようなヘテロ
ダイン変換やコヒーレント検波の作業に等価な作業がR
F領領域Mt)を適切なルールに従ってサンプリングし
た結果をディジタル的に編集ないし処理加工しても行う
ことができることは公知の如くである。またサンプリン
グのアパーチュアが十分に狭小な時間であれば、またS
/Nないし総合スループットに余裕があるならば、変換
のパワーゲインがよくない所の高次−・−モニツクサン
プリングの技法を用いてヘテロダイン変換ないしコヒー
レント検波を代行してしまうこともできる。In this respect, there is almost no significant difference between the IP system and the baseband system in practice. However, the work equivalent to such heterodyne conversion and coherent detection work is R.
It is well known that this can be done by digitally editing or processing the results of sampling the F area Mt) according to appropriate rules. Also, if the sampling aperture is narrow enough, S
/N or if there is room for the total throughput, it is also possible to substitute the heterodyne conversion or coherent detection using a high-order monic sampling technique where the power gain of the conversion is poor.
いずれの場合も、最終的にF F T/D F T処理
に付される段階まで含めて全体の位相関係およびその恒
常性(コヒーレントであることを換言する)に細心の注
意と管理が必要である。In either case, careful attention and management are required for the overall phase relationship and its constancy (in other words, coherent), including the stage where it is finally subjected to FFT/DFT processing. be.
所で、以上までの説明では諸々の作業は必ず印ω
を単位とした時間で行い、各信号源Siはlrrに関ω
して調波関係にはあるがあくまで定振幅のCWであると
してきた。このようにする理由は、SiもしくはMt)
の切り出し区間長として!巴以外の値をω
用いると厳密には各調波成分間の直交性が完全でなくな
り、ピン間の干渉を、ひいてはDUTの測定値間の干渉
をおこすからである。しかるにSiもしくはV(t)を
時間軸上であらかじめ振幅変調(重みづけ)しておくと
切り出し区間が狂っても他のピンに迷惑をかけずに済む
ようにできる。第7図aはその共形例で、これはガウシ
アンパルスと呼ばれるもので、その周波数スペクトラム
(第7図b)もまたとなりのピン(矢印)までにはすみ
やかに収束する形をしている。もちろんこれに限らず実
用上色々な重みづけ(ないし窓関数)が、たとえばハニ
ングとか自乗コサインとかが同じ目的に有益に利用でき
る。このようになだらかな山形に重みづけして周波数軸
上で他のピンに干渉をおこすことがない(もしくは十分
少い)ようにすることは非常に有益である。このように
すれば、大まかには予定された如く叩を周期として斉時
間ω
係にある作業をしなげればならないとしても、各RF倍
信号瞬時位相まで含めた厳密さは要求されずに済み、た
だその定常ずれの恒常性と、その事後におけるソフトウ
ェア補正のみが要求の要点となる。第7図Cの如き重み
づけのない、ただ切り出されたのみの定振幅バースト波
は第7図dに示す如く公知のシンク型のスペクトラムの
サイドロープを呈し、観測周期が堅1と完全に合ってい
たω
いと図中の各ゼロクロス点(矢印)以外の所に他のピン
が落ちてくるため干渉をおこす。By the way, in the explanations given above, we have assumed that various operations are always carried out in units of time, and that each signal source Si is a constant amplitude CW, although it has a harmonic relationship with respect to lrr. . The reason for doing this is that Si or Mt)
As the length of the cutout section! This is because, strictly speaking, if a value other than Tomoe is used for ω, the orthogonality between each harmonic component will not be perfect, causing interference between pins and eventually interference between measured values of the DUT. However, if Si or V(t) is amplitude-modulated (weighted) on the time axis in advance, even if the cutout section is out of order, it will not cause trouble to other pins. FIG. 7a shows a conformal example of this, which is called a Gaussian pulse, and its frequency spectrum (FIG. 7b) also quickly converges to the next pin (arrow). Of course, this is not the only option; in practice, various weighting functions (or window functions), such as Hanning and squared cosine, can be usefully used for the same purpose. It is very beneficial to weight the pins in such a gentle mountain shape so that there is no (or sufficiently little) interference with other pins on the frequency axis. In this way, even if you have to perform a certain task in parallel time ω with the tapping period roughly as planned, there is no need for strictness that includes the instantaneous phase of each RF multiplied signal. However, the main requirements are only the constancy of the steady-state deviation and the subsequent software correction. A constant amplitude burst wave that is simply extracted without weighting, as shown in Figure 7C, exhibits the side lobes of the well-known sink-type spectrum, as shown in Figure 7D, and the observation period perfectly matches that of 1. Otherwise, other pins will fall at locations other than the zero-crossing points (arrows) in the diagram, causing interference.
上記の如く各81もしくはVtt)に時間軸重みづけを
行うことにより厳密なるコヒーレンシーへの要求を遮省
することは、また次のような本質的に重要な利点をもた
らす。すなわち、いかに帯域制限されているとはいえ、
第7図Cに示す如き切り出しバースト波がお互いに瞬時
位相が同相となる如き瞬間を含み得る如くにコヒーレン
トにそろうと、それらの和は、先にも述べた如く平均値
l五倍をはるかにこえてn倍になり得る。このような瞬
間を含むとシステムのダイナミックレンジ設計上著しく
不利なことは先に述べたとおりである。しかるに各Si
の、而して同じ公称値のn個のDUTの応答を加算した
V(t)の中の対応するi番目の成分へ位相(ないし遅
延時間)を少しづつばらばらに分布させておけば、この
ような事態を回避することができる。もしくは全成分が
斉和する瞬間を重みづけ函数の終点又は始点の、それが
確実にゼロである時刻にもってくるように全行程をアレ
ンジしても同様な効果を生ずる。これらのいずれの修正
も重みづけ函数の存在なしには実行できない。しかしな
がら上記のような瞬時斉相による飽和も頻回でなければ
合計してデータ採取時間竺に比しω
て十分無視できる小時間ならば)これを単にノイズない
し測定誤差と見なしてその存在を前提として取込んでシ
ステム設計をすることもでき、それは多分に設計上の自
由度の内に入るものである。Obviating the requirement for strict coherency by time-axis weighting each 81 or Vtt) as described above also brings about the following essentially important advantages. In other words, no matter how limited the bandwidth is,
If the extracted burst waves shown in Fig. 7C are coherently aligned so as to include instants in which their instantaneous phases are in phase with each other, their sum will be much larger than the average value l5 times as mentioned earlier. It can even exceed n times. As mentioned above, including such moments is extremely disadvantageous in designing the dynamic range of the system. However, each Si
If the phase (or delay time) is distributed little by little to the corresponding i-th component in V(t), which is the sum of the responses of n DUTs with the same nominal value, then this Such situations can be avoided. Alternatively, the same effect can be produced by arranging the entire process so that the moment when all components harmonize comes at the end or start point of the weighted function, at a time when it is definitely zero. Neither of these modifications can be performed without the presence of a weighting function. However, if saturation due to instantaneous simultaneous phase as described above does not occur frequently, and the total time is small enough to be ignored compared to the data collection time, then this can be regarded as mere noise or measurement error, and its existence is assumed. It is also possible to design a system by taking this into account, which is within the freedom of design.
