JPS63214947A - Rotary head type digital audio reproducing device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To perform no erroneous sampling by a false sink signal and to enable stabilized tracking control by subjecting pilot signal components to a sampling holding after a fixed period after detecting the pilot signal. CONSTITUTION:The level of the crosstalk of the pilot signal of one part of the adjacent track is subjected to sampling hold after fixed time fixed in advance according to a recording pattern corresponding to the detection of a pilot signal. The control of a capstan servo is thereafter performed by forming the signal expressing the track dislocation amt. by the level subjected to holding after fixed time and that of the crosstalk of the pilot signal of the other part of the adjacent track. A correct tracking can thus be taken without malfunctions even if a false signal by overwrite is located before an actual sink signal, ena bling surer tracking control at stabilized traveling time and earlier drawing-in, if not.

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、オーディオ信号をＰＣＭ信号化し、これを単
位時間づつ回転ヘッドによりテープ状記録媒体上に１本
づつの斜めのトラックとして記録したデジタル信号を再
生するのに適した回転ヘッド式デジタルオーディオ再生
装置に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Technical Field of the Invention] The present invention is a digital signal in which an audio signal is converted into a PCM signal and recorded as one diagonal track on a tape-shaped recording medium by a rotating head for each unit time. This invention relates to a rotary head type digital audio playback device suitable for playing back.

〔発明の技術的前景及びその問題点〕[Technical background of the invention and its problems]

ヘリカルスキャン型の回転ヘッドによって磁気テープ上
にオーディオ信号を単位時間分毎に１本づつの斜めのト
ラックを形成して記録し、これを再生する装置としてＲ
−ＤＡＴ　（回転ヘッド式デジタル・オーディオ・テー
プレコーダ）と称される回転ヘッド式デジタルオーディ
オ記録再生装置が考えられている。R is a device that records audio signals on a magnetic tape by forming one diagonal track every unit time using a helical scan type rotary head, and plays back the audio signals.
- A rotary head type digital audio recording and reproducing device called DAT (rotating head type digital audio tape recorder) is being considered.

Ｒ−ＤＡＴにおいて実際に記録されるトラックのフォー
マットは第１２図（ａ）に示すようなパターンとなって
おり、ＳＵＢとＰＣＭは第１２図（ｂ）に示すようなブ
ロックから構成されている。なお、第１２図（ａ）中の
数値は各領域が占めるブロック数を表わしている。The format of the track actually recorded in R-DAT is a pattern as shown in FIG. 12(a), and the SUB and PCM are composed of blocks as shown in FIG. 12(b). Note that the numerical values in FIG. 12(a) represent the number of blocks occupied by each area.

ＡＴＦ−１及びＡＴＦ−２の領域（ＡＴＦ：Ａｕｔｏｍ
ａｔｉｃ　Ｔｒａｃｋ　Ｆｉｎｄｉｎｇ）は、再生時記
録トラック上を正しく回転ヘッドが走査するようにする
トラッキング制御が特別なヘッドを設けることなく回転
ヘッドの出力により行えるようにするためのものである
。ATF-1 and ATF-2 regions (ATF: Auto
atic track finding) is for making it possible to perform tracking control so that the rotary head correctly scans the recording track during reproduction using the output of the rotary head without providing a special head.

すなわち、該ＡＴＦ領域に記録されたパイロット信号は
、走査幅がトラックの幅より広い回転ヘッドによって記
録トラックを走査して磁気テープを再生したとき各回転
ヘッドの出力に得られる走査中のトラックの両隣接トラ
ックからのパイロット信号の再生信号によって回転ヘッ
ドのトラッキングを制御するのに利用される。That is, the pilot signal recorded in the ATF area is obtained by reproducing the magnetic tape by scanning the recording track with a rotary head whose scanning width is wider than the track width. The reproduction signal of the pilot signal from the adjacent track is used to control the tracking of the rotary head.

このＡＴＦについてのトラックパターンが第１３図に示
すように定められており、各トラックの前の部分と後の
部分にあるＡＴＦ−１及びＡＴＦ−２はトラッキング用
のパイロット信号としてアジマス効果の少ない低周波数
の信号ｆ、を有し、これは再生時に両隣接トラックから
のクロストークのレベルの大きさを検出し、両隣接トラ
ックのクロストーク成分のレベル差をトラッキングエラ
ー信号として得るために利用される。The track pattern for this ATF is determined as shown in Fig. 13, and ATF-1 and ATF-2 in the front and rear parts of each track are used as pilot signals for tracking, with a low azimuth effect. It has a frequency signal f, which is used to detect the magnitude of the level of crosstalk from both adjacent tracks during playback, and to obtain the level difference between the crosstalk components of both adjacent tracks as a tracking error signal. .

またＡＴＦ−１及びＡＴＦ−２には、パイロット信号ｆ
、が記録されている位置を判別するためのシンク信号が
記録されている。シンク信号はクロストークがあるとオ
ントラックと隣接トラックとの区別がつかないので、ア
ジマス効果のある周波数で、かつＰＣＭ信号に存在しな
いパターンとなるものが選定される。シンク信号は＋ア
ジマスに対応する回転ヘッドをＡ、−アジマスに対応す
る回転ヘッドをＢとすると、Ａ回転ヘッドとＢ回転ヘッ
ドを区別するために互に異なるようになっていて、Ａヘ
ッドに対しては周波数ｆ。／１８（−５２２ＫＨｚ）の
シンク１信号ｆ８が、Ｂヘッドに対しては周波数ｆ＊　
／１２　（−７８４ＫＨｚ）のシンク２信号ｆ、がそれ
ぞれ所定の位置に記録される。ATF-1 and ATF-2 also have a pilot signal f.
A sync signal for determining the position where , is recorded is recorded. Since it is difficult to distinguish between on-track and adjacent tracks when there is crosstalk in the sync signal, a sync signal is selected that has a frequency with an azimuth effect and a pattern that does not exist in the PCM signal. If the rotating head corresponding to +azimuth is A, and the rotating head corresponding to -azimuth is B, the sync signals are different from each other in order to distinguish between A rotating head and B rotating head. is the frequency f. Sync 1 signal f8 of /18 (-522KHz) has a frequency f* for the B head.
/12 (-784 KHz) sync 2 signal f is recorded at each predetermined position.

