JPS63224671A - Improving circuit for power factor - Google Patents
Improving circuit for power factorInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、交流電源端子間に接続された全波整流回路と
、この全波整流回路の出力端子間に逆流防止用ダイオー
ドを介して接続された平滑コンデンサと（以上でコンデ
ンサインプット型整流回路が構成される）、前記全波整
流回路の入力側または出力側に直列接続されたリアクト
ルと、前記全波整流回路の出力端子間に並列接続された
スイッチング素子とを備え、正弦波近似制御信号によっ
てスイッチング素子をスイッチングすることにより、リ
アクトルのエネルギー蓄積効果を利用して高力率を保持
するように構成された力率改善回路に関する。[Detailed Description of the Invention] <Industrial Application Field> The present invention provides a full-wave rectifier circuit connected between AC power supply terminals and a backflow prevention diode connected between the output terminals of this full-wave rectifier circuit. a smoothing capacitor (the above constitutes a capacitor input type rectifier circuit), a reactor connected in series to the input side or output side of the full-wave rectifier circuit, and a parallel connection between the output terminal of the full-wave rectifier circuit. The present invention relates to a power factor correction circuit configured to maintain a high power factor by utilizing the energy storage effect of a reactor by switching the switching element using a sine wave approximation control signal.
〈従来の技術〉
、上記構成の従来の力率改善回路においては、前記のス
イッチング素子のオン時間を短くしてスイッチング素子
の両端電圧の大きさを増加することにより、電源電圧に
対する入力電流の位相差を減゛少させて力率を改善する
技術が提寓されている（例えば「電気学会論文誌Ｂ１０
４巻２号Ｊ （昭和５９年２月）３３〜４０頁「双方向
性スイッチによる整流電源入力電流波形の改善法」著者
：佐々木一部、雨宮好文□参照）。<Prior art> In the conventional power factor correction circuit having the above configuration, the level of the input current with respect to the power supply voltage is reduced by shortening the on-time of the switching element and increasing the voltage across the switching element. Techniques have been proposed to reduce the phase difference and improve the power factor (for example, “IEEJ Transactions B10
Vol. 4, No. 2 J (February 1980), pp. 33-40, "Method for improving rectified power supply input current waveforms using bidirectional switches" Authors: Kazuki Sasaki, Yoshifumi Amemiya (see □).
ところが、スイッチング素子のオン時間を短くすると、
リアクトルの蓄積エネルギーが少なくなり、平滑コンデ
ンサの両端の直流電圧が低くなってしまう。スイッチン
グ素子の両端電圧の大きさは平滑コンデンサの両端の直
流電圧に依存するから、結局、スイッチング素子の両端
電圧を増加させることができないという根本的な問題が
あった。However, if the on time of the switching element is shortened,
The energy stored in the reactor decreases, and the DC voltage across the smoothing capacitor decreases. Since the magnitude of the voltage across the switching element depends on the DC voltage across the smoothing capacitor, there is a fundamental problem that the voltage across the switching element cannot be increased.
その理由は、スイッチング素子のオン時間しか制御して
いないことにある。The reason for this is that only the on-time of the switching element is controlled.
そこで、本出願人は、リアクトルによるエネルギー蓄積
効果を有効利用しながら力率の改善度および制御性を向
上する力率改善回路を提本した。Therefore, the present applicant has proposed a power factor improvement circuit that improves the degree of improvement and controllability of the power factor while effectively utilizing the energy storage effect of the reactor.
以下、これを第５図に示して説明する。This will be explained below with reference to FIG.
交流電源１を接続する交流電源端子２ａ、２ｂ間にチラ
ークコイル等のリアクトル３を介してダイオードブリッ
ジからなる全波整流回路４が接続されている。全波整流
回路４の出力端子間に逆流防止用のダイオード５を介し
て平滑コンデンサ６が接続され、平滑コンデンサ６の出
力端子７ａ。A full-wave rectifier circuit 4 consisting of a diode bridge is connected between AC power supply terminals 2a and 2b to which the AC power supply 1 is connected via a reactor 3 such as a chiller coil. A smoothing capacitor 6 is connected between the output terminals of the full-wave rectifier circuit 4 via a diode 5 for preventing backflow, and an output terminal 7a of the smoothing capacitor 6.
７ｂ間に負荷８が接続されている。この負荷８としては
、インバータ駆動式空気調和機におけるインバータ回路
やスイッチングレギュレータなどがある。全波整流回路
４の出力端子間にパワートランジスタやパワーＭＯ３・
ＦＥＴなどのスイッチング素子９が並列接続されている
。A load 8 is connected between 7b and 7b. Examples of the load 8 include an inverter circuit and a switching regulator in an inverter-driven air conditioner. A power transistor or power MO3 is connected between the output terminals of the full-wave rectifier circuit 4.
Switching elements 9 such as FETs are connected in parallel.
また、交流電源ｌと全波整流回路４とを接続する電源ラ
インに設けられた変流器ＣＴが■−■変換回路１０に接
続されて全波整流回路４に対する入力電流ｉ、を検出す
る入力電流検出回路１１を構成している。Ｉ−Ｖ変換回
路１０は、変流器ＣＴがピックアップした交流の入力電
流１０の平均値■。In addition, a current transformer CT provided in the power supply line connecting the AC power supply l and the full-wave rectifier circuit 4 is connected to the A current detection circuit 11 is configured. The I-V conversion circuit 10 has an average value ■ of the AC input current 10 picked up by the current transformer CT.
′ を直流電圧Ｖ、に変換するものであり、ダイオード
ブリッジＤＢ、 、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ３から
構成されている。' to a DC voltage V, and is composed of a diode bridge DB, , a resistor R1, and a capacitor C3.