所で、本発明の主旨の要点は直交函数系を用いて多数の
DUTを同時併行的に計る点にあるわけだが、直交函数
系はそのエネルギー(パワー)と振幅および周波数の出
現範囲とを管理できるものという制約(つまり扱いやす
い実在の電気信号に仕立てることができる必要条件)の
範囲内でも調和正弦波群のほかにも色々ある。その中の
いくつかに関しては、以下に述べる如く、また特徴ある
本発明の実施への応用が可能である。まず理解のため、
前記第7図に示す如き一定周波数の正・弦波バーストな
いしそれに時間振幅重みづけを行ったものの一群につい
てその持続時間Tと周波数スペクトラムの幅Bを論する
ならば、これはいわゆるハイゼンベルグの不確定性原理
の援用により、必ず、
T B≦1
となることは公知の如くである。しかるに、レーダーや
ν−ナーや無線通信の領域で経験されている如く、スブ
レンドスベクトラムシステム(分散スペクトラム送受信
系)とするならばTB積を1よりはるかに犬なる値にす
ることができることが知られている。TB>1なる駆動
信号を本発明に応用した場合のメリットは、各々のDU
Tにとっての測定周波数ないし駆動波形をすべて統一す
ることができる点にあり、故に観測されたインピーダン
ス値のもとづく周波数をDUT毎に異る取扱をして補正
しつつL又はCの値に直すという手間が省ける点にある
。また各DUTの刻々の駆動波形の直交性はその波形の
時間シフトによってのみ必要十分に得られるので、ある
1つのDUTが測定系に参入離脱する、もしくは換言す
れば測定を開始・終了する時刻は、他のDUTと予定さ
れた如く必要十分に異ってさえいれば何時でもよいとい
う性質が具現され、従って前記サイン波調和群によるn
個のDUTの時間決めされたパッチ処理に準するやり方
はこの場合むしろ好適でなく、開側と新しいDUTと駆
動源が参入しまた最古参の組が離断してゆきつつ、デー
タ採取も信号処理、相関分析ものべつまくなしにたれ流
し的に行われる如きシステムがこの場合により好ましく
適応する。By the way, the gist of the present invention is to simultaneously measure a large number of DUTs using an orthogonal function system, but the orthogonal function system can manage the energy (power) and the range in which the amplitude and frequency appear. Even within the scope of what can be done (that is, the necessary condition that it can be made into a real electrical signal that is easy to handle), there are many other things besides harmonic sine waves. Some of them can be applied to implement the present invention as described below. First, for understanding,
If we discuss the duration T and the frequency spectrum width B of a group of constant frequency sine/sinusoidal bursts or time-amplitude weighted bursts as shown in Figure 7 above, this is the so-called Heisenberg uncertainty. It is well known that by using the principle of gender, T B ≦1. However, as has been experienced in the areas of radar, ν-ner, and wireless communications, it is possible to reduce the TB product to a value much larger than 1 using a sublends vector system (distributed spectrum transmitting/receiving system). Are known. The advantage of applying a drive signal with TB > 1 to the present invention is that each DU
The point is that all measurement frequencies or drive waveforms for T can be unified, which eliminates the trouble of correcting the frequency based on the observed impedance value by handling it differently for each DUT and converting it to the value of L or C. The point is that it can be omitted. In addition, the orthogonality of the driving waveforms of each DUT from moment to moment can only be obtained by time-shifting the waveforms, so the time at which one DUT enters and leaves the measurement system, or in other words, the time at which measurement starts and ends, is , as long as it is sufficiently different from other DUTs as planned. Therefore, n due to the sine wave harmonic group
An approach that follows timed patching of individual DUTs is rather unsuitable in this case, as new DUTs and drive sources enter the market, and as the oldest pairs are separated, data acquisition is slowed to a signal. A system in which processing and correlation analysis are carried out in a continuous manner is more suitable for this case.
スペクトラム分散された駆動信号とは、共形的にはPN
コード(m系列とか、バーカーコードとか)で位相変調
された正弦波とか、直線的ないしは予定された単調函数
によりFMされた正弦波とかがある。前者はフェーズコ
ード信号(又は方式)、後者はP Mチャープ信号(又
は方式)と通称されることは公知の如くである。これら
の駆動信号の自己相関は、原点で1であることのほかは
タイムシフトのあらゆるビンにおいて本質的にゼロであ
る。実用上はコードのビット長の逆数程度のサイドロー
プがあられれるが、コードが十分長けれしく換言すれば
前記TB積で評価してそれが十分大きければ、十分無視
できる。それ故に本発明の実施のためには各DUTを同
一波形ながら開始時刻がすべて異る所のこのような分散
スペクトラム駆動信号で駆動し、得られたV(t)を正
に該波形をテンプレートとして相関分析してやればよい
ことになり、各DUTのインピーダンス値は各時間シフ
トされたピンにおける相関値として得られることになる
。A spectrally distributed drive signal is conformally defined as PN.
There are sine waves that are phase-modulated with a code (m-sequence, Barker code, etc.), and sine waves that are FM-modulated using a linear or predetermined monotone function. It is well known that the former is commonly called a phase code signal (or method), and the latter is commonly called a PM chirp signal (or method). The autocorrelation of these drive signals is essentially zero in every bin of time shift except for unity at the origin. In practice, side lobes of the order of the reciprocal of the bit length of the code occur, but if the code is long enough, in other words, if it is sufficiently large as evaluated by the TB product, it can be ignored. Therefore, in order to implement the present invention, each DUT is driven with such a distributed spectrum drive signal that has the same waveform but different start times, and the obtained V(t) is determined using the waveform as a template. All that is required is a correlation analysis, and the impedance value of each DUT will be obtained as a correlation value at each time-shifted pin.
而して第8図は上記フェーズコード法による本発明の実
施例を示すブロック図であり、これにおいて、I MH
zのキャリヤ発生器8oがn個のバランスドモジュレー
タ−81に共通のキャリヤを与える一方、PNシーケン
ス発生器82の出力はタップ付のシフトレジスタ(又は
ディレーライン)83を介して少しづつ位相が異る如く
各バランストモシュレータ−81に配分される。PNシ
ーケンス発生器としてはm二8 (255クロック周期
)のm系列発生器が一例として用いられる。前記キャリ
ヤ発生器80の出力のIMI−1zを40分周した2
5 K1−1zがその歩進クロックとして、また上記シ
フトレジスタ83の歩進クロックとして用いられる。シ
フトレジスタ83の全長は256段あり常に発生される
In系列の1周期分が収まっている。FIG. 8 is a block diagram showing an embodiment of the present invention using the above phase code method, in which the I MH
While the Z carrier generator 8o gives a common carrier to the n balanced modulators 81, the output of the PN sequence generator 82 is sent through a tapped shift register (or delay line) 83 so that the phase is slightly different. It is distributed to each balanced moshulator 81 as shown in FIG. An m-sequence generator with m28 (255 clock periods) is used as an example of the PN sequence generator. 2, which is obtained by dividing the frequency of IMI-1z of the carrier generator 80 by 40.
5 K1-1z is used as its step clock and also as the step clock of the shift register 83. The total length of the shift register 83 is 256 stages, which accommodates one period of the In series that is constantly generated.
バランスドモジュレータ−81の各出力はパワーアンプ
8・1により電力増幅され、低インピーダンスとされた
のち先と同様に各DUTの一端をドライブするのに用い
られ、一方DUTの電流応答もまとめられてi VCを
介して被分析信号V(tlとされる。つづ<A/D変換
や信号処理は・−一ドウェアとしては第1図の例と同様
であり、またこのあたりにおいてIFシステムやベース
バンドシステムを採用してもよい(その方が好ましく、
第8図はベースバンドシステムの例を示す)ことも先と
同様である。Each output of the balanced modulator 81 is power amplified by the power amplifier 8.1, made low impedance, and then used to drive one end of each DUT as before, while the current response of the DUT is also summarized. i The signal to be analyzed is converted to V (tl) via VC.The A/D conversion and signal processing are the same as the example in Figure 1, and the IF system and baseband system (preferably,
(FIG. 8 shows an example of a baseband system) is the same as above.
この場合、系列の周期長は25KHz (40psec
)0255倍で約10m5ec強となり、これが最低単
位のデータ収集時間を与える。また公知の如く、このよ
うにPNコードで2値位相変調されたサイン波キャリヤ
は、上記系列のくり返しの周波数(この場合100I(
、弱)のきざみで中心周波数のまわりに等大のスペクト
ラム群を並べる。In this case, the periodic length of the sequence is 25 KHz (40 psec
) 0255 times, it becomes about 10 m5 ec or more, which gives the minimum unit of data collection time. Further, as is well known, the sine wave carrier binary phase modulated with the PN code has a frequency of repetition of the above series (in this case, 100I (100I)).
Arrange equal-sized spectrum groups around the center frequency in increments of , weak).