Ｒ−ＤＡＴでは消去ヘッドが設けられず、信号の書き替
えは前の記録上に重ね書きする、所謂オーバライドで行
われる。このため、前の記録のパイロット信号ｆｌ、シ
ンク１信号ｆ８及びシンク２信号ｆ、を消去するための
所定の位置に周波数ｆｎ　／６　（＝１．５６ＭＨｚ）
の消去信号ｆ４が記録される。The R-DAT is not provided with an erasing head, and signals are rewritten by overwriting the previous recording, so-called override. Therefore, the frequency fn /6 (=1.56MHz) is set at a predetermined position to erase the pilot signal fl, sync 1 signal f8, and sync 2 signal f of the previous recording.
An erasure signal f4 is recorded.

ＡＴＦのパイロット信号はオントラックと両隣接トラッ
クとで全て位置が異なり、オントラックのパイロット信
号のレベルと両隣接トラックのバイロフト信号のレベル
とが時間的に各々異なり、３種類のレベルをそれぞれサ
ンプリングすることができるように配置されている。The positions of the ATF pilot signals are all different between the on-track and both adjacent tracks, and the level of the on-track pilot signal and the level of the biloft signals of both adjacent tracks are different in time, and three types of levels are sampled. It is arranged so that you can

ＡＴＦ−１，ＡＴＦ−２の各ＡＴＦ領域はそれぞれ５ブ
ロック割り当てられ、そのうちの２ブロツクにパイロッ
ト信号ｆ、が記録されている。シンク信号ｆｔ、ｆ、は
一方の隣接トラックが記録されている位置の中央から１
ブロツク又は０．５ブロツク利用して記録されている。Five blocks are allocated to each ATF area of ATF-1 and ATF-2, and pilot signals f are recorded in two of the blocks. The sync signals ft, f are 1 from the center of the position where one adjacent track is recorded.
It is recorded using blocks or 0.5 blocks.

他方の隣接トラックのパイロット信号ｆ１はオントラッ
クに記録されているシンク信号の最初から２ブロツク後
にその中央が位置するように記録されている。１ブロツ
クのシンク信号は奇数フレームに、０．５ブロツクのシ
ンク信号は偶数フレームにそれぞれ割り当てられている
。The pilot signal f1 of the other adjacent track is recorded so that its center is located two blocks after the beginning of the sync signal recorded on the on-track. 1 block of sync signals are assigned to odd frames, and 0.5 blocks of sync signals are assigned to even frames.

以上のように、ＡＴＦはＡ回転ヘッド及びＢ回転ヘッド
によってシンク信号の周波数が異なり、また奇数フレー
ムと偶数フレームでシンク信号の記録長が異なる。従っ
て、連続する４トラツクは全て異なるＡＴＦが付与され
るため、区別できるようになっている。上述のようなＡ
ＴＦパターンは４トラツク毎に繰返される４トラツク完
結型となっている。As described above, in the ATF, the frequency of the sync signal differs depending on the A rotary head and the B rotary head, and the recording length of the sync signal differs between odd frames and even frames. Therefore, all four consecutive tracks are given different ATFs, so that they can be distinguished. A as mentioned above
The TF pattern is a 4-track complete type that is repeated every 4 tracks.

ところで第１２図（ａｌに示すようなフォーマットで記
録された磁気テープを回転ヘッドで再生すると、回転ヘ
ッドからは第１４図（ａ）に示すようなＲＦ倍信号得ら
れる。このＲＦ倍信号例えば第１３図中の（Ａ）奇数フ
レームトラックの再生により得られるものである場合、
１３０ＫＨ２のバンドパスフィルタ（Ｂ　Ｐ　Ｆ）を通
すことにより、伽）に示すようなパイロット信号ｆ、が
得られる。By the way, when a magnetic tape recorded in the format shown in FIG. 12 (al) is reproduced with a rotary head, an RF multiplied signal as shown in FIG. 14(a) is obtained from the rotary head. If it is obtained by playing back the odd frame track (A) in Figure 13,
By passing the signal through a 130KH2 bandpass filter (BPF), a pilot signal f as shown in Fig. 1 is obtained.

区間■はオントラックのパイロット信号によるもの、区
間■及び■はそれぞれ（Ｂ）奇数フレームトラック及び
（Ｂ）偶数フレームトラックのパイロット信号のクロス
トークによるものである。Section (2) is due to on-track pilot signals, and sections (2) and (2) are due to crosstalk between pilot signals of (B) odd-numbered frame tracks and (B) even-numbered frame tracks, respectively.

回転ヘッドがオントラック上を正しく走査しているとき
には、本来、区間■及び■のエンベロープレベル、すな
わち（Ｃ）の■■及びＶ■は等しいはずであるが、トラ
ックズレがあるとｖ■≠■■となり、その大きさと極性
によりオントラックに対する回転ヘッドのズレ量と方向
が判る。従って、■■と■■の差によってキャプスタン
サーボを働らかせテープ速度を微調整することによって
回転ヘッドをオントラック上で走行させることができる
ようになる。When the rotating head is correctly scanning on-track, the envelope levels of sections ■ and ■, that is, ■■ and V■ in (C), should be equal, but if there is a track deviation, v■≠■ (2), and the amount and direction of deviation of the rotary head from on-track can be determined by its magnitude and polarity. Therefore, by operating the capstan servo and finely adjusting the tape speed based on the difference between ■■ and ■■, it becomes possible to run the rotary head on-track.

上述のような動作を行うためには、所定位置にあるシン
ク信号を正確に検出して■■及び■■のレベルをサンプ
リングしてやる必要がある。しかし、Ｒ−ＤＡＴは上述
のように消去ヘッドをもたず、オーバライドにより２度
目、３度目の記録を行っているため、シンク信号を正確
に検出して■■及び■■をサンプリングして正しい誤差
信号を発生することができなくなることがあった。In order to perform the above-described operation, it is necessary to accurately detect the sync signal at a predetermined position and sample the levels of ■■ and ■■. However, as mentioned above, R-DAT does not have an erase head and performs the second and third recording by override, so it accurately detects the sync signal and samples ■■ and ■■. Sometimes it became impossible to generate an error signal.