Ｔ、は交流電源端子２ａ、２ｂ間に接続された降圧トラ
ンス、１２は交流電源１の電源電圧ｖ０のゼロ電圧位相
を検出するゼロクロス検出回路であり、降圧トランスＴ
、の出力側に接続されたダイオードブリフジＤＢ、およ
び抵抗Ｒ２から構成されている。T is a step-down transformer connected between the AC power supply terminals 2a and 2b; 12 is a zero-cross detection circuit for detecting the zero voltage phase of the power supply voltage v0 of the AC power supply 1;
, a diode bridge DB connected to the output side of , and a resistor R2.
１３は電源電圧波形検出回路１２による電［電圧ｖ０の
ゼロ電圧位相を検出するゼロクロス検出手段である。Reference numeral 13 denotes zero cross detection means for detecting the zero voltage phase of the voltage v0 generated by the power supply voltage waveform detection circuit 12.
１４はＴ−Ｖ変換回路ｌＯからの直流電圧■２に基づい
て、スイッチング素子９の両端電圧ｖ１と交流電源１の
電源電圧ｖ０との位相差φを算出する位相差演算手段で
ある０位相差φは、関数記号をｇｌ、ｈｌとして、
・φｍｇ、 （ＶＰ ）＝ｌ’ｚ （Ｉｏ ）・・
・・・・・・・・・・■で表すことができる。Reference numeral 14 denotes a zero phase difference calculation means for calculating the phase difference φ between the voltage v1 across the switching element 9 and the power supply voltage v0 of the AC power source 1 based on the DC voltage ■2 from the TV conversion circuit IO. φ is given by the function symbols gl and hl, ・φmg, (VP)=l'z (Io)...
It can be expressed as ・・・・・・・・・■.
工５は変調度Ｈ（定数）と位相差φとに基づいて、ゼロ
クロス検出手段１３によるゼロ電圧位相を基準として、
基準正弦波Ｖ、ｌを、式、
ｖｇ ＝Ｈｓｉｎ （θ−φ） ・・・・・・・
・・・・・■に従って作成する基準正弦波作成手段であ
る。弐〇におけるθは交流電源１の電源電圧ｖ０の位相
であり、電源周波数をＦとすると、θ−２πＦｔである
。Step 5 is based on the modulation degree H (constant) and the phase difference φ, with the zero voltage phase detected by the zero cross detection means 13 as a reference.
The reference sine waves V and l are expressed as: vg = Hsin (θ−φ) ・・・・・・・・・
...This is a reference sine wave creation means created according to ■. θ in 2〇 is the phase of the power supply voltage v0 of the AC power supply 1, and when the power supply frequency is F, it is θ−2πFt.
式■、■から、
ＶＫ ＝Ｈｓｉｎ （θ−ｈ ＋ （ｆ ｏ ） ）
””””’■である。この従来例においては、変調度
Ｈは、負荷８に供給すべき必要な直流電圧ＶＯＣを一定
にするために所定の一定値に決めるべきであるとするこ
とから、変調度Ｈを常に一定に維持するように構成しで
ある。従って、基準正弦波ｖＫは、結局検出した入力電
流値Ｉ０に基づいて作成されることになる。From formulas ■ and ■, VK = Hsin (θ−h + (f o ))
""""'■. In this conventional example, since the modulation degree H should be determined at a predetermined constant value in order to keep the necessary DC voltage VOC to be supplied to the load 8 constant, the modulation degree H is always kept constant. It is configured to do so. Therefore, the reference sine wave vK is ultimately created based on the detected input current value I0.
工６はスイッチング素子９をオン・オフ制御するための
正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓｌを基準正弦波ｖ１に基づいて
作成する正弦波近（１２Ｐ Ｗ Ｍ波形作成手段である
。正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓ１ば、スイッチング素子９の
両端電圧Ｖ、が正弦波に近づく電圧となるようにするた
めの信号である。Step 6 is a sine wave approximation (12PWM) waveform creation means for creating a sine wave approximation PWM signal S1 for on/off control of the switching element 9 based on the reference sine wave v1. , the voltage V across the switching element 9 becomes a voltage approaching a sine wave.
前述のゼロクロス検出手段１３、位相差演算手段１４、
基準正弦波作成手段１５および正弦波近イ以ｐｗＭ波形
作成手段１６は、マイクロコンピュータのＣＰＵ１７に
よるソフト処理によって実現される。The aforementioned zero cross detection means 13, phase difference calculation means 14,
The reference sine wave creation means 15 and the sine wave near-pwM waveform creation means 16 are realized by software processing by the CPU 17 of the microcomputer.
次に、動作原理を説明する。説明の都合上、入力電流を
ｉｏ （θ）で表す。Next, the principle of operation will be explained. For convenience of explanation, the input current is expressed as io (θ).
スイッチング素子９の両端電圧ｖ１の基本渡分の位相が
電源電圧ｖ０に対してφだけ遅れているから、
Ｖａ”、ｒ″ｒＶｏｓｉｒ
Ｖｏｓｉ口θ丁Ｖ、５ｒｎ（θ−φ）
・ となる。このときの電圧方程式は、ｄθ
ｒ’ｒｉＶ、 ｓ３ｎθ−Ｖｌｓｉｎ（θ−φ））・
・・・・・・・・・・・■
と表せる。式■の両辺を積分して入力電流１０（θ）を
求めると、
ｉｓ （θ）＝
・・・・・・・・・・・・■
が得られる。ただし、
ωＬ
・・・・・・・・・・・・■
である、電源電圧ｖ０に対する入力電流ｔｏ （θ）
の位相差をδとすると、弐■から、
Ｖ＋ ５ｊｎφ
である。入力電流ｔｏ （θ）と電源電圧Ｖｏとが同
相、即ち、δ＝０のとき、式■から、ＶＯ−Ｖｌ ｃ
ｏｓφ−０・旧・・・・・・・・■である。また、この
ときの入力電流ｔｏ （θ）の大きさ■。は、弐〇を
式■に代入して、■。Since the phase of the basic distribution of the voltage v1 across the switching element 9 is delayed by φ with respect to the power supply voltage v0, Va", r"rVosirVosirV,5rn(θ-φ). The voltage equation at this time is dθ r'riV, s3nθ−Vlsin(θ−φ))・
It can be expressed as ・・・・・・・・・・・・■. When calculating the input current 10(θ) by integrating both sides of the equation (■), is (θ)= . . . ■ is obtained. However, the input current to (θ) with respect to the power supply voltage v0, which is ωL...