この場合のディジタル信号処理としては、用いたPN信
号との相互相関ないしはコンボリューション積分を行え
ばよいわけで、このためにも前記と同じくTl320シ
リーズなどの信号処理用マイクロプロセッサと適切な周
辺素子群が用いられ得る。ただし、このような処理には
FFT/DFTの場合の如くは効率よい巧妙なアルゴリ
ズムが一般には存在しないので、コード信号のレプリカ
(IPシステムか、ベースバンドシステムか、又はRF
直接処理かにより各々スタイルは異る)をROMに用意
しておいて相対位相をずらしつつストレーというプロセ
ッサを適切な周辺素子とともに用いると、その命令サイ
クルは100nS (10MHz )きざみで実行でき
、積和の累加作業は1命令で出来るから、255点のコ
ンボリューションは2545μ式をさほどこえない時間
で行える。一方前記の如くPNコードの実行時の歩進ク
ロックは40μ9[!c(25Kl−1z)だから、こ
れより十分におそいわけで、結局このPNコードが一傷
してもとにもどる間に(それは第1図の例における一旺
という時間と同じ意ω
味を持つ)256点のタイムシフトされたビンにおける
相関値をすべて演算し終えることは十分なゆとりをもっ
て可能である。In this case, digital signal processing can be carried out by cross-correlation or convolution integration with the PN signal used, and for this purpose, as mentioned above, a signal processing microprocessor such as the Tl320 series and a suitable group of peripheral elements are used. can be used. However, such processing generally does not have as efficient and sophisticated algorithms as in the case of FFT/DFT, so a replica of the code signal (either in an IP system, in a baseband system, or in an RF
(The style differs depending on whether it is direct processing) is prepared in ROM, and if a processor called Stray is used with appropriate peripheral elements while shifting the relative phase, the instruction cycle can be executed in steps of 100 nS (10 MHz), and the product-sum Since the accumulation work can be done with one instruction, 255-point convolution can be done in a time not much longer than the 2545μ formula. On the other hand, as mentioned above, the step clock when executing the PN code is 40μ9[! c(25Kl-1z), so it is much slower than this, and in the end it takes a while for this PN code to return to its original state after being damaged. ) It is possible with enough time to finish calculating all the correlation values in the 256 time-shifted bins.
一方第9図は前記TB≦1の信号を用いる場合の、FM
チャープ方式の場合を示すもので、これにおいて、VC
O90はランプ函数発生器91の指示によりリニヤチャ
ープ信号を周期的に発しつづける。この周期は別途局発
(LO)95の発するこの場合975KI(zの信号を
39分周した上で更に2Mチャーブの幅は±25KHz
弱である。これをタップ付ディレーライン93に入力し
てその各タップから40μ式づつずれた信号を得、前記
と同様にパワーアンプ94により増幅してDUTをドラ
イブする。以下V(t)を得る所までは前記の語例と全
く同様、またV(t)の扱いをIP方式(第9図はその
場合を示す)又はベースバンド方式にて行うのが好まし
いことも同様である。On the other hand, FIG. 9 shows the FM when using the signal with TB≦1.
This shows the case of chirp method, in which VC
O90 continues to periodically generate a linear chirp signal according to instructions from ramp function generator 91. This period is separately generated by the local oscillator (LO) 95. In this case, the signal of 975 KI (z) is divided by 39, and the width of the 2M chirp is ±25 KHz.
It is weak. This is input to the tapped delay line 93 to obtain a signal shifted by 40 μm from each tap, which is amplified by the power amplifier 94 to drive the DUT in the same manner as described above. The steps below to obtain V(t) are exactly the same as the example above, and it may be preferable to handle V(t) using the IP method (Figure 9 shows that case) or the baseband method. The same is true.
タップ付ディレーラインはこの場合、伝搬時間40μ冠
の水晶ディレーラインを必要数(n=256とすると2
55個)カスケードに、また必要に応じて中間にアンプ
を挿入して減衰を補償しつつ用いるのが好ましい一例で
ある。In this case, the tapped delay line is the required number of crystal delay lines with a propagation time of 40μ (256 if n=256).
A preferred example is to use the amplifiers in a cascade, or insert an amplifier in the middle as necessary to compensate for attenuation.
975KHzのLOによりヘテロゲイン変換された結果
はdc〜50KHzに収まるので、大略オーディオ信号
と同じ扱いができることは先の例と同様である。結局最
終的に、相互相関のための相手(テンプレート)となる
べき波形はVCO90の出力そのものをLOによりヘテ
ロゲイン変換して得られるのでそれをROM等に用意し
ておいて、先の例と同様に信号処理を行う。該信号処理
手続きはソフトウェアによる整合した逆分散フィルタを
成すことは自明である。Since the result of hetero gain conversion by the LO of 975 KHz falls within the range of dc to 50 KHz, it can be treated roughly in the same way as an audio signal, as in the previous example. In the end, the waveform that should be the partner (template) for cross-correlation can be obtained by hetero gain converting the output of the VCO 90 itself using LO, so prepare it in a ROM etc. and use the same method as in the previous example. Perform signal processing. It is self-evident that the signal processing procedure constitutes a software matched inverse dispersion filter.
尚、第1図、第5.6.8.9図等すべてにおいて、i
VCは必ずしもすべてのDUTの応答電流を1点に加算
してたった1つのオペアンプにより仮想接地をする如く
構成する必要はなく、第10図に示す如く個別にiVC
の単位回路101を持った上でそれらの出力Vi(t)
を加算増幅器102 で加算してV(t)を得る如く構
成してもよい。また図示せぬもののこれほどに分散させ
なくても、DUTの数個分づつを単位としてグループ化
し、そのグループ毎に単位iVCをもうけてその出力を
合成加算するようにしてもよい。第10図の手法の利点
はDUTの物理的存在位置の分布への自由度が第1図の
例と比べて大幅に増すことである。すなわち中間部にお
けるVi(t)の引き回しは、終始端のマツチング(反
射防わと、減衰や遅延の補償とに気を配りさえすれば相
当の距離を持ってまわることができももちろん以上のす
べての場合において、被分析信号V(t)それ自身はも
ともと同様な注意を払った上で相当の距離を持廻ること
ができることは自明である。In addition, in all of Figure 1, Figure 5.6.8.9, etc., i
The VC does not necessarily have to be constructed in such a way that the response currents of all DUTs are added to one point and virtual grounded using only one operational amplifier.
have unit circuits 101 and their output Vi(t)
It may also be configured such that V(t) is obtained by adding them using the summing amplifier 102. Further, although not shown in the figure, it is not necessary to disperse the DUTs to this extent, but it is also possible to group several DUTs into units, create a unit iVC for each group, and combine and add the outputs. The advantage of the method shown in FIG. 10 is that the degree of freedom regarding the distribution of the physical locations of DUTs is greatly increased compared to the example shown in FIG. In other words, the routing of Vi(t) in the intermediate section can be routed over a considerable distance as long as attention is paid to matching (preventing reflections and compensating for attenuation and delay) at the beginning and end. In this case, it is obvious that the signal to be analyzed V(t) itself can be carried around a considerable distance with the same care taken.
所で、前記第8図および第9図の例においては本質的に
DUTの参入離脱のシーケンスがほぼ任意の時刻に開始
され得ることは方式原理上明らかである。何となれば、
1つのピンのチャープないしコードのシフトに相当する
時間さえ待てば、(この時間は前記すべての実施例にお
いて大略40μ気として述べられている)他のどのDU
Tの与えつつある応答信号とも干渉しない形で自身の駆
動信号を開始せしめることができるからである。この性
質はいわゆるたれ流し的な流れ作業を可能にする。これ
はDUTハンドラーの設計や、全体のスループットの向
上に非常に役立つ。すなわち第11図はこのような考え
に基づ<DUTハンドラーの一例を示す模式図で、これ
において連続回転するターンテーブル110はその周辺
部に多数のピンセット状のDUT捕足手足手段111し
、これに左方よりチップ部品がダクト112aにより連
続供給され、A点でこれにはめこまれ、B点で取外され
、またダクト112bにより右方へ搬び去られる。B点
においては必要ならば測定判別結果が不良となった部品
を排除する手段が併用される。しかるにここで述べたい
のは、このような機械仕掛の微細部ではなく、その設計
主旨の電気的側面である。Incidentally, in the examples of FIGS. 8 and 9, it is clear from the system principle that the sequence of entry and exit of the DUT can be started at almost any time. If anything,
If you wait an amount of time equivalent to one pin chirp or code shift (this time is stated as approximately 40μ in all of the above examples), then any other DU
This is because it is possible to start its own drive signal without interfering with the response signal that T is giving. This property enables so-called flow-through work. This is extremely useful for designing DUT handlers and improving overall throughput. That is, FIG. 11 is a schematic diagram showing an example of a DUT handler based on this idea, in which a continuously rotating turntable 110 has a large number of tweezers-like DUT gripping limb means 111 around its periphery. Chip components are continuously supplied from the left through a duct 112a, fitted into the chip at a point A, removed at a point B, and carried away to the right through a duct 112b. At point B, if necessary, a means for excluding parts whose measurement result is defective is also used. However, what I would like to discuss here is not the minute details of such a mechanical mechanism, but the electrical aspects of its design.