すなわち、Ｒ−ＤＡＴでは、記録はＰ　ＣＭ　６ｉ域の
中心から±２２ブロツク内で行えばよいことになってい
る。また、バイロフト信号ｆ＋（”１３０　ＫＨｚ）の
記録レベルは他の信号のレベルよりも若干下げて行うこ
とになっている。これは周波数の低い信号はどテープへ
の記録レベルが深く、オーバライドの際前に記録されて
いるパイロット信号ｆ、を消去信号ｆ４により消去する
ことができるようにするためである。しかし、このよう
にパイロット信号ｆ、のレベルを低くすると、前に記録
されているシンク信号ｆｔ又はｆ３のところにパイロッ
ト信号ｆ、を新たに記録したとき前のシンク信号が完全
に消去されずに残ってしまうことがある。That is, in R-DAT, recording can be performed within ±22 blocks from the center of the PCM 6i area. Also, the recording level of the viroft signal f+ (130 KHz) is supposed to be slightly lower than the level of other signals. This is so that the previously recorded pilot signal f can be erased by the erasing signal f4. However, when the level of the pilot signal f is lowered in this way, the previously recorded sync signal When a new pilot signal f is recorded at ft or f3, the previous sync signal may not be completely erased and may remain.

具体的には、前の記録よりも前にずれて後の記録が行わ
れたときは、後の記録のシンク信号が前の記録の消し残
りのシンク信号よりトラック上で常に先行するようにな
るため問題となることはないが、後の記録が後方にずれ
た場合には、消し残りのシンク信号が後の記録のシンク
信号よりも先行するようになる。このような例としては
、後に１〜２ブロツクの範囲でずれた場合であり、ＡＴ
Ｆ−１については（Ａ）偶数フレーム、（Ａ）奇数フレ
ームにおいて、ＡＴＦ−２については（Ｂ）偶数フレー
ム、（Ｂ）奇数フレームにおいてパイロット信号「１の
部分に前の記録のシンク信号ｒ２゜ｆ３の一部又は全部
が消し残るようになる。Specifically, when a later recording is performed ahead of the previous recording, the sync signal of the later recording always precedes the unerased sync signal of the previous recording on the track. Therefore, there is no problem, but if the later recording is shifted backward, the unerased sync signal will come to precede the sync signal of the later recording. An example of this is when there is a deviation of 1 to 2 blocks later, and the AT
For F-1, in (A) even frames and (A) odd frames, for ATF-2, in (B) even frames and (B) odd frames, the pilot signal "1" is the sync signal r2° of the previous recording. Part or all of f3 will remain erased.

このようなことが起ると、前の記録のシンク信号に応じ
そのときの再生ＲＦ信号中のパイロット信号の周波数成
分のレベルをサンプリングしてしまう、このパイロット
信号は本来一方の隣接トラックのサンプリング信号のク
ロストークのレベルでなければならないのに、上記サン
プリングされる周波数成分はオントラックのパイロット
信号そのものであり、該サンプリングにより得られるレ
ベルは極めて大きな値となる。その後２ブロック後の再
生ＲＦ信号中のパイロット信号の周波数成分をサンプリ
ングし、このサンプリング値と２ブロツク前のサンプル
値との差をとり、このレベル差をトラックズレ量として
キャプスタンサーボを制御するようになるが、先にサン
プリングしたものは隣接トラックのクロストークのレベ
ルでなくオントラックのレベルであるため、実際のトラ
ックズレ量とはかけ離れた非常に大きな値のレベル差が
得られるようになる。このようなことか起ると、キャプ
スタンサーボが乱れ、テープ走行に悪影響を与えるよう
になる。When this happens, the level of the frequency component of the pilot signal in the currently reproduced RF signal is sampled according to the sync signal of the previous recording, and this pilot signal is originally the sampling signal of one adjacent track. However, the sampled frequency component is the on-track pilot signal itself, and the level obtained by this sampling becomes an extremely large value. After that, the frequency component of the pilot signal in the reproduced RF signal two blocks later is sampled, the difference between this sampling value and the sample value two blocks before is taken, and this level difference is used as the amount of track deviation to control the capstan servo. However, since what is sampled first is the on-track level, not the crosstalk level of the adjacent track, a very large level difference that is far from the actual track shift amount is obtained. If something like this happens, the capstan servo will be disturbed and the tape running will be adversely affected.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

本発明は上述した問題点を解消し、オーバライドにより
前の記録のシンク信号が後の記録のシンク信号より先行
した位置に消し残っても誤動作することなくトラッキン
グ制御を正常に行うことができるようになした回転ヘッ
ド式デジタルオーディオ再生装置を提供することを目的
とするものである。The present invention solves the above-mentioned problems, and makes it possible to perform tracking control normally without malfunctioning even if the sync signal of the previous recording remains erased at a position preceding the sync signal of the subsequent recording due to override. An object of the present invention is to provide a rotary head type digital audio playback device.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

本発明は上述した目的を達成するためになされた回転ヘ
ッド式デジタルオーディオ再生装置は、パイロット信号
の検出に応じて記録パターンに応じて予め定められた一
定時間後に一方の隣接トラックのパイロット信号のクロ
ストークのレベルをサンプルホールドし、その後更に一
定時間後上記ホールドしたレベルと他方の隣接トラック
のパイロット信号のクロストークのレベルとによりトラ
ックズレ量を表わす信号を形成してキャプスタンサーボ
の制御を行うようになっていて、たとえオーバライドに
よるにせのシンク信号が真のシンク信号の前にあっても
、誤動作なく正しいトラッキングをとることができ、ま
たオントラックのパイロット信号の検出感度が変えられ
るようになっているため、安定走行時にはより確実なト
ラッキング制御を、そうでないときにはより早い引き込
みを可能にしている。In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a rotary head type digital audio reproducing device that detects a pilot signal and crosses the pilot signal of one adjacent track after a predetermined period of time according to a recording pattern. The talk level is sampled and held, and then, after a certain period of time, a signal representing the amount of track deviation is formed using the held level and the crosstalk level of the pilot signal of the other adjacent track, and the capstan servo is controlled. Even if a fake sync signal due to override is in front of the true sync signal, correct tracking can be achieved without malfunction, and the detection sensitivity of the on-track pilot signal can be changed. This allows for more reliable tracking control when driving stably, and faster retraction when not.

〔実施例〕〔Example〕

以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第１図は回転ヘッド式デジタルオーディオ再生装置の要
部を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the main parts of a rotary head type digital audio playback device.