If the phase difference of is δ, then from 2), V+5jnφ. When the input current to (θ) and the power supply voltage Vo are in phase, that is, δ=0, from equation (■), VO−Vl c
osφ-0/old...■. Also, the magnitude of the input current to (θ) at this time. Substitute 2〇 into the formula ■ and get ■.
１ｏ−ｓｉｎφ ・・・・・・・・・・・・■
ωＬ
となる。弐〇から、
Ｃｏｓφ−Ｖ ｏ ／ Ｖ ＋ ・・・川
・・・・・・０式■から、
ｓｉｎφ＝ωＬ・■。／ Ｖ ＋ ・・・・・・
・・・・・・■従って、
ｔａｎφ＝ωＬ・■。／Ｖ、 ・・・・・・・・
・・・・０以上のことから、任意の入力電流＋ａ （
θ）について、入力電流ｉｏ （θ）の位相と電源電
圧ｖ。1o-sinφ ・・・・・・・・・・・・■
It becomes ωL. From 2〇, Cosφ−V o / V + ... River... From formula ■, sinφ = ωL・■. /V+・・・・・・
......■Therefore, tanφ=ωL・■. /V, ・・・・・・・・・
....Since it is 0 or more, any input current +a (
θ), the phase of the input current io (θ) and the supply voltage v.
の位相とを同相（δ−Ｏ）にするためのスイッチング素
子９の両端電圧Ｖ、の位相差φの条件は、弐〇より、
である。The conditions for the phase difference φ between the voltage V across the switching element 9 and the phase of the switching element 9 to make them in phase (δ-O) are as follows.
即ち、式０の条件を満たすようにスイッチング素子９の
両端電圧Ｖ、の位相差φを制御すれば、任意の入力電流
ｉｏ （θ）について、入力電流ｔｏ （θ）を電
源電圧ｖ０と同相（δ−０）にすることが可能である。That is, if the phase difference φ between the voltage V across the switching element 9 is controlled so as to satisfy the condition of Equation 0, then for any input current io (θ), the input current to (θ) will be in phase with the power supply voltage v0 ( δ-0).
変流器ＣＴによってピックアップされた入力電ＦＥ ｌ
ｏの大きさ１．はＩ−Ｖ変換回路１０によって直流電
圧ｖＰに変換された後、ＣＰ Ｕ１７に読み込まれる。Input current FE l picked up by current transformer CT
The size of o1. is converted into a DC voltage vP by the IV conversion circuit 10, and then read into the CPU 17.
また、電源電圧波形検出回路１２の出力によってゼロク
ロス検出手段１３が交流電源ｌの電源電圧ｖ０のゼロ電
圧位相を検出する。Furthermore, the zero-cross detection means 13 detects the zero voltage phase of the power supply voltage v0 of the AC power supply l based on the output of the power supply voltage waveform detection circuit 12.
ＣＰＵ１７による位相差演算手段１４は、読み込んだ入
力電流値Ｉｓに基づいてスイッチング素子９の両端電圧
Ｖ、と交流型ａ１の′＠源電圧ｖ０との位相差φを算出
し、基準正弦波作成手段１５は、ゼロクロス検出手段１
３が交流電源１の電源電圧ｖ０のゼロクロスの位相を検
出したタイミングから位相差φだけ遅らせて基準正弦波
Ｖｗ ＝）（ｓｉｎ （θ−φ）を作成し、正弦波近似
ＰＷＭ波形作成手段１６は、基準正弦波ｖｇとキャリア
波（三角波）とに基づいて正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓ１を
作成し、その正弦波近似ＰＷＭ信号ＳＩに基づいてスイ
ッチング素子９をスイッチング制御する。The phase difference calculation means 14 by the CPU 17 calculates the phase difference φ between the voltage V across the switching element 9 and the source voltage v0 of the AC type a1 based on the read input current value Is, and generates a reference sine wave creation means. 15 is zero cross detection means 1
The sine wave approximation PWM waveform creation means 16 generates a reference sine wave Vw=)(sin(θ−φ) by delaying the phase difference φ from the timing at which 3 detects the phase of the zero cross of the power supply voltage v0 of the AC power supply 1. , a sine wave approximation PWM signal S1 is created based on the reference sine wave vg and a carrier wave (triangular wave), and switching control of the switching element 9 is performed based on the sine wave approximation PWM signal SI.
正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓ１の一例を第６図に示す。An example of the sine wave approximation PWM signal S1 is shown in FIG.
基準正弦波ｖＫ＝Ｈｓｉｎ （θ−φ）は電源電圧ｖ０
よりも位相がφだけ遅れている。この基準正弦波ｖＫに
基づいて作成された正弦波近似ＰＷＭ信号ＳＩは矩形波
である。この正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓ１によってスイッ
チング素子９がスイッチングされた場合のスイッチング
素子９の両端電圧ｖ１の基本渡分は、電源電圧ｖ０に対
してφだけ位相の遅れた波形となる。The reference sine wave vK=Hsin (θ-φ) is the power supply voltage v0
The phase is delayed by φ. The sine wave approximation PWM signal SI created based on this reference sine wave vK is a rectangular wave. When the switching element 9 is switched by this sine wave approximation PWM signal S1, the fundamental distribution of the voltage v1 across the switching element 9 has a waveform whose phase is delayed by φ with respect to the power supply voltage v0.