すなわち各ビンセラ) 111の相互に絶縁された上下
の金具の内、上方のものはすべて個々に信号源Si
につながれていて、下方のものがまとめて、もしくはグ
ループ毎に、もしくは個々に、iVCへつながれている
。これらのSiやiVC等々の電子回路はすべてその主
要部がターンテーブル110の上にあり、図示せぬスリ
ップリングや回転トランス、回転フォトカブラ、テレメ
ーターなどの手段痢より外界との間に信号および電力の
授受を行っている。この構成の本質的に重要な点は個々
のピンセットが個々のSiを持っていて、拾いあげたD
UTと同道してA点からB点までの間を旅する間に少く
とも1周期分の駆動を行い終える点にあムすなわちその
ような個々のDUTの経験する行程は比較的ゆっくりし
たものであっても、このターンテーブル全体としてはす
こぶる高いスルーブツトを得ることができる。このこと
は、要求されるスループット量に比して各DUTのシー
ケンスをゆっくりしたものにすることが出来ると解して
もよく、たとえば1μF以上もの大容量のチップ形電解
コンデンサなどを比較的低い測定周波数(たとえば10
0Hz〜IKHzとか)で大量に連続して計ろうとする
場合などに有益である。That is, each Vincera) 111 mutually insulated upper and lower metal fittings, all of the upper metal fittings are individually connected to the signal source Si.
The lower ones are connected to the iVC all together, in groups, or individually. The main parts of all of these electronic circuits such as Si and iVC are located on the turntable 110, and signals and signals are connected to the outside world by means such as slip rings, rotating transformers, rotating photocouplers, and telemeters (not shown). Transfers and receives electricity. The essential point of this configuration is that each tweezers has an individual Si, and the D
At the point where the DUT completes driving for at least one cycle while traveling along the same path as the UT from point A to point B, the journey experienced by such an individual DUT is relatively slow. Even so, this turntable as a whole can achieve a very high throughput. This can be interpreted as allowing the sequence of each DUT to be slow compared to the amount of throughput required; for example, a large capacity chip electrolytic capacitor of 1 μF or more can be Frequency (e.g. 10
This is useful when trying to continuously measure a large amount of frequency (0 Hz to IKHz, etc.).
上記ターンテーブル状のDUTハンドラーに結合される
べき信号処理装置においては、被分析信号のダイナミッ
クファイルをたれ流し状に持っていて、直前に1周期分
の駆動を終えたDUTの駆動波形に対応する位相のテン
プレートをその時点での相関を求める相手とする如くに
演算のタイミングをコントロールするならば常に今まさ
に離脱せんとするDOTのインピーダンス値を知ること
ができ、それを合格とすべきか否かの判断を行うことが
できる。この間、先述の如く1ピン分のコンボリューシ
ョン演算は高々数十μ式にて行うことができるので、そ
の時間がスループットを低下させる及因となることは実
用上発生しない。それ故にターンテーブル上をビンセッ
トに把まれて周廻する時間のほとんどをSiによる駆動
とV(tlのデータ収集のためについやすことができる
。この手により極端に大きいか小さい値のインピーダン
スを呈するDUTも高速大量と精度よく連続計測するこ
とができる。尚、この第11図の例では回転周慴的流れ
作業のD U T−・ンドラーを一例として述べたが、
これは全く一例であり、かかる主旨に基づ<DUTハ/
ドラ−は、ロボット的動作をも考慮すれば無限の自由度
がある。DUTの参入離脱も必ずしもシーケンシャルに
行われる必要はなく、図示せぬもののたとえば固定され
た穴状の何個のDUT捕足手足手段ボット的な腕状のア
クチュエーターが順々に、もしくはj煩不同にDUTを
はめはずししてまわるような機構もまた十分この実施例
の主旨にかなったものである。いずれの場合も、1台の
DUTハンドラーが1システムのiVCと(心安なら加
算増幅器と)信号処理装置をひきしたがえて多数のDU
Tに異る駆動信号を、正確に言うとお互いに他のどれと
も直交する駆動信号をもって原動を行い被分析信号V(
t)を得る如き、もしくは更に換言するならば、そのよ
うにして得たV(t)の中に本質的に1時点で多数のD
UTのお互いに直交する応答信号が重畳されて分析を待
っている如き構成ならば、すべて本発明の実施の一例と
言うことができる。DUTのはめはずしゃ信号処理をパ
ッチ的に行うか、たれ流し的連続的に行うかは、第1.
5.6.8.9図を勘案すれば実施上の自由度の内に収
まることは容易に理解され得る。The signal processing device to be coupled to the turntable-like DUT handler has a dynamic file of the signal to be analyzed in a stream, and has a phase corresponding to the drive waveform of the DUT that has just completed one cycle of drive. If you control the timing of the calculation by using the template as the target for correlation at that time, you can always know the impedance value of the DOT that is about to leave, and judge whether or not to pass the test. It can be performed. During this time, as mentioned above, the convolution calculation for one pin can be performed using at most several tens of microns, so in practice, this time does not cause a decrease in throughput. Therefore, most of the time spent rotating around the turntable in a set of bins can be spent on driving with Si and collecting data on V(tl). DUTs can also be measured continuously at high speed and in large quantities with high precision.In the example shown in Fig. 11, a DUT-handler for rotating circumferential flow work was described as an example.
This is just one example, and based on this idea,
The driver has infinite degrees of freedom when considering robotic movements. The entry and exit of the DUT does not necessarily have to be performed sequentially; for example, although not shown in the drawings, several fixed hole-like actuators such as arm-like actuators such as robot-like arm-like actuators may be sequentially or sequentially arranged. A mechanism for loading and unloading the DUT is also well suited to the spirit of this embodiment. In either case, one DUT handler has one system of iVC and a signal processing device (plus a summing amplifier for peace of mind), and has many DUs.
The signal to be analyzed V(
t), or in other words, in the V(t) thus obtained, essentially a large number of D
Any configuration in which mutually orthogonal response signals of the UTs are superimposed and awaiting analysis can be said to be an example of the implementation of the present invention. The decision as to whether the DUT's discrete signal processing is to be performed in patches or in a continuous manner is determined by the first step.
5.6.8.9, it can be easily understood that this is within the degree of freedom in implementation.