図において、１点鎖線で仕切った部分Ａはアナログ処理
系、部分りはデジタル処理系をそれぞれ示す。In the figure, a section A partitioned off by a dashed-dotted line indicates an analog processing system, and a section A indicates a digital processing system.

まず、アナログ処理系Ａについて説明すると、Ａ１は１
３０ＫＨｚバンドパスフイルタ（Ｂ　Ｐ　Ｆ）であり、
その入力には回転磁気ヘッド（図示せず）により再生さ
れたＲＦ傷信号入力されている。１３０ＫＨｚＢＰＦＡ
１はＲＦ傷信号ら１３０ＫＨ２のパイロット信号成分の
みを通過し、他の帯域の信号を除去する。Ａ２はエンベ
ロープ検波回路であり、その入力に１３０に８２ＢＰＦ
Ａ１の出力が入力されている。エンベロープ検波回路Ａ
２は１３０ＫＨｚのバイロフト信号の振動をＤＣレベル
に変換し、これをサンプル／ホールド（Ｓ／上）回路Ａ
３の入力と加算回路Ａ３の一方の入力に供給する。First, to explain analog processing system A, A1 is 1
It is a 30KHz band pass filter (BPF),
An RF flaw signal reproduced by a rotating magnetic head (not shown) is input to its input. 130KHzBPFA
1 passes only the 130KH2 pilot signal component including the RF defect signal and removes signals in other bands. A2 is an envelope detection circuit, and its input is 130 to 82BPF.
The output of A1 is input. Envelope detection circuit A
2 converts the vibration of the 130KHz viroft signal to a DC level and sends it to the sample/hold (S/upper) circuit A.
3 and one input of the adder circuit A3.

Ｓ／Ｈ回路Ａ３はその制御入力に印加されるサンプルパ
ルスＢＰ（後述する）に応じてエンベロープ検波回路Ａ
２の出力を一時保持し、これを加算回路Ａ３の他方の入
力に供給する。加算回路Ａ３はその再入力にそれぞれ供
給されているエンベロープ検波回路Ａ２の出力とＳ／Ｈ
回路Ａ３の出力とを加算し、これを平均値回路Ａ５に供
給する。The S/H circuit A3 converts the envelope detection circuit A in response to a sample pulse BP (described later) applied to its control input.
2 is temporarily held and supplied to the other input of the adder circuit A3. The adder circuit A3 receives the output of the envelope detection circuit A2 and S/H which are respectively supplied to its re-input.
The output of the circuit A3 is added and the result is supplied to the average value circuit A5.

オントラックパイロット期間、一方の隣接トラックのパ
イロット期間、他方の隣接トラックのパイロット期間の
各々でのエンベロープ検波回路Ａ２の出力は、Ｓ／Ｈ回
路Ａ３にサンプルパルスＢＰのタイミングで一時保持さ
れる。サンプルパルスＢＰは、各期間の前半にエンベロ
ープ検波Ａ２の出力の前半の値をＳ／Ｈ回路Ａ３に一時
記憶するためのものである。エンベロープ検波回路Ａ２
の出力がリップルを有せず、またパイロット信号の消え
残り等での干渉のない理想的な場合には、Ｓ／Ｈ回路Ａ
３は不用であり、エンベロープ検波回路Ａ２の出力をそ
のままＳ／Ｈ回路Ａ６、及びＳ／Ｈ回路Ａ７、及び差動
増幅器Ａ９の−例入力に入れてよい。しかし、実際には
、エンベロープ検波回路Ａ２の出力をリップルなしにす
る事は不可能であり、かつオーバ・ライト等の消え残り
等での干渉が存在する場合、一点でサンプリングすると
誤差が太き（なり、従って同一期間で２点でサンプリン
グして平均をとることによって誤差を少くすることがで
きる。そのための回路がＳ／Ｈ回路Ａ３、加算回路Ａ４
、平均値回路Ａ５である。The outputs of the envelope detection circuit A2 during each of the on-track pilot period, the pilot period of one adjacent track, and the pilot period of the other adjacent track are temporarily held in the S/H circuit A3 at the timing of the sample pulse BP. The sample pulse BP is for temporarily storing the first half value of the output of the envelope detection A2 in the S/H circuit A3 in the first half of each period. Envelope detection circuit A2
In an ideal case where the output of the S/H circuit A has no ripple and there is no interference due to residual pilot signals, the S/H circuit A
3 is unnecessary, and the output of the envelope detection circuit A2 may be directly input to the S/H circuit A6, the S/H circuit A7, and the differential amplifier A9. However, in reality, it is impossible to make the output of the envelope detection circuit A2 ripple-free, and if there is interference due to unerased data such as overwriting, sampling at one point will result in a large error ( Therefore, the error can be reduced by sampling at two points in the same period and taking the average.The circuits for this purpose are the S/H circuit A3 and the adder circuit A4.
, the average value circuit A5.

又、時間的余裕があれば３点、４点で行うか、あるいは
各期間の前半、後半のサンプリング時間を長くし、その
期間のピーク値をとり、その平均を取ることにより誤差
を更に小さくすることができる。Also, if you have time, you can further reduce the error by using 3 or 4 points, or by increasing the sampling time in the first and second half of each period, taking the peak value for that period, and taking the average. be able to.

Ｓ／Ｈ回路Ａ６ばオントラックのパイロット信号のレベ
ルを、Ｓ／Ｈ回路回路及７方の隣接トラックのクロスト
ークのレベルを、そしてＳ／Ｈ回路Ａ８は他方の隣接ト
ラックのクロストークのレベルを、後述するコントロー
ラ及びタイミング発生器から供給されるサンプルパルス
ＯＰ、ＳＰＩ及びＳＦ３によってそれぞれ一時保持する
。なお、サンプルパルスＢＰに対するサンプルパルスＯ
Ｐ、ＳＰＩ及びＳＦ３の関係の詳細は後述するが、ＢＰ
は各期間の前半で発生され、ＯＰはオンパイロット期間
、ＳＰＩは一方の隣接トラックのパイロット期間及びＳ
Ｆ３は他方の隣接トラックのパイロット期間の各々の後
半でそれぞれ発生される。The S/H circuit A6 measures the level of the on-track pilot signal, the level of crosstalk between the S/H circuit and seven adjacent tracks, and the S/H circuit A8 measures the level of crosstalk of the other adjacent track. , are temporarily held by sample pulses OP, SPI, and SF3 supplied from a controller and a timing generator, which will be described later. Note that sample pulse O with respect to sample pulse BP
The details of the relationship between P, SPI and SF3 will be described later, but BP
is generated in the first half of each period, OP is the on-pilot period, SPI is the pilot period of one adjacent track and S
F3 is respectively generated in the second half of each of the pilot periods of the other adjacent track.