スイッチング素子９の両端電圧Ｖ＋の大きさｖｌを一定
にして（変調度Ｈ一定）、電源電圧Ｑ０とスイッチング
素子９の両端電圧ｔ１との位相差φを減少させると（第
７図（Ａ）−（Ｂ））、リアクトル３の両端電圧ｊωＬ
１゜が入力電流Ｉ０に対して常に直交するという関係か
ら、電源電圧９゜に対する入力電流１．の位相差δを減
少させることができる。そして、この位相差δがゼロに
なるように、正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓ１を作成してスイ
ッチング素子９の両端電圧ｔ１の位相φを制御するから
、入力電流ｉ、を正弦波状にでき、かつ、入力電流１゜
と交流電源ｌの電源電圧ｖ６との位相差δをゼロに近づ
けて基本波力率を１に近づけることができる。When the magnitude vl of the voltage V+ across the switching element 9 is kept constant (modulation degree H constant) and the phase difference φ between the power supply voltage Q0 and the voltage t1 across the switching element 9 is decreased (Fig. 7(A)- (B)), voltage jωL across reactor 3
1° is always orthogonal to the input current I0, the input current 1° for a power supply voltage of 9°. The phase difference δ can be reduced. Since the phase φ of the voltage t1 across the switching element 9 is controlled by creating the sine wave approximation PWM signal S1 so that this phase difference δ becomes zero, the input current i can be made into a sine wave shape, and The fundamental power factor can be brought close to 1 by bringing the phase difference δ between the input current 1° and the power supply voltage v6 of the AC power source 1 close to zero.
〈発明が解決しようとする問題点〉
しかしながら、このような構成を有する提案例の場合に
は、次のような問題点がある。<Problems to be Solved by the Invention> However, the proposed example having such a configuration has the following problems.
即ち、電源電圧ｖ０が変動すると、これに伴って平滑コ
ンデンサ６の両端の直流電圧ＶＩＩＣも比例的に変動し
てしまうという問題である。例えば、第８図で縦軸方向
での比較から判るように、電源電圧Ｖ、が定格電圧に比
べて１０％上昇すると、直流電圧ｖＤＣもｌＯ％上昇し
、電源電圧ｖ０が定格電圧に比べて１０％低下すると、
直流電圧Ｖｉｌｅも１０％低下する。That is, the problem is that when the power supply voltage v0 fluctuates, the DC voltage VIIC across the smoothing capacitor 6 also fluctuates proportionally. For example, as can be seen from the comparison in the vertical axis direction in Figure 8, when the power supply voltage V increases by 10% compared to the rated voltage, the DC voltage vDC also increases by 10%, and the power supply voltage v0 increases by 10% compared to the rated voltage. If it decreases by 10%,
The DC voltage Vile also decreases by 10%.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、電
源電圧ｖ０の変動にもかかわらず、平滑コンデンサ両端
の直流電圧ＶＤＣの変動を抑制することを目的とする。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to suppress fluctuations in the DC voltage VDC across the smoothing capacitor despite fluctuations in the power supply voltage v0.
く問題点を解決するための手段〉
本発明は、このような目的を達成するために、次のよう
な構成をとる。Means for Solving the Problems> In order to achieve the above object, the present invention has the following configuration.
即ち、本発明の力率改善回路は、
交流電源端子（２ａ、 ２ ｂ）間に接続された全波
整流回路（４）と、この全波整流回路（４）の出力端子
間に逆流防止用ダイオード（５）を介して接続された平
滑コンデンサ（６）と、前記全波整流回路（４）の入力
側または出力側に直列接続されたリアクトル（３）と、
前記全波整流回路（４）の出力端子間に並列接続された
スイッチング素子（９）とを備えた力率改善回路であっ
て、交流電源電圧（ｖ０）のゼロ電圧位相を検出するゼ
ロクロス検出手段（１３）と、
前記全波整流回路（４）に対する入力電流（１０）を検
出する入力電流検出回路（１１）と、交流電源電圧（ｖ
０）を検出する電源電圧検出回路（１８）と、
この電源電圧検出回路（１８）が検出した電源電圧値（
ｖ０）に基づいて変調度（Ｈ）を算出する変調度演算手
段（１９）と、
前記入力電流検出回路（１１）が検出した入力電流値（
Ｉ０）に基づいて前記スイッチング素子（９）の両端電
圧（ｖ１）の、交流電源電圧（Ｖ 、＋ ）に対する位
相差（φ）を算出する位相差演算手段（１４）と、
算出された変調度（Ｈ）および算出された位相差（φ）
に基づいて、前記ゼロクロス検出手段（１３）によるゼ
ロ電圧位相を基準として基準正弦波（１７ｘ −Ｈｓｉ
ｎ （θ−φ）；ただしθは交流電源電圧（ｖ０）の位
相）を作成する基準正弦波作成手段（１５）と、
前記スイッチング素子（９）の両端電圧（ｖ１）の波形
を正弦波に近似させる正弦波近似制御信号（Ｓ１）を前
記基準正弦波（ＶＫ ）に基づいて作成し前記スイッチ
ング素子（９）に与える正弦波近似制御波形作成手段（
１６）
とを備えたものである。That is, the power factor correction circuit of the present invention includes a full-wave rectifier circuit (4) connected between the AC power supply terminals (2a, 2b) and a backflow prevention circuit between the output terminal of this full-wave rectifier circuit (4). a smoothing capacitor (6) connected via a diode (5), and a reactor (3) connected in series to the input side or output side of the full-wave rectifier circuit (4);
A power factor correction circuit comprising a switching element (9) connected in parallel between the output terminals of the full-wave rectifier circuit (4), and a zero-cross detection means for detecting a zero voltage phase of the AC power supply voltage (v0). (13), an input current detection circuit (11) that detects the input current (10) to the full-wave rectifier circuit (4), and an AC power supply voltage (v
0), and a power supply voltage detection circuit (18) that detects the power supply voltage value (
modulation degree calculating means (19) for calculating the modulation degree (H) based on the input current value (V0);
phase difference calculation means (14) for calculating the phase difference (φ) of the voltage (v1) across the switching element (9) with respect to the AC power supply voltage (V, +) based on I0); and the calculated degree of modulation. (H) and calculated phase difference (φ)
Based on this, a reference sine wave (17x -Hsi
a reference sine wave creating means (15) for creating n (θ-φ); where θ is the phase of the AC power supply voltage (v0); a sine wave approximation control waveform creating means () that creates a sine wave approximation control signal (S1) to be approximated based on the reference sine wave (VK) and supplies it to the switching element (9);
16) It is equipped with the following.