尚、以下に述べる諸工夫ないし注意点はいずれも本発明
の実施上有益な効果をもたらす。すなわち、まず前記分
散スペクトラム的な駆動信号を用いる場合、もしその分
散の結果の比帯域幅があまりに太きいと、(そのような
実施はインピーダンスの複素交流表現の思想にとっては
好ましくないが、スループットの要求に従って採用せざ
るを得ない場合もあり得る)DUTが本質的にり、C又
はRならば各々それに合せてZrefもり、 C,Rを
用いないと、iVCの作業に周波数特性が生じて相関演
算が正しく完結しなくなる。バンドの上下端でのこの理
由によるf特のゲイン差が1dB以上も生ずると、詳細
せりが試算によると±1πの要求精度は満せず、また各
Si間の直交性が狂ってきて他のビンの他のDUTの測
定値に迷惑をかける。それ故に分散スペクトラム系を採
用するとしてもその比帯域幅は109g止りに設計する
のが好ましX、)。Incidentally, all of the various ideas and precautions described below bring about beneficial effects in implementing the present invention. That is, first of all, when using the above-mentioned dispersion spectrum drive signal, if the fractional bandwidth as a result of the dispersion is too wide (although such implementation is not desirable for the idea of complex AC expression of impedance, it will reduce the throughput). (There may be cases where it is necessary to adopt it according to the requirements) If the DUT is essentially C or R, the Zref will be set accordingly.If C and R are not used, frequency characteristics will occur in the iVC operation and correlation will occur. The calculation will not be completed correctly. If the f-characteristic gain difference at the upper and lower ends of the band is 1 dB or more due to this reason, the detailed warping will not satisfy the required accuracy of ±1π according to the trial calculation, and the orthogonality between each Si will be disturbed, and other Disturbs the measurements of other DUTs in the bin. Therefore, even if a distributed spectrum system is adopted, it is preferable to design it so that its fractional bandwidth is no more than 109g.
またビン間干渉が見られた場合において適応的なもしく
は経験的な補正を行ったとしても、本質的にD U T
としてり、 C,Rの異るものを、また同じものでもそ
の値が平均値の倍以上や半分以下にも異るようなものを
含む群を、同時に併行して精度よく計測せんとすること
はまちがいである。しかしながらこのような制約を守り
さえすれば、Zrefは高品位の純抵抗を用いることで
あらゆる場合に充足され得る。Furthermore, even if adaptive or empirical correction is performed when inter-bin interference is observed, essentially D
Therefore, it is important to simultaneously and accurately measure items with different C and R values, as well as groups that include items that are the same but whose values differ by more than twice or less than half the average value. That's a mistake. However, as long as these constraints are observed, Zref can be satisfied in all cases by using high-grade pure resistors.
一方、LCRメーターないしインピーダンスアナライザ
としては共振的応答や遅延応答を呈する部品たとえば2
瑞子セラミツクフイルタ(共振子)などを計らねばなら
ない場合があり得る。またあえて3ないし4端子回路網
のトランスファーインピーダンスを計らねばならない場
合があり得る。このような場合、前記分散スペクトラム
方式ではビン間の直交性にとって遅延時間すなわちSi
のピン間時間差は本質的に重要な要項である点に注意を
要し、それをかく乱する程の応答遅れのあるDUTは計
るに当って被干渉側をまびくとか(つまり1つおき、2
つおきとかにしかDUTを参入させない)の工夫が必須
となる。また当然分散スペクトラム信号による計測の計
測周波数は一意に定まらないので、ゆっくり時間をかげ
てCW計測した結果とは異る結果が出て当然である。そ
の差異が要求される計測精度より有意に少い場合にのみ
、分散スペクトラム信号による駆動による高スループツ
ト化は有益である。On the other hand, as an LCR meter or impedance analyzer, components that exhibit a resonant response or delayed response, such as 2
There may be cases where it is necessary to measure a ceramic filter (resonator), etc. There may also be cases where it is necessary to measure the transfer impedance of a 3- or 4-terminal circuit network. In such a case, in the distributed spectrum method, the delay time, that is, Si
It should be noted that the time difference between the pins is an essentially important point, and when measuring a DUT with a response delay that is large enough to disturb it, it is necessary to
It is essential to devise ways to limit the use of DUTs only to tsuoki and others. Furthermore, since the measurement frequency of the measurement using the distributed spectrum signal is not uniquely determined, it is natural that the result will be different from the result of CW measurement performed slowly over time. High throughput by driving with distributed spectrum signals is beneficial only if the difference is significantly less than the required measurement accuracy.
一方、DUTとしてかなり性質が予測できるものの一群
の細かい差異を求める使い方を主とする以上、相対計測
に縮退してもよい。すなわち第1図を例にとるとDUT
lからDUTn−1までを被測定物として、D U T
、には値の詳細にわかったスタンダートを入れておくな
らば、Zref の値自体が詳細にわう)っていなくて
も一定でありさえすればよいのでその精度は気にしなく
てよいようになる。On the other hand, as long as the method is mainly used to find fine differences between a group of DUTs whose properties are fairly predictable, it may be reduced to relative measurement. In other words, taking Figure 1 as an example, the DUT
1 to DUTn-1 as the object under test, DUT
If you include a standard whose value is known in detail, you don't have to worry about its accuracy, as it only needs to be constant even if the Zref value itself is not detailed. Become.
D U T、の測定データでもって他の値を逆較正もし
くはノルマライズして出力すれば十分目的を達せられる
。また最悪Zref が信用できないとしても、n個の
DUTの統計データは相対的に得られ、たとえば±2〜
3シグマ以上はなれてい乙ものは切捨てるというような
作業は可能である。The purpose can be sufficiently achieved by back-calibrating or normalizing other values using the measurement data of the DUT and outputting the results. In addition, even if Zref is unreliable in the worst case, statistical data of n DUTs can be obtained relatively, for example, ±2 to
It is possible to perform work such as discarding items with a distance of 3 sigma or more.
しかし実務上はある範囲に絞られた出来の良いD U
T’の群の中に突然誤った品物や、こわれた品物が混入
してくるのを否定することはむづかしい。However, in practice, good DU is limited to a certain range.
It is difficult to deny that incorrect or broken items suddenly enter the T' group.
第1図の如き、また以下すべてがそれにならって説明さ
れた如く、定電圧駆動で応答電流を求める形の回路だと
DUTのインピーダンスが低くなるほど大きな電流が流
れ、所要電力も大となり、最悪ショートバーがはめられ
ると障害をおこす。すなわちこの場合障害というのはD
UTやSiないしPAが焼損するという事態に至らなく
とも、iVCの動作を飽和させ、その時同時に唄;1定
されんとしている他のすべてのDUTの応答データの採
取評価を不能にする、という形であられれる。これを防
止するためには各Siに電流制限機能を持たせるほかは
ない。この場合いわゆるクリッピング型の−・−トリミ
ッタではリミット限界に達すると非直線性から多大な歪
を発生し、他のビンのデータの分析に迷惑をかけること
が考えられるので、好ましくは単純な直列抵抗型のIJ
ミッタがよい。第12図はその例を示す。この場合最
終的なインピーダンスの計算値はこの直列抵抗Rsを含
んだ形で出てくるから、測定出力としては各々の値を差
引き出力せねばならない。n≧100ケのDUTを計る
に当り、システムのダイナミックレンジ上の余裕が3d
B以上確保されているならば、各SiとDOTO間に最
低、DUTの平均インピーダンスの1/100〜115
0の直列抵抗が入っていれば、少くとも1個もしくは2
個程度のショート(パンク)シタDUTないしそれに近
い低インピーダンスのものが混入しても他のD ’J
Tの計測はつつがなく行われる。Rに対してCみでなく
しにもCにも有効な電流制限手段であり得るためには、
電流制限抵抗は純粋な低い値のRであることが必要であ
る。As shown in Figure 1, and as everything explained below, in a circuit that uses constant voltage drive to determine the response current, the lower the impedance of the DUT, the larger the current flows, the more power is required, and in the worst case, a short circuit occurs. If the bar gets stuck, it will cause a problem. In other words, in this case, the obstacle is D
Even if the UT, Si, or PA does not burn out, it saturates the operation of the iVC and makes it impossible to collect and evaluate the response data of all other DUTs that are being tested at the same time. Hail to you. The only way to prevent this is to provide each Si with a current limiting function. In this case, a so-called clipping type limiter will generate a large amount of distortion due to non-linearity when the limit is reached, which may cause trouble in analyzing data in other bins, so it is preferable to use a simple series resistor. type IJ
Mitta is good. FIG. 12 shows an example. In this case, since the final impedance calculation value includes this series resistance Rs, each value must be subtracted and output as a measurement output. When measuring n≧100 DUTs, the dynamic range margin of the system is 3d.
If B or more is secured, the minimum impedance between each Si and DOTO is 1/100 to 115 of the average impedance of the DUT.
If there is a series resistance of 0, at least one or two
Even if a few short (punk) DUTs or similar low impedance devices are mixed in, other D'J
The measurement of T is seamless. In order to be a current limiting means that is effective not only for C but also for R,
The current limiting resistor needs to be a pure low value R.