Ｓ／Ｈ回路回路及７Ａ８の出力は差動増幅器Ａ９の十及
び−人力にそれぞれ供給される。差動増幅器Ａ９は、そ
の両人力に供給される信号の差、すなわち一方の隣接ト
ラックのクロストークと他方の隣接トラックのクコスト
ークとの差からなるトラックズレ量を出力する。差動増
幅器Ａ９の出力はコンパレータＡＩＯの一方の入力とＳ
／Ｈ回路Ａｌｌの入力とにそれぞれ供給される。一方の
入力に差動増幅器Ａ９の出力が入力されているコンパレ
ータＡＩＯの他方の入力には、１／２回路Ａ１２の出力
が供給されている。このことにより、コンパレータＡＩ
Ｏは差動増幅器Ａ９の出力レベルが比較基準より低けれ
ばその出力がＨとなる。The outputs of the S/H circuit and 7A8 are supplied to the terminals and terminals of the differential amplifier A9, respectively. The differential amplifier A9 outputs a track shift amount consisting of the difference between the signals supplied to the two input signals, that is, the difference between the crosstalk of one adjacent track and the crosstalk of the other adjacent track. The output of differential amplifier A9 is connected to one input of comparator AIO and S
/H circuit All input. The output of the 1/2 circuit A12 is supplied to the other input of the comparator AIO, which has one input inputted with the output of the differential amplifier A9. This allows the comparator AI
If the output level of the differential amplifier A9 is lower than the comparison reference, the output of the differential amplifier A9 becomes H.

Ｓ／Ｈ回路Ａｌｌは、サンプルパルスＧＰの印加に応じ
て差動増幅器Ａ９の出力すなわちトラックズレ量を一時
保持し、これをキャプスタンサーボにＡＴＦ誤差信号と
して供給する。The S/H circuit All temporarily holds the output of the differential amplifier A9, that is, the amount of track deviation, in response to the application of the sample pulse GP, and supplies this to the capstan servo as an ATF error signal.

上記Ｓ／Ｈ回路Ａ６の出力は１／２回路Ａ１２の入力に
供給される。すなわち、Ｓ／Ｈ回路Ａ６に保持されてい
るオントラックのパイロット信号レベルは１７２回路Ａ
１２により２分の１にされてコンパレータＡＩＯの基準
入力として供給される。The output of the S/H circuit A6 is supplied to the input of the 1/2 circuit A12. That is, the on-track pilot signal level held in S/H circuit A6 is 172 circuit A
12 and provided as a reference input to comparator AIO.

ＳＷＩ及びＳＷＩ’は互に連動しているスイッチであり
、後述するＲＳＳフリップフロップらの制御信号がＬの
とき図示のａ接点側にあり、Ｈのときｂ接点側に切換え
られるように動作する。ａ接点側には抵抗Ｒ１及びＲ３
をそれぞれ介して＋■Ｉｒ＊ｆ及び−Ｖ　ｔｒａｙが、
ｂ接点側には抵抗Ｒ１及びＲ４をそれぞれ介して十Ｖ　
ｆｒｅｆ及び−Ｖｆｆｉｒ。、がそれぞれ接続されてお
り、制御入力がＬのときには±Ｖ　ｔｒｕｅｒが、Ｈの
ときには±Ｖ　ｆｒｅｆがコンパレータＡ１４の基準入
力に供給される。なお、ｌ　ＶＩｒ＠ｔｌ　＜Ｉ　Ｖｔ
Ｆ＠ｆ　Ｉなる関係がある。SWI and SWI' are switches that are interlocked with each other, and operate so that when a control signal for an RSS flip-flop, which will be described later, is L, it is on the a-contact side shown in the figure, and when it is H, it is switched to the b-contact side. Resistors R1 and R3 on the a contact side
+■Ir*f and -V tray through respectively,
10V is applied to the b contact side through resistors R1 and R4, respectively.
fref and -Vffir. , are connected to each other, and when the control input is L, ±V true is supplied to the reference input of the comparator A14, and when the control input is H, ±V fref is supplied to the reference input of the comparator A14. Note that l VIr@tl <I Vt
There is a relationship called F@f I.

上記コンパレータＡ１４の入力には、上記１３０ＫＨｚ
ＢＰＦＡ１の出力からの１３０ＫＨｚ成分が供給されて
いる。このことによりコンパレータＡ１４は１３０ＫＨ
ｚ成分の振幅が＋側基準レベルより＋側に大きいときは
論理「１」を、−側基率レベルより一例に大きいときは
論理「０」を、そして基準レベルより振幅が小さいとき
は前の論理を保持するような出力を送出する一種のヒス
テリシスコンパレータとして働く。しかも十及び一側の
基準レベルが２種類あり、これらの一方が制御信号によ
り切換えられるスイッチＳＷＩ及びＳＷｌ’により選択
されるようになっている。スイッチＳＷＩ及びＳＷＩ’
がｂ接点側に切換えられているときには、不感帯の範囲
が太き（なるように基準レベルが設定される。The above 130KHz is input to the above comparator A14.
A 130KHz component from the output of BPFA1 is supplied. As a result, comparator A14 becomes 130KH.
When the amplitude of the z component is larger than the + side reference level, it is set to logic "1", when it is larger than the - side basic rate level, it is set to logic "0", and when the amplitude is smaller than the reference level, it is set to logic "0". It acts as a type of hysteresis comparator that sends out an output that maintains logic. Furthermore, there are two types of reference levels, 10 and 1, and one of these is selected by switches SWI and SWl' which are switched by a control signal. Switches SWI and SWI'
When the contact point is switched to the b contact side, the reference level is set so that the range of the dead zone is wide.