く作用〉 本発明の構成による作用は、次の通りである。Effect〉 The effects of the configuration of the present invention are as follows.
即ち、位相差演算手段（１４）が入力端子値（Ｉ０）に
基づいてスイッチング素子（９）の両端電圧（ｖＩ）の
交流電源電圧（ｖ０）に対する位相差（φ）を算出し、
変調度演算手段（１９）が電源電圧値（Ｖａ ）に基づ
いてその電源電圧値（■。）に応した変調度（Ｈ）を算
出する。That is, the phase difference calculation means (14) calculates the phase difference (φ) of the voltage (vI) across the switching element (9) with respect to the AC power supply voltage (v0) based on the input terminal value (I0),
A modulation degree calculation means (19) calculates a modulation degree (H) corresponding to the power supply voltage value (■.) based on the power supply voltage value (Va).
そして、基準正弦波作成手段（１５）が交流電源電圧（
ｖ０）のゼロクロスのタイミングから位相差（φ）だけ
遅らせて、位相差演算手段（１４）が算出した位相差（
φ）と変調度演算手段（１９）が算出した変調度（Ｈ）
とに基づいて基準正弦波（ＶＫ）を作成し、正弦波近似
制御波形作成手段（１６）が基準正弦波（ＶＫ ）に基
づいて正弦波近似制御信号（Ｓ１）を作成してスイッチ
ング素子（９）に出力する。Then, the reference sine wave generating means (15) converts the AC power supply voltage (
The phase difference (v0) calculated by the phase difference calculating means (14) is delayed by the phase difference (φ) from the zero-crossing timing of (v0).
φ) and the modulation degree (H) calculated by the modulation degree calculation means (19)
A sine wave approximation control waveform creation means (16) creates a sine wave approximation control signal (S1) based on the reference sine wave (VK) and outputs the sine wave approximation control signal (S1) to the switching element (9). ).
このようにスイッチング素子（９）を制御すると、入力
電流（１０）が正弦波状になるとともに、交流電源電圧
（ｖ０）に対する入力電流（１０）の位相差（δ）がゼ
ロに近づく。When the switching element (9) is controlled in this way, the input current (10) becomes sinusoidal, and the phase difference (δ) of the input current (10) with respect to the AC power supply voltage (v0) approaches zero.
しかも、電源電圧値（Ｖ０）の変動にかかわらず、常に
、平滑コンデンサ（６）の両端の直流電圧（■。、）は
一定に保持されることになる。Moreover, regardless of fluctuations in the power supply voltage value (V0), the DC voltage (.) across the smoothing capacitor (6) is always held constant.
〈実施例〉
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。<Example> Hereinafter, an example of the present invention will be described in detail based on the drawings.
第１図は実施例に係る力率改善回路の回路図である。第
１図において、従来例に係る第５図に示したのと同一符
号は、その符号が示す部品２部分等と同じものを示す。FIG. 1 is a circuit diagram of a power factor correction circuit according to an embodiment. In FIG. 1, the same reference numerals as those shown in FIG. 5 according to the conventional example indicate the same parts as those indicated by the reference numerals.
接続関係等についても本実施例と従来例とは同様である
。The connection relationships and the like are also the same between this embodiment and the conventional example.
本実施例において、従来例と異なる構成は次のとおりで
ある。The configuration of this embodiment differs from the conventional example as follows.
電源電圧波形検出回路１２におけるダイオードブリッジ
ＤＢｚの出力端子間に、交流電源１の電源電圧ｖ０の大
きさＶｏを検出する電源電圧検出回路１８が接続されて
いる。この電源電圧検出回路１８は、抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣｔの並列回路で構成され、電源電圧値■。を電圧
Ｖえに変換して出力する。A power supply voltage detection circuit 18 that detects the magnitude Vo of the power supply voltage v0 of the AC power supply 1 is connected between the output terminals of the diode bridge DBz in the power supply voltage waveform detection circuit 12. This power supply voltage detection circuit 18 is composed of a parallel circuit of a resistor R1 and a capacitor Ct, and has a power supply voltage value of ■. is converted into a voltage V and output.
ＣＰＵ１７は、電源電圧検出回路１８からの電圧■えに
基づいて基準正弦波Ｖに＝Ｈｓｉｎ（θ−φ）における
変調度Ｈを算出する変調度演算手段１９をソフト的に有
している。The CPU 17 has a modulation degree calculation means 19 in software, which calculates the modulation degree H at =Hsin(θ-φ) for the reference sine wave V based on the voltage value from the power supply voltage detection circuit 18.
変調度Ｈは、関数記号をｇｔ＋ ｈｔとして、Ｈ”ｇ
ｇ （ｖｌｌ ） ＝ｈｔ （ｖｏ ）−−−・・
−・・−■で表すことができる。The modulation degree H is expressed as H”g, where the function symbol is gt+ht.
g (vll) = ht (vo)---...
It can be expressed as −・・−■.
このように、変調度！（を電源電圧値ｖ０の変化に応じ
て調整する点が従来例と異なるところである。In this way, the degree of modulation! (This is different from the conventional example in that it is adjusted according to changes in the power supply voltage value v0.
一方、スイッチング素子９の両端電圧Ｖ、と交流電源１
の電源電圧ｖ０との位相差φは、従来例と同様に、前述
の式■のとおり、
φ”ｇ＋ （Ｖｒ ）＝ｈ＋ （［つ）のように、
入力電流値！。の変化に応じて調整する。従って、基準
正弦波ＶＸ −Ｈｓｉｎ （θ−φ）は、
ＶＫ＝１１ｚ （ｖｏ ） ｓｉｎ （θ−ｈ、
（ＩＯ））・・・・・・・・・・・・■
となり、基準正弦波Ｖ、は、入力電流値■。と電源電圧
値ｖ０とに応じて作成される。On the other hand, the voltage V across the switching element 9 and the AC power supply 1
As in the conventional example, the phase difference φ with the power supply voltage v0 of
Input current value! . Adjust according to changes in Therefore, the reference sine wave VX -Hsin (θ-φ) is: VK=11z (vo) sin (θ-h,
(IO))・・・・・・・・・・・・■, and the reference sine wave V is the input current value■. and the power supply voltage value v0.