電圧駆動、電流応答の場合、DUTのオープン(ひびわ
れ、電極欠け)事故は群計測にとっては無害であり、た
だそのDOTに該当するビンのデータが残留ノイズや干
渉性の成分で充されるのみである。In the case of voltage drive and current response, an open DUT (cracked, chipped electrode) accident is harmless for group measurement, but only causes the data in the bin corresponding to that DOT to be filled with residual noise and interfering components. be.
前記手法によりZrefへの要求精度を軽減することは
、それを可変とすることにとって非常に有利である。第
13図はこの性質を利用してiVCの段階でグループA
GC(ないしALC)を実施したものであり、これにお
いて、Zrefとしては公知のフォトコンダクタ−素子
Cd5131を発光ダイオードL E D”2によりコ
ントロールしつつ用いる。LEDの電流は信号処理装置
134からソフトウェア的に、V(tlの分析結果に基
づきそれが中庸適切なレベルニするようにコントロール
される。このようなコントロールはMtlを)・−ド的
にレベル監視することでも行える。Reducing the accuracy required for Zref by the above method is very advantageous for making it variable. Figure 13 shows group A taking advantage of this property at the iVC stage.
GC (or ALC) is implemented, and in this, a well-known photoconductor element Cd5131 is used as Zref while being controlled by a light emitting diode LED"2. The current of the LED is controlled by software from the signal processing device 134. Based on the analysis results of V(tl), it is controlled to a moderately appropriate level.Such control can also be performed by monitoring the Mtl level.
前記ALC又はAGCという思想は拡張するとレンジ切
替えの自動化につながる。第14図はそのような例を示
すもので、これにおいてZrefは乗算型D/A変換器
を可゛伝達抵抗(3端子抵抗ネツトワーク)として用い
て実現されている。自明の如くこの回路の動作はI)U
T1〜DUTo−1の平均値に対してディジタル的にレ
ンジの自動選択が行われるわけで、信号処理装置DSP
は入力されるV(t)のそれ自身のレベルか、相関演算
ないしFFT/ D F 71”の出力の各ビンの大き
さの平均値か、どちらかを勘案して適切な動作レベルに
なるようにZrefのディジタルコントロール入力を与
える。Zrefとしてこの場合、電比的にコントロール
できるいわゆるLOG−DACと呼ばれる乗算型D/A
変換器、たとえばAD7118などが適しているものの
一例である。The concept of ALC or AGC can be extended to automate range switching. FIG. 14 shows such an example, in which Zref is realized using a multiplier type D/A converter as a variable transfer resistance (three-terminal resistance network). As is obvious, the operation of this circuit is I)U
The range is automatically selected digitally for the average value of T1 to DUTo-1, and the signal processing device DSP
is set to an appropriate operating level by taking into account either the level of the input V(t) itself or the average value of the size of each bin of the output of the correlation operation or FFT/DF71''. In this case, Zref is a multiplication type D/A called LOG-DAC that can be electrically controlled.
One example of a suitable converter is a converter such as the AD7118.
以上の各実施例においては一応の所、計測される多数の
DUTはすべて個別の部品という前提で説明した。しか
しながら本発明の実施はそのような条件にとられれる必
要さえないことは、次に示す実施例を見れば理解されよ
う。第15図は被測宝物として有機物、プラスチックな
いしセラミック等の基板の定形サンプルを扱うもので、
目的はその面内の抵抗率誘電率ないし誘電損失等の分布
の一斉計測である。図はそのようなり U T−・ンド
ラーの断面を模式的に示しているが実物は2次元的構造
をしている。すなわち、被測定サブストレー)150に
は下から1枚の平板電極151が全面にあてがわれる一
方、上からはその頭の形が一定の無数のバネ付のビン1
52が降下して来て密接せられる。これらのビンの頭の
形は各々面積占有率に由来する補正を正しく行えば丸で
も四角でもよいが、密着性は非常に重要であるためすべ
からく平滑に仕上げられている。密着性の重要さは下側
の平板電極の場合も同様である。而して上側の各ビンに
は前記各側と同様の各Siが接続され、下側の共通電極
にはiVCが接続される。以下の部分の構成および動作
原理は先の各側と全く同様である。In each of the above embodiments, the description has been made on the premise that all of the many DUTs to be measured are individual components. However, it will be understood from the following examples that the practice of the present invention need not be under such conditions. Figure 15 deals with standard samples of substrates such as organic materials, plastics, or ceramics as treasures to be measured.
The purpose is to simultaneously measure the distribution of resistivity, permittivity, dielectric loss, etc. within that plane. Although the figure schematically shows the cross section of such a UT-ndler, the actual product has a two-dimensional structure. That is, one flat plate electrode 151 is applied to the entire surface of the measured sub-stray 150 from below, while from above there are numerous spring-loaded bottles 1 whose heads have a constant shape.
52 descends and is brought into close contact. The shape of the head of each of these bottles may be round or square if corrections based on the area occupancy are corrected, but since adhesion is extremely important, they are all finished smoothly. The importance of adhesion is the same in the case of the lower flat plate electrode. Each of the upper bins is connected to the same Si as on each side, and the lower common electrode is connected to iVC. The configuration and operating principle of the following parts are exactly the same as those of the previous parts.
ここで絶縁物で出来た台座153.154は各々下側お
よび上側の電極を保持し、必要に応じて図示せぬ機構に
よりせり出しもしくは上下移動等の動作をするためのも
のである。Here, the pedestals 153 and 154 made of an insulator hold the lower and upper electrodes, respectively, and are used to extend or move up and down by a mechanism (not shown) as necessary.
かかる構成によれば被測定サブストレートの電気的性質
の分布を、ひいてはその焼上りないし組成のかたよりや
分布を一期に知ることができる。With this configuration, it is possible to know the distribution of electrical properties of the substrate to be measured, as well as the bias and distribution of its baking or composition, at one time.
測定結果はεやρやtanδの分布のイメージとし1D
IPから外付のパソコン155等に転送してそのカラー
ディスプレイ156のスクリーン上に色表示などさせれ
ば非常に理解しやすい。The measurement results are 1D as an image of the distribution of ε, ρ, and tanδ.
It is very easy to understand if the information is transferred from the IP to an external personal computer 155 or the like and displayed in color on the screen of the color display 156.
このようなサンプルサブストレートの電気的性質の面分
布の直視的評価システは電子部品を目的とするセラミッ
クやプラスチックでなくとも有機・無機さまざまな人工
合成物の試作製造工程の評価などに広い応用が期待され
る。もちろん人工物に限らず天然の岩石サンプルとかの
評価にも応用できる。また生体由来の膜状物質とか、ま
た生きた生体膜、培養中の単層細胞層ないし活性酵素保
持層などの評価にも応用され得る。話を電子部品にもど
すならばその圧電性ないし焦電性を応用目的とする一群
のセラミックスないしプラスチックはその目的性質が焼
上りないし伸延加工後の誘電率と非常に密接な関係を呈
するので、それらの目的性質の間接評価にも役立ち得る
。また第15図のDUTハンドラーを1次元構造に縮退
せしめ、上下の電極をしゆう動可能なものにするかロー
ルなどの構造としてDUT150を長尺の板状ないしシ
ート状として連続的に走行させつつ計測するように変形
することも可能である。Such a system for directly evaluating the planar distribution of electrical properties of a sample substrate can be widely applied to evaluation of prototyping manufacturing processes for various organic and inorganic artificial composites, not just ceramics and plastics intended for electronic components. Be expected. Of course, it can be applied not only to artificial objects but also to the evaluation of natural rock samples. It can also be applied to the evaluation of membranous substances derived from living organisms, living biological membranes, monolayer cell layers in culture, active enzyme retaining layers, etc. Returning to electronic components, a group of ceramics and plastics whose piezoelectric or pyroelectric properties are used have a very close relationship with the dielectric constant after firing or drawing. It can also be useful for indirect evaluation of the objective nature of Alternatively, the DUT handler shown in Fig. 15 may be reduced to a one-dimensional structure, and the upper and lower electrodes may be made movable, or the DUT 150 may be moved continuously as a long plate or sheet using a structure such as a roll. It is also possible to transform it so that it can be measured.