１３０ＫＨｚＢＰＦＡ１の出力の１３０ＫＨｚ成分はま
たゼロクロスコンパレータＡ１６の入力にも供給されて
おり、このゼロクロスコンパレータＡ１６の出力はスイ
ッチＳＷ２のａ接点側を介して上記コンパレータＡ１４
の出力が供給される後述する１３０ＫＨ２検出器の入力
にｂ接点側を介して供給されるようになっている。すな
わち、コンパレータＡ１４及びＡ１６は１３０ＫＨｚＢ
ＰＦＡＩの１３０ＫＨ２成分をデジタル信号に変換して
出力する。The 130KHz component of the output of the 130KHz BPFA1 is also supplied to the input of the zero cross comparator A16, and the output of this zero cross comparator A16 is connected to the above comparator A14 via the a contact side of the switch SW2.
The output is supplied to the input of a 130KH2 detector, which will be described later, via the b contact side. That is, comparators A14 and A16 are 130KHzB
Converts the 130KH2 component of PFAI into a digital signal and outputs it.

次に、デジタル処理系りについて説明すると、Ｄｌはシ
ステムを駆動する基本クロックｆＭを発生する水晶発振
器である。水晶発振器Ｄ１の出力からの基本タロツクｆ
、は、後述するシステムカウンタ５のクロック（ＣＫ）
端子、１３０ＫＨｚ検出器７のＣＫ端子、コントローラ
及びタイミング発生器８のＣＫ端子にそれぞれ供給され
る。Next, to explain the digital processing system, Dl is a crystal oscillator that generates a basic clock fM that drives the system. Basic tarokk f from the output of crystal oscillator D1
, is the clock (CK) of the system counter 5, which will be described later.
terminal, the CK terminal of the 130 KHz detector 7, and the CK terminal of the controller and timing generator 8, respectively.

Ｄ２は入力にＲＦ倍信号供給されるヘッドタッチ検出器
であり、ＲＦ倍信号入力されているか否か、すなわちヘ
ッドとテープが接触しているか否かを判断し、接触して
いると判断したときには、システムカウンタＤ４及びＡ
ＴＦ−２フラツグフリツプフロツプ（Ｆ／Ｆ）Ｄ６をリ
ッセトして初期状態にする。D2 is a head touch detector to which an RF multiplied signal is supplied to the input, and it judges whether or not the RF multiplied signal is input, that is, whether the head and tape are in contact with each other, and when it is determined that they are in contact, , system counters D4 and A
The TF-2 flag flip-flop (F/F) D6 is reset to the initial state.

Ｄ３はデータシンク及びブロックアドレス検出回路であ
り、これはサブコード及びＰＣＭのデータシンク及びブ
ロックアドレスを検出し、これによりシステムカウンタ
Ｄ４の補正を行う。なお、データシンク及びブロックア
ドレス検出回路Ｄ３は実際にはＰＣＭイコライザ、ゼロ
ディティフタ及び８／１０変換器などを含むようになっ
ているが、ここではその詳細な説明は省略する。D3 is a data sink and block address detection circuit, which detects the data sink and block address of the subcode and PCM, thereby correcting the system counter D4. Note that the data sink and block address detection circuit D3 actually includes a PCM equalizer, a zero deflector, an 8/10 converter, etc., but a detailed explanation thereof will be omitted here.

Ｄ４はシステムカウンタであり、これはヘッドとテープ
の当接期間の概略を管理して信号の記録位置を判断する
。Ｄ５はシステムコントローラ及びＡＴＦウィンドウ発
生器であり、これはシステムカウンタＤ４の出力をデコ
ードし、ＡＴＦＳＰＣＭなどのウィンドウを形成すると
共に、ヘッドとテープの当接期間の略半分を経過した時
点でパルスを発生する。このパルスをＡＴＦ−２フラツ
グＦ／Ｆ　Ｄ　６に印加してＡＴＦ−２フラツグＦ／Ｆ
Ｄ６をセットすると共に、上記ＡＴＦウィンドウを１３
０ＫＨｚ検出器Ｄ７に印加する。D4 is a system counter, which roughly manages the contact period between the head and the tape and determines the recording position of the signal. D5 is a system controller and an ATF window generator, which decodes the output of the system counter D4, forms a window such as ATFSPCM, and generates a pulse when approximately half of the head-tape contact period has elapsed. do. This pulse is applied to the ATF-2 flag F/F D6, and the ATF-2 flag F/F
Set D6 and set the above ATF window to 13.
0KHz applied to detector D7.

１３０ＫＨｚ検出器Ｄ７はサンプルパルスＢＰ及び検出
パルスＤＥＴを発生するが、その詳細については後述す
る。コンパレータ及びタイミング発生器Ｄ８はカウンタ
、フラッグＦ／Ｆ、ゲートなどで構成され、１３０ＫＨ
ｚ検出器Ｄ７からの検出パルスＤＥＴと、Ａヘッド時Ｈ
，Ｂヘラ１時りとなるサーボ系からのヘッド切換パルス
Ｈ３ＷＰ　（Ａ／Ｂ）と、ＡＴＦ−２フラツグＦ／Ｆ　
Ｄ　６のＱ出力と、Ｆ／ＦＤＩＩからのＱ出力と、水晶
発振器Ｄ１からのクロック信号とが入力されている。こ
れらの入力に基づきコントローラ及びタイミング発生器
Ｄ８はサンプルパルスＯＰ　、　ＳＰ　１、ＳＰ２及び
ＧＰＩの他アップ、ダウン信号ＵＰ。The 130 KHz detector D7 generates a sample pulse BP and a detection pulse DET, the details of which will be described later. The comparator and timing generator D8 consists of a counter, flag F/F, gate, etc., and has a 130KH
Detection pulse DET from z detector D7 and H at A head
, B spatula 1 time head switching pulse H3WP (A/B) from the servo system and ATF-2 flag F/F.
The Q output of D6, the Q output from F/FDII, and the clock signal from crystal oscillator D1 are input. Based on these inputs, the controller and timing generator D8 generates sample pulses OP, SP1, SP2 and GPI as well as up and down signals UP.

ＤＯＷＮを出力する。Output DOWN.