ここで、変調度Ｈと電ｔＡ電圧値■。との関係を調べて
みる。Here, the modulation degree H and the voltage value tA. Let's examine the relationship between
第２図は、入力電流１゜と電源電圧９ｏとの位相差δが
ゼロの場合のベクトル図である。電源電圧ｔ０とリアク
トル３の両端電圧ｊωＬｌｏとが直交するから、
Ｖａ ”Ｖ＋ ＣｏＳφ ・・・・・・
・・・・・・［相］となる。FIG. 2 is a vector diagram when the phase difference δ between the input current 1° and the power supply voltage 9o is zero. Since the power supply voltage t0 and the voltage jωLlo across the reactor 3 are orthogonal, Va ”V+ CoSφ ・・・・・・
・・・・・・[phase].
第３図（Ａ）、 （Ｂ）はスイッチング素子９の両端
電圧ｖ１と変調度Ｈ（スイッチング素子９の最大のＯＦ
Ｆ ｇ間Ｔ。Ｆｌ−）との関係を示す図である。スイ
ッチング素子９のＯＦＦ期間において、全波整流回路４
から平滑コンデンサ６に対する充電が行われ、スイッチ
ング素子９のＯＮ期間において、平滑コンデンサ６への
充電が停止される。3(A) and (B) show the voltage v1 across the switching element 9 and the modulation degree H (maximum OF of the switching element 9).
F g between T. It is a figure showing the relationship with Fl-). During the OFF period of the switching element 9, the full-wave rectifier circuit 4
The smoothing capacitor 6 is charged from then on, and charging to the smoothing capacitor 6 is stopped during the ON period of the switching element 9.
正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓ、を作成するもとになるキャリ
ア波（三角波）の周期をＴ、スイッチング素子９のＯＦ
Ｆ期間のうちの最大のＯＦＦ期間をＴ ０ＦＦＩＩＩＩ
Ｋとすると、式■における変調度Ｈは、Ｈ＝ Ｔ ａｒ
ｔ−−−／ Ｔ −−・＝ −＠で表さ
れる（０〈Ｈ≦１）。Let T be the period of the carrier wave (triangular wave) that is the basis for creating the sine wave approximation PWM signal S, and let OF of the switching element 9 be
The maximum OFF period of the F period is T 0FFIII
K, the modulation degree H in equation (■) is H= T ar
It is expressed as t---/T---.=-@ (0<H≦1).
一方、平滑コンデンサ６の両端の直流電圧ＶＤＣは、
ＶＩＩＣ＝、／”ＴＶＩ ／Ｈ・・・・・・・・・・・
・［相］ところで、入力電流１０と交流電源１の電源電
圧ｖ０との位相差δをゼロにするときには、弐〇から、
Ｖ＋ ＝Ｖｏ ／ ｃｏｓφ ・・・・
・・・・・・・・０式０，０．０より、
Ｈｃｏｓφ
［相］式より、
ｆコ薯
ＶＤＣＣＯ３φ
位相差δをゼロにするときには、そのときの入力電流値
Ｉ０に応じて式■よりｃｏｓφがある値に決まる。従っ
て、電源電圧値ｖ０の変動にもがかわらず、直流電圧Ｖ
ＯＣが一定であるときには、式０式％
即ち、変調度Ｈを電源電圧値Ｖ０の変動に応じて条件式
〇に従って制御すると、電源電圧値Ｖ０の変動にもかか
わらず常に直流電圧ＶＤｅを一定に維持することができ
る。条件式［相］を図示すると、第４図のようになる。On the other hand, the DC voltage VDC across the smoothing capacitor 6 is VIIC=,/”TVI/H...
・[Phase] By the way, when setting the phase difference δ between the input current 10 and the power supply voltage v0 of the AC power supply 1 to zero, from 2〇, V+ = Vo / cosφ...
......0 From formula 0,0.0, Hcosφ From the [phase] formula, f Cos VDCCO3φ When making the phase difference δ to zero, according to the input current value I0 at that time, from formula ■ cosφ is determined to a certain value. Therefore, despite fluctuations in the power supply voltage value v0, the DC voltage V
When OC is constant, Equation 0 % In other words, if the modulation degree H is controlled according to conditional formula 〇 according to fluctuations in the power supply voltage value V0, the DC voltage VDe is always kept constant despite fluctuations in the power supply voltage value V0. can be maintained. The conditional expression [phase] is illustrated in FIG. 4.
変調度演算手段１９は、Ｈ−ｇｔ （ＶＲ）ひいては
、上記の条件式〇に従って、そのときの電源電圧値Ｖ０
に応じた変調度Ｈを算出するものである。The modulation degree calculation means 19 calculates H-gt (VR) and then calculates the power supply voltage value V0 at that time according to the above conditional expression 〇.
The modulation degree H is calculated according to the .
さて、変流器ＣＴによってピックアップされた入力電流
五〇の大きさＩｏはＩ−Ｖ変換回路１０によって直流電
圧Ｖ、に変換された後、ＣＰＵ１７に読み込まれる。ま
た、交流電源１の電源電圧■。Now, the magnitude Io of the input current 50 picked up by the current transformer CT is converted into a DC voltage V by the IV conversion circuit 10, and then read into the CPU 17. Also, the power supply voltage of AC power supply 1 ■.
のゼロ電圧位相が電源電圧波形検出回路１２からＣＰＵ
１７に読み込まれる。さらに、電源電圧検出回路１日が
電源電圧値ｖ０を電圧■えとしてＣＰＵ１７に出力する
。The zero voltage phase of
17. Furthermore, the power supply voltage detection circuit 1 outputs the power supply voltage value v0 to the CPU 17 as a voltage value.