(発明の効果)
以上に示す如く本発明によれば多数のDUTを同時併行
的に精度よく高いスループットで計測することができる
ので、電子部品ないし電子材料等の工業上応用されて益
する所甚大である。(Effects of the Invention) As described above, according to the present invention, a large number of DUTs can be measured simultaneously with high precision and high throughput, so it is greatly beneficial when applied to industries such as electronic components and electronic materials. It is.
(略語の定義)
本明細書中に用いられる略語ないし略記のうち、公知常
用の共通略語でないものは以下のとおりである。(Definitions of Abbreviations) Among the abbreviations and abbreviations used in this specification, those that are not commonly known and commonly used abbreviations are as follows.
DUT鱈・・・・・・・・・Device Under
Te5t の略。被測定電子装置ないし同部品のこと
を一般的に言う。DUT cod・・・・・・Device Under
Abbreviation of Te5t. Generally refers to an electronic device or its parts to be measured.
1°V RD n−聞・−Vector Ratio
Detectorの略。振幅、位相とも異る2つの正弦
波の複素交流ベクトルの比を求める電子回路のことをい
う。1°V RD n--Vector Ratio
Abbreviation for Detector. It is an electronic circuit that calculates the ratio of two complex alternating current vectors of sine waves that are different in amplitude and phase.
”dw、・・・・・・・・・・・・driving w
aveformの略。駆動波形。”dw,・・・・・・・・・・・・driving w
Abbreviation for aveform. Drive waveform.
i dutn・・・・・・・・・DUTの電流。i dutn・・・・・・DUT current.
Vdut−・・・・・・・・・DUTの端子電圧。Vdut-・・・・・・・・・Terminal voltage of DUT.
”iVC,・・・・・・・・・電流電圧変換器。``iVC, ・・・・・・・・・Current voltage converter.
”V(t) −・・・・・・・・・被分析信号。"V(t) -... Signal to be analyzed.
″DSPs−−−−−DIgital Signal
Processorの略。″DSPs----DIgital Signal
Abbreviation for Processor.
” Z refn・・・・・・・・・参照用インピーダ
ンス。”Z refn・・・・・・Reference impedance.
Z s tcly・・・・・・・・・標準インピーダン
ス。Z s tcly・・・・・・Standard impedance.
”S+n ・・・・・・・・・i番目の信号源。"S+n......i-th signal source.
第2図は従来例を示し、第1図は本発明の最も基本形の
実施例を示すブロック図である。第3〜15図はいずれ
も本発明の各々異る実施形態を示すブロック図ないし模
式国、波形ないしスペクトラム等である。
第2図
(Prior art)
第12図
昭和62年4月1日差出 (昭和
62年4月2日付は特許願
(願番通知未受領)
(2〉発明の名称
多数の電子部品のインピーダンスを同時に (測定
する装置
(3)補正をする者
(事件との関係 特許出願人
住所 東京都杉並区高井戸東2−16−11明細書の発
明の詳細な説明の欄
(5)補正の内容
(別紙の通り
補正の内容
傷コ疋
■の誤りにつきその様に訂正する。
2)37ページ上から7行目に“PNコードが−しても
とにもどる・・・・・・”とあるを、“PNコードが一
循してもとにもどる・・・・・・”のごとく、脱字を挿
入する。
3)同上ベージ12行目に“TB≦1”とあるはTB≧
1”の誤りにつきその様に訂正する。
4)46ページ下から5行目ないし3行目に“一方DU
Tとして・・・・・・縮退してもよい”とあるを、“一
方、DOTとして、一群の、性質がかなり良く予測でき
る物の、群内の細かい差異を求める如き使い方を主とす
る場合には、当該計測は相対計測に縮退しても良い“と
訂正する。FIG. 2 shows a conventional example, and FIG. 1 is a block diagram showing the most basic embodiment of the present invention. 3 to 15 are block diagrams or schematic diagrams, waveforms, spectra, etc. showing different embodiments of the present invention. Figure 2 (Prior art) Figure 12 Submitted on April 1, 1988 (Patent application dated April 2, 1986 (application number notification not received) (Measuring device (3) Person who makes corrections
(Relationship with the case Patent applicant address: 2-16-11 Takaido Higashi, Suginami-ku, Tokyo, Japan Detailed description of the invention column (5) Contents of amendment
(As shown in the attached document, the error in the correction details will be corrected accordingly.) 2) On the 7th line from the top of page 37, it says "If the PN code is -, it will return to the original state..." Insert omissions such as "The PN code goes through one cycle and returns to the original...". 3) On the 12th line of the same page, “TB≦1” means TB≧
4) In the 5th or 3rd line from the bottom of page 46, there should be a “One-sided DU” error.
``T... may be degenerate'' is changed from ``DOT'' is used mainly to find fine differences within a group of objects whose properties can be predicted fairly well. , the measurement may be reduced to a relative measurement.''
Claims (1)
交する函数波形を出力する駆動源と、このn個の駆動源
をn個の被測定電子部品の各々片方の端子に印加する手
段と、これらn個の被測定電子部品の各々の他方の端子
を個別に、又は群別して、またはすべてまとめて一括し
て仮想的に接地する如く動作しつつこのもしくはこれら
の仮想接地点における前記駆動源の駆動出力に由来する
接地電流の合計値を検出する電流検出手段(電流電圧変
換器)と、該手段の出力波形と、前記n個の駆動源の駆
動波形との相関値を各々求めまたそれらを必要に応じて
積分ないし平滑化する手段とより成り、該相関値の群よ
り被測定インピーダンスの各々を求める如く構成された
ことを特徴とする、多数の電子部品のインピーダンスを
同時に測定する装置。 2、前記装置において、前記各正弦波は前記相関値の積
分区間長に関して調波関係にある所の、異る次数の高調
波であることを特徴とする、該装置。 3、前記装置において、各駆動源は時間軸上にて重み函
数をかけられた上記各異る周波数の正弦波バーストであ
つて、T(持続時間)とB(バンド幅)の積(TB積)
が大略1であることを特徴とする、該装置。 4、前記装置において、各駆動源は位相変調ないし周波
数変調されたバーストであつて、そのTB積が1より有
意に大なるものであることを特徴とする、該装置。 5、前記装置において各駆動源の出力する駆動波形の一
群は少くとも比帯域幅が大きくない1つの周波数帯域内
におさまり、而して前記仮想接地手段と接地電流検出手
段の出力を1つの局発を用いてヘテロダイン変換もしく
はホモダイン検波(コヒーレント検波)する行程を含み
つつ構成せられたることを特徴とする、前記装置。 6、前記装置において、ヘテロダイン変換結果のIF信
号もしくはコヒーレント検波結果のベースバンド信号を
高速複素フーリエ変換(FFT)にかけて得られた複素
周波数スペクトラムデータにもとづいて前記多数の被測
定インピーダンスの値を求める如く構成せられたること
を特徴とする、前記装置。 7、前記FFT方式の該装置において、FFTにかける
データ区間長がすべての駆動源に関して調和関係が得ら
れる如き時間長に設定され、かつすべての駆動源の該デ
ータ区間に対する相対位相が管理されていることを特徴
とする、該装置。 8、前記データ採取区間を一つの時間単位として、一群
の被測定電子部品をすべて入れ替える手続きを含む如く
にバッチ処理を行う如く構成せられたることを特徴とす
る、該装置。 9、前記データ採取区間を特に区切ることをせず、デー
タ処理装置側では各駆動源に対応する有意な応答が入力
され終つたときのみ該当する計測を行う如く構成され、
被測定部品はランダムなもしくは予定された手順に従つ
て測定のための接続端子に着脱、給排せられる如く構成
されたことを特徴とする、該装置。 10、上記被測定部品の着脱給排が直列搬送機構により
行われ、該搬送機構の各部品のはまるべき部位に対応し
て1つづつの前記駆動源が配置され、該部品と該駆動源
は1対1対応しつつ該搬送機構の中を一組として走行す
る如く構成せられたることを特徴とする、該装置。 11、特許請求範囲第1項および第3項にかかわる該装
置において、各駆動源は1つの共通のキャリヤをPNコ
ード信号にて2値位相変調して得られたものより成り、
該コード信号の位相が異る多数の変調結果をもつて一群
の駆動源とせられたることを特徴とする、該装置。 12、特許請求範囲第1項記載の該装置において、各駆
動源は同じ長さの、同じ様式によりFMチャープされた
定振幅サイン波より成り、ただそのチャープの起終の時
刻のみがすべて異る所の一群の駆動源であることを特徴
とする、該装置。 13、特許請求範囲第11項もしくは第12項にかかわ
る該装置において、変調結果のスペクトラム分散度は被
測定インピーダンスの複素交流表現による取扱いをさま
たげない程度に十分小さく、而して前記仮想接地点につ
づく電流電圧変換器のリファレンスインピーダンスとし
ては被測定インピーダンスのL、C、Rのいかんにかか
わらず共通に純抵抗を用いる如く構成せられたることを
特徴とする、該装置。 14、特許請求範囲第1項に関する該装置において、n
個の被測定部品のインピーダンスの絶対値の平均に対し
てオートレンジング動作を行う如く構成せられたること
を特徴とする、該装置。 15、特許請求範囲第1項に関する該装置において、n
−1個の被測定部品のインピーダンスを測定するために
残る1個に、すでに知られている標準インピーダンスを
接続する如く構成され、而して前記電流電圧変換器のリ
ファレンスインピーダンスへの精度要求を低減したこと
を特徴とする、該装置。 16、上記リファレンスインピーダンスとして電圧・電
流・光量などで制御せられ得る可変インピーダンスを用
い、この可変インピーダンスを別途コントロールするこ
とにより電流電圧変換回路の出力レベルを適正化する如
く自動レベル調整(ALC)もしくは自動ゲイン調整(
AGC)の動作を含めて実行する如く構成せられたるこ
とを特徴とする、該装置。 17、特許請求範囲第1項に関する該装置において、各
駆動源は予定された値の電流制限用の直列インピーダン
スを介して各DUTをドライブする如く構成され、もつ
て誤つて過少なインピーダンスの、もしくはショートし
たDUTが混入した場合でも他のDUTのインピーダン
ス計測が妨害されることなく行われる如く構成せられた
ることを特徴とする、該装置。 18、特許請求範囲第1項に関する該装置において、該
多数の被測定インピーダンスとは1つの部材の表面の多
数の点に立てた電極と裏面に全面に一様にもうけた共通
電極の成す多数のインピーダンスであり、もつてこれら
を群として測定することにより該部材のインピーダンス
密度分布を知る如く構成せられたることを特徴とする、
該装置。[Scope of Claims] 1. n drive sources that output functional waveforms whose output amplitudes are controlled and are all orthogonal to each other, and these n drive sources are connected to one side of each of n electronic components to be measured. and the other terminal of each of these n electronic components to be measured, individually or in groups, or all collectively, while operating to virtually ground the other terminal of each of the n electronic components to be measured. current detection means (current-voltage converter) for detecting the total value of ground currents derived from the drive outputs of the drive sources at a virtual ground point; an output waveform of the means; and a drive waveform of the n drive sources; A method for detecting a large number of electronic components, comprising means for obtaining each correlation value and integrating or smoothing them as necessary, and configured to obtain each impedance to be measured from the group of correlation values. A device that measures impedance simultaneously. 2. The device, wherein each of the sine waves is a harmonic of a different order in a harmonic relationship with respect to the integral interval length of the correlation value. 3. In the above device, each driving source is a sine wave burst of each of the above-mentioned different frequencies multiplied by a weighting function on the time axis, and the product of T (duration) and B (bandwidth) (TB product) )