サンプルパルスＯＰは上記Ｓ／Ｈ回路Ａ６の制御入力に
、サンプルパルスＳＰＩは上記Ｓ／Ｈ回路Ａ７の制御入
力に、サンプルパルスＳＰ２は上記Ｓ／Ｈ回路Ａ８の制
御入力にそれぞれ供給される。これらのサンプルパルス
は上述したように各期間の後半部で発生するパルスであ
る。パイロット信号のレベルは１３０ＫＨｚ検出器Ｄ７
からのサンプルパルスＢＰにより前半のポイントでＳ／
Ｈ回路Ａ３に保持され、後半でＳ／Ｈ回路Ａ３の出力と
エンベロープ検波回路Ａ２の出力との平均値がＳ／Ｈ回
路Ａ６．Ａ７及びＡ８に各サンプルパルスＯＰ、ＳＰＩ
及びＳＰ２によって保持される。すなわち、各期間の前
半と後半のポイントのサンプル値の平均値が保持される
。The sample pulse OP is supplied to the control input of the S/H circuit A6, the sample pulse SPI is supplied to the control input of the S/H circuit A7, and the sample pulse SP2 is supplied to the control input of the S/H circuit A8. These sample pulses are pulses generated in the latter half of each period, as described above. Pilot signal level is 130KHz detector D7
S/ at the first half point due to the sample pulse BP from
H circuit A3, and in the second half, the average value of the output of S/H circuit A3 and the output of envelope detection circuit A2 is stored in S/H circuit A6. Each sample pulse OP, SPI on A7 and A8
and held by SP2. That is, the average value of the sample values of the points in the first half and the second half of each period is held.

サンプルパルスＧＰＩは、オントラックのパイロット信
号がデジタル的に正しく検出できたと判断されたとき、
すなわち１０波中５波が検出されたときに、ＯＫとして
サンプルパルスＳＰ２を出力した後所定時間後に出力さ
れるパルスであり、これは３人カアンドゲートＤ１３及
び２人カアンドゲートＤ１４にそれぞれ供給される。When it is determined that the on-track pilot signal has been correctly detected digitally, the sample pulse GPI
In other words, when 5 out of 10 waves are detected, this is a pulse that is output a predetermined time after outputting the sample pulse SP2 as OK, and this pulse is supplied to the 3-man AND gate D13 and the 2-man AND gate D14, respectively. be done.

アップ信号ＵＰは、オントラックのパイロット信号、一
方の隣接トラックのパイロット信号のクロストーク、他
方の隣接トラックのパイロット信号のクロストークがデ
ジタル的に正しく検出されたときそれぞれオンされる内
部フラッグの全てがオンされているときに、ＡＴＦ処理
の最後に１個出力されるもので、これがアワプダウンカ
ウンタＤｌｏのＵＰＣ端子に入力されることによりアン
プダウンカウンタＤＩＯがアップカウントを行う・一方
、ダウン信号ＤＯＷＮは、上記内部フラッグの全てがオ
ンされておらず、アップ条件が満足されていないときに
１個出力されるもので、これがアップダウンカウンタＤ
１０のＤＯＷＮＣ端子に入力されることによりアップダ
ウンカウンタＤ１０がダウンカウントを行う。The up signal UP indicates that all internal flags are turned on when the on-track pilot signal, the crosstalk of the pilot signal of one adjacent track, and the crosstalk of the pilot signal of the other adjacent track are digitally correctly detected. When turned on, one signal is output at the end of ATF processing, and by inputting this to the UPC terminal of the wake-up down counter Dlo, the amplifier down counter DIO counts up. On the other hand, the down signal DOWN , one flag is output when all of the above internal flags are not turned on and the up condition is not satisfied, and this is the up/down counter D.
The up/down counter D10 counts down by inputting the signal to the DOWNC terminal of No. 10.

Ｄ９はアップダウンカウンタＤＩＯのセンタ値を示すデ
ータを格納しているデータメモリであり、８亥データメ
モリＤ９のデータはキャリー又はボローが発生したとき
アンプダウンカウンタＤＩＯを中点にセットするために
利用される。アップダウンカウンタＤＩＯは、上述した
ようにオントラック及び両隣接トラックのパイロット信
号が正しく入力されたときにカウントアツプ、それ以外
のときダウンカウント動作し、そのキャリー出力ＣＹか
らの信号がＲ３Ｆ／ＦＤＩＩのセット（Ｓ）入力端子に
、ボロー出力ＢＲからの信号が３人力オアゲートＤ１２
．２人力オアゲートＤ１６にそれぞれ入力される。トラ
ッキングがオントラックしている場合、オントラック、
両隣接トラックのパイロット信号が連続して検出され、
このことによりアップダウンカウンタＤＩＯのキャリー
出力ＣＹからキャリー信号が出力され、Ｒ３Ｆ／ＦＤ１
１のＱ出力がＨになる。Ｒ３Ｆ／ＦＤＩＩのＱ出力は、
アンドゲート０１３、コントローラ及びタイミング発生
器Ｄ８及びスイッチＳＷＩ　、ＳＷＩ’に印加される。D9 is a data memory that stores data indicating the center value of the up/down counter DIO, and the data in the data memory D9 is used to set the amplifier down counter DIO to the midpoint when a carry or borrow occurs. be done. As mentioned above, the up/down counter DIO counts up when the pilot signals of the on-track and both adjacent tracks are correctly input, and counts down otherwise. The signal from the borrow output BR is input to the set (S) input terminal of the three-man power OR gate D12.
．． The signals are respectively input to the two-person OR gate D16. If tracking is on track, on track,
The pilot signals of both adjacent trucks are detected continuously,
As a result, a carry signal is output from the carry output CY of the up/down counter DIO, and R3F/FD1
The Q output of 1 becomes H. The Q output of R3F/FDII is
It is applied to AND gate 013, controller and timing generator D8, and switches SWI and SWI'.

スイッチＳＷＩ及びＳＷ１’はＲ３Ｆ／ＦＤＩＩのＨで
あるＱ出力によりｂ接点側に切換えられる。The switches SWI and SW1' are switched to the b contact side by the H Q output of R3F/FDII.