ＣＰＵ１７による位相差演算手段１４は、読み込んだ入
力電流値Ｉ０に基づいてスイッチング素子９の両端電圧
ｖ、と交流電源１の電源電圧ｖ０との位相差φを算出し
、変調度演算手段１９は、読み取った電源電圧値ｖ０お
よびｃｏｓφに基づいて条件式〇に従って変調度Ｈを算
出する。The phase difference calculation means 14 by the CPU 17 calculates the phase difference φ between the voltage v across the switching element 9 and the power supply voltage v0 of the AC power supply 1 based on the read input current value I0, and the modulation degree calculation means 19 Based on the read power supply voltage value v0 and cosφ, the modulation degree H is calculated according to conditional expression 〇.
基準正弦波作成手段１５は、ゼロクロス検出手段１３が
交流電源１の電源電圧ｖ０のゼロクロスの位相を検出し
たタイミングから位相差φだけ遅らせて、位相差演算手
段１４が算出した位相差φと、変調度演算手段１９が算
出した変調度Ｈとに基づいて基準正弦波ｖ（＝Ｈｓｉｎ
（θ−φ）を作成し、正弦波近似ＰＷＭ波形作成手段
１６は、基準正弦波ｖＫとキャリア波（三角波）とに基
づいて正弦波近似ＰＷＭ信号Ｓ、を作成し、その正弦波
近似ＰＷＭ信号Ｓ１に基づいてスイッチング素子９をス
イッチング制御する。The reference sine wave generating means 15 modulates the phase difference φ calculated by the phase difference calculation means 14 and the phase difference φ after the timing when the zero cross detection means 13 detects the phase of the zero cross of the power supply voltage v0 of the AC power supply 1. The reference sine wave v (=Hsin
(θ−φ), and the sine wave approximation PWM waveform creating means 16 creates a sine wave approximation PWM signal S based on the reference sine wave vK and the carrier wave (triangular wave), and the sine wave approximation PWM signal Switching control of the switching element 9 is performed based on S1.
このようにスイッチング素子９をスイッチング制御する
と、入力電流五〇は、結局、弐〇、■から、
ｉ、（θ）＃Ｆ丁１． ｓｉｎθ
となり、入力電流１０を正弦波に近似した波形とするこ
とができるとともに、入力電流五〇と交流電源１の電源
電圧ｖ０との位相差δをゼロに近づけて基本波力率を１
に近づけることができる。By controlling the switching of the switching element 9 in this way, the input current 50 will eventually change from 20, ■ to i, (θ) #Fd1. sinθ, the input current 10 can be made into a waveform approximating a sine wave, and the phase difference δ between the input current 50 and the power supply voltage v0 of the AC power supply 1 can be brought close to zero, and the fundamental wave power factor can be reduced to 1.
can be approached.
しかも、電源電圧値ｖ０の変動にかかわらず、常に、平
滑コンデンサ６の両端の直流電圧ＶＯＣを一定に維持す
ることができる。Furthermore, the DC voltage VOC across the smoothing capacitor 6 can always be maintained constant regardless of fluctuations in the power supply voltage value v0.
一方、高調波分は無効電力になるので、これをできるだ
け小さくするのが望ましく、そのために、スイッチング
素子９に対するスイッチングの周波数を高くして、高速
スイッチングを行うことにより、高調波分による無効電
力を抑える。On the other hand, since the harmonic components become reactive power, it is desirable to reduce this as much as possible.For this purpose, the switching frequency of the switching element 9 is increased to perform high-speed switching, thereby reducing the reactive power due to the harmonic components. suppress.
以上の相乗によって、全体として総合力率を改善してい
る。The synergy of the above factors improves the overall power factor as a whole.
なお、上記実施例では、リアクトル３は全波整流回路４
の前段に挿入したが、リアクトル３を全波整流回路４の
出力端子とダイオード５のアノードとの間に挿入しても
よい。In addition, in the above embodiment, the reactor 3 is the full-wave rectifier circuit 4.
However, the reactor 3 may be inserted between the output terminal of the full-wave rectifier circuit 4 and the anode of the diode 5.
〈発明の効果〉 本発明によれば、次の効果が発揮される。<Effect of the invention> According to the present invention, the following effects are achieved.
即ち、基準正弦波（ＶＫ）を位相差演算手段（１４）が
算出した位相差（φ）のみに基づいて作成するのではな
く、この位相差（φ）と、変調度演算手段（１９）が電
源電圧値（ｖ０）に応じて算出した変調度（Ｈ）とに応
じて作成するから、電源電圧値（ｖ０）の変動にかかわ
らず、常に、平滑コンデンサ（６）の両端の直流電圧（
ＶＤＣ）は一定に維持することができる。That is, instead of creating the reference sine wave (VK) based only on the phase difference (φ) calculated by the phase difference calculation means (14), this phase difference (φ) and the modulation degree calculation means (19) are Since it is created according to the modulation degree (H) calculated according to the power supply voltage value (v0), the DC voltage (
VDC) can be kept constant.
もちろん、入力電流（１０）を正弦波状にするとともに
、交流電源電圧（ｖ０）に対する入力端子（１０）の位
相差（δ）をゼロに近づけて高い力率を得ることができ
る。Of course, a high power factor can be obtained by making the input current (10) sinusoidal and by making the phase difference (δ) of the input terminal (10) with respect to the AC power supply voltage (v0) close to zero.