is approximately 1. 4. The device as described above, wherein each driving source is a phase-modulated or frequency-modulated burst, and the TB product thereof is significantly larger than 1. 5. In the device, a group of drive waveforms output from each drive source falls within at least one frequency band whose relative bandwidth is not large, and the outputs of the virtual grounding means and the grounding current detection means are integrated into one station. The device described above is characterized in that it is configured to include a step of performing heterodyne conversion or homodyne detection (coherent detection) using radiation. 6. In the apparatus, the values of the large number of impedances to be measured are determined based on complex frequency spectrum data obtained by subjecting the IF signal as a result of heterodyne conversion or the baseband signal as a result of coherent detection to fast complex Fourier transform (FFT). The device, characterized in that: 7. In the above-mentioned FFT type device, the length of the data section to be subjected to FFT is set to a time length such that a harmonic relationship is obtained for all the driving sources, and the relative phase of all the driving sources with respect to the data section is managed. The device is characterized in that: 8. The apparatus is characterized in that it is configured to perform batch processing, including a procedure for replacing all of a group of electronic components to be measured, using the data collection period as one time unit. 9. The data acquisition section is not particularly divided, and the data processing device is configured to perform the corresponding measurement only when a significant response corresponding to each drive source has been inputted,
The apparatus is characterized in that the part to be measured is configured so that it can be attached to and detached from, and supplied to and discharged from, a connection terminal for measurement according to a random or predetermined procedure. 10. The above-mentioned parts to be measured are loaded and unloaded by a serial transport mechanism, and one drive source is arranged corresponding to the part to which each part of the transport mechanism is to be fitted, and the parts and the drive sources are connected to one another. The apparatus is characterized in that it is configured to travel as a set in the conveyance mechanism in one-to-one correspondence. 11. In the device according to claims 1 and 3, each drive source is obtained by binary phase modulating one common carrier with a PN code signal,
The apparatus is characterized in that the code signal has a plurality of modulation results having different phases and is used as a group of driving sources. 12. In the device according to claim 1, each driving source is composed of a constant amplitude sine wave of the same length and FM chirped in the same manner, and only the start and end times of the chirps are different. The device is characterized in that it is a group of driving sources at a location. 13. In the device according to claim 11 or 12, the degree of spectral dispersion of the modulation result is sufficiently small to the extent that it does not interfere with the treatment of the impedance to be measured using a complex AC representation, and This device is characterized in that it is configured so that a pure resistance is used in common as the reference impedance of the current-voltage converter, regardless of whether the impedance to be measured is L, C, or R. 14. In the device according to claim 1, n
The apparatus is characterized in that it is configured to perform an auto-ranging operation with respect to the average of the absolute values of impedances of the parts to be measured. 15. In the device according to claim 1, n
- A known standard impedance is connected to the remaining one for measuring the impedance of one component under test, thus reducing the accuracy requirements for the reference impedance of the current-voltage converter. The device is characterized in that: 16. A variable impedance that can be controlled by voltage, current, light intensity, etc. is used as the reference impedance, and by separately controlling this variable impedance, automatic level adjustment (ALC) or Automatic gain adjustment (
1. The device is configured to include and execute operations of AGC. 17. In the apparatus according to claim 1, each drive source is configured to drive each DUT through a current-limiting series impedance of a predetermined value, so that it is possible to inadvertently The device is characterized in that it is configured so that even if a short-circuited DUT is mixed in, impedance measurement of other DUTs can be performed without interference. 18. In the device according to claim 1, the large number of impedances to be measured are the large number of impedances formed by electrodes placed at many points on the front surface of one member and common electrodes uniformly provided on the back surface. impedance, and is characterized in that it is configured so that the impedance density distribution of the member can be determined by measuring these impedances as a group.
The device.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8010287A JPS63246681A (en) | 1987-04-01 | 1987-04-01 | Apparatus for simultaneously measuring impedance of numerous electronic components |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8010287A JPS63246681A (en) | 1987-04-01 | 1987-04-01 | Apparatus for simultaneously measuring impedance of numerous electronic components |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63246681A true JPS63246681A (en) | 1988-10-13 |
Family
ID=13708816
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP8010287A Pending JPS63246681A (en) | 1987-04-01 | 1987-04-01 | Apparatus for simultaneously measuring impedance of numerous electronic components |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63246681A (en) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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-
1987
- 1987-04-01 JP JP8010287A patent/JPS63246681A/en active Pending
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