第１図ないし第４図は本発明の実施例に係り、第１図は
力率改善回路の回路図、第２図は動作説明に供するベク
トル図、第３図は波形図、第４図は電源電圧値Ｖ０に対
する変調度Ｈの特性図である。第５図ないし第８図は従
来例に係り、第５図は力率改善回路の回路図、第６図は
波形図、第７図はベクトル図、第８図は電ｆｌ電圧と直
流電圧との関係を示す図である。
■・・・交流電源
２ａ、２ｂ・・・交流電源端子
３・・・リアクトル
４・・・全波整流回路
５・・・逆流防止用ダイオード
６・・・平滑コンデンサ
９・・・スイッチング素子
工１・・・入力電流検出回路
１３・・・ゼロクロス検出手段
Ｉ４・・・位相差演算手段
１５・・・基準正弦波作成手段
１６・・・正弦波近似制御波形作成手段１８・・・電源
電圧検出回路
１９・・・変調度演算手段
ｖｏ・・・交流電源電圧
■。・・・電源電圧値
１０・・・入力電流
Ｉｏ・・・入力電流値
ｖｌ・・・スイッチング素子の両端電圧φ・・・ｖｏに
対するＶ、の位相差
θ・・・電源電圧の位相
Ｈ・・・変調度
ＶＫ・・・基準正弦波Figures 1 to 4 relate to embodiments of the present invention, where Figure 1 is a circuit diagram of a power factor correction circuit, Figure 2 is a vector diagram for explaining operation, Figure 3 is a waveform diagram, and Figure 4 is a diagram of a power factor correction circuit. FIG. 3 is a characteristic diagram of modulation degree H with respect to power supply voltage value V0. Figures 5 to 8 relate to conventional examples, where Figure 5 is a circuit diagram of a power factor correction circuit, Figure 6 is a waveform diagram, Figure 7 is a vector diagram, and Figure 8 is a diagram of the electric fl voltage and DC voltage. FIG. ■...AC power supply 2a, 2b...AC power supply terminal 3...Reactor 4...Full wave rectifier circuit 5...Backflow prevention diode 6...Smoothing capacitor 9...Switching element work 1 ... Input current detection circuit 13 ... Zero cross detection means I4 ... Phase difference calculation means 15 ... Reference sine wave creation means 16 ... Sine wave approximation control waveform creation means 18 ... Power supply voltage detection circuit 19... Modulation degree calculation means vo... AC power supply voltage ■. ...Power supply voltage value 10...Input current Io...Input current value vl...Voltage across the switching element φ...Phase difference θ between V and vo...Power supply voltage phase H...・Modulation degree VK...Reference sine wave
Claims (1)
整流回路（４）と、この全波整流回路（４）の出力端子
間に逆流防止用ダイオード（５）を介して接続された平
滑コンデンサ（６）と、前記全波整流回路（４）の入力
側または出力側に直列接続されたリアクトル（３）と、
前記全波整流回路（４）の出力端子間に並列接続された
スイッチング素子（９）とを備えた力率改善回路であっ
て、交流電源電圧（ｖ＿０）のゼロ電圧位相を検出する
ゼロクロス検出手段（１３）と、 前記全波整流回路（４）に対する入力電流 （ｉ＿０）を検出する入力電流検出回路（１１）と、交
流電源電圧（ｖ＿０）を検出する電源電圧検出回路（１
８）と、 この電源電圧検出回路（１８）が検出した電源電圧値（
Ｖ＿０）に基づいて変調度（Ｈ）を算出する変調度演算
手段（１９）と、 前記入力電流検出回路（１１）が検出した入力電流値（
Ｉ＿０）に基づいて前記スイッチング素子（９）の両端
電圧（ｖ＿１）の、交流電源電圧（ｖ＿０）に対する位
相差（φ）を算出する位相差演算手段（１４）と、 算出された変調度（Ｈ）および算出された位相差（φ）
に基づいて、前記ゼロクロス検出手段（１３）によるゼ
ロ電圧位相を基準として基準正弦波（ｖ＿ｋ＝Ｈｓｉｎ
（θ−φ）；ただしθは交流電源電圧（ｖ＿０）の位相
）を作成する基準正弦波作成手段（１５）と、 前記スイッチング素子（９）の両端電圧（ｖ＿１）の波
形を正弦波に近似させる正弦波近似制御信号（Ｓ＿１）
を前記基準正弦波（ｖ＿ｋ）に基づいて作成し前記スイ
ッチング素子（９）に与える正弦波近似制御波形作成手
段（１６） とを備えた力率改善回路。(1) A full-wave rectifier circuit (4) connected between AC power supply terminals (2a, 2b) and a backflow prevention diode (5) connected between the output terminal of this full-wave rectifier circuit (4). a smoothing capacitor (6), and a reactor (3) connected in series to the input side or output side of the full-wave rectifier circuit (4);
A power factor correction circuit comprising a switching element (9) connected in parallel between the output terminals of the full-wave rectifier circuit (4), and a zero-cross detection means for detecting a zero voltage phase of the AC power supply voltage (v_0). (13), an input current detection circuit (11) that detects the input current (i_0) to the full-wave rectifier circuit (4), and a power supply voltage detection circuit (11) that detects the AC power supply voltage (v_0).
8) and the power supply voltage value detected by this power supply voltage detection circuit (18) (
a modulation degree calculation means (19) that calculates a modulation degree (H) based on the input current value (V_0); and an input current value (H) detected by the input current detection circuit (11).
phase difference calculating means (14) for calculating the phase difference (φ) of the voltage (v_1) across the switching element (9) with respect to the AC power supply voltage (v_0) based on the calculated modulation degree (H); ) and the calculated phase difference (φ)
Based on this, a reference sine wave (v_k=Hsin
(θ-φ); where θ is the phase of the AC power supply voltage (v_0)); and approximating the waveform of the voltage (v_1) across the switching element (9) to a sine wave. Sine wave approximation control signal (S_1)
A power factor correction circuit comprising: sinusoidal approximation control waveform creation means (16) for creating a control waveform based on the reference sine wave (v_k) and applying it to the switching element (9).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62055079A JP2586031B2 (en) | 1987-03-10 | 1987-03-10 | Power factor improvement circuit |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63224671A true JPS63224671A (en) | 1988-09-19 |
| JP2586031B2 JP2586031B2 (en) | 1997-02-26 |
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|---|---|
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1987
- 1987-03-10 JP JP62055079A patent/JP2586031B2/en not_active Expired - Lifetime
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