Ｄ１２は３人力オアゲートであり、その入力にはアップ
ダウンカウンタＤＩＯからのキャリー信号及びボロー信
号の他、システムコントローラ及びＡＴＦウィンドウ発
生器Ｄ５からのリセット信号ＲＥＳＥＴが入力されてい
る。オアゲートＤＩ２の出力は、アップダウンカウンタ
０１０のロード端子りに印加される。すなわち、キャリ
ー信号又はボロー信号が発生したとき、データメモリＤ
９からのデータがアンプダウンカウンタＤＩＯにセント
される。D12 is a three-man OR gate, and its inputs receive the carry signal and borrow signal from the up/down counter DIO, as well as the reset signal RESET from the system controller and ATF window generator D5. The output of the OR gate DI2 is applied to the load terminal of the up/down counter 010. That is, when a carry signal or borrow signal is generated, the data memory D
Data from 9 is sent to the amplifier down counter DIO.

上記３人カアンドゲートＤ１３は、その入力にコンパレ
ータＡＩＯの出力、コントローラ及びタイミング発生器
Ｄ８からのサンプルパルスＧＰ　ＬＲ３Ｆ／ＦＤＩＩの
Ｑ出力がそれぞれ印加され、出力が２人力オアゲートＤ
１５の入力に印加される。２人カアンドゲートＤ１４は
、その入力にコントローラ及びタイミング発生器Ｄ８か
らのサンプルパルスＧＰＩ及びＲ３Ｆ／ＦＤＩＩの互出
力がそれぞれ印加される。なお、Ｄ１５は一方の入力に
３人カアンドゲートＤ１３の出力が、他方の入力に２人
カアンドゲートＤ１４の出力がそれぞれ印加される２人
力オアゲートであり、該オアゲートＤ１５の出力には、
Ｓ／Ｈ回路Ａｌｌの制御入力に印加されるサンプルパル
スＧＰが発生される。The output of the comparator AIO and the Q output of the sample pulse GP LR3F/FDII from the controller and timing generator D8 are respectively applied to the inputs of the three-man OR gate D13, and the output is the two-man OR gate D.
15 inputs. The two-man AND gate D14 has its inputs applied with the sample pulse GPI and the mutual output of R3F/FDII from the controller and timing generator D8, respectively. Note that D15 is a two-man OR gate in which the output of a three-man AND gate D13 is applied to one input, and the output of a two-man AND gate D14 is applied to the other input, and the output of the OR gate D15 is as follows.
A sample pulse GP is generated which is applied to the control input of the S/H circuit All.

Ｄ１６は一方の入力にアップダウンカウンタＤｌＯから
のボロー信号が、他方の入力にシステムコントローラ及
びＡＴＦウィンドウ発生器Ｄ５からのリセット信号ＲＥ
ＳＥＴがそれぞれ印加される２人力オアゲートであり、
該オアゲートＤ１７の出力はＲ３Ｆ／ＦＤＩＩのリセッ
ト（Ｒ）端子に接続されている。ＳＷ２はコントローラ
及びタイミング発生器Ｄ８からの切換信号ＯＮ／’Ｃに
より切換えられるスイッチである。D16 receives the borrow signal from the up/down counter DlO on one input, and the reset signal RE from the system controller and ATF window generator D5 on the other input.
It is a two-person OR gate where SET is applied respectively,
The output of the OR gate D17 is connected to the reset (R) terminal of R3F/FDII. SW2 is a switch that is switched by a switching signal ON/'C from the controller and timing generator D8.

上述した構成について動作を説明する前にＡＴＦの位置
とパイロット信号のレベルとの関係を示すと、第２図の
ようになる。すなわち、一番レベルの大きいオントラッ
クのパイロット信号は、Ａヘッド（＋アジマス）のＡＴ
Ｆ−１とＢヘッド（−アジマス）のＡＴＦ−２において
一番前に、へヘッド（＋アジマス）のＡＴＦ−２及びＢ
ヘッド（−アジマス）のＡＴＦ−１において一番後にそ
れぞれ存在する。Before explaining the operation of the above-described configuration, the relationship between the position of the ATF and the level of the pilot signal is shown in FIG. 2. In other words, the on-track pilot signal with the highest level is the AT of A head (+azimuth).
At the front of ATF-2 of F-1 and B head (-azimuth), ATF-2 and B of head (+azimuth)
Each exists at the end of the ATF-1 of the head (-azimuth).

また、トラックに対するヘッドの位置を示すと第３図の
ようになり、しかもトラックズレとパイロット信号の出
力レベルの関係は第４図のようになる。すなわち、トラ
ックがヘッドに対して４５゜以上ズレを生じると、オン
トラックのレベルが低下し、これとは逆に隣接トラック
のレベルが増加していく。そしてトラックズレ量が１８
０°以上になると、隣接トラックとオントラックの出力
レベルは完全に逆転する。しかし、隣接トラックのパイ
ロット信号のレベルは、オントラックのレベルまでには
ならない、これはアジマスが異り、アジマスロスが存在
するからである。Further, the position of the head relative to the track is shown in FIG. 3, and the relationship between the track deviation and the output level of the pilot signal is shown in FIG. 4. That is, when a track deviates from the head by 45 degrees or more, the on-track level decreases, and conversely, the level of the adjacent track increases. And the track deviation amount is 18
When the angle exceeds 0°, the output levels of the adjacent track and on-track are completely reversed. However, the level of the pilot signal of the adjacent track does not reach the on-track level because the azimuth is different and there is an azimuth loss.

一方、トラックズレとシンク検出の確率を示すと第５図
のようになる。パイロット信号の位置を示すシンクは、
その検出により隣接トラックのパイロット信号のレベル
をサンプルするために利用されるものであるので、図か
ら判るように、１００６前後のトラックズレでもシンク
を略１００％検出することができるが、１３０＠以上の
トラックズレではほとんど検出することができない。On the other hand, the probabilities of track deviation and sync detection are shown in FIG. The sink indicating the position of the pilot signal is
This detection is used to sample the level of the pilot signal of the adjacent track, so as you can see from the figure, it is possible to detect almost 100% of the sync even with a track deviation of around 1006, but if it is over 130@ It is almost impossible to detect any track deviation.

ところで、ＲＦ傷信号エンベロープを模式的に示すと、
第６図に示すようになる。図において、実線はオントラ
ック時、破線は１３５＠ズレ時の再生波形をそれぞれ示
す、１３５”のトラックズレにより、ＲＥ倍信号レベル
は１／２になり、正しいデータを読めなくなってしまう
。By the way, if the RF flaw signal envelope is schematically shown,
The result is as shown in FIG. In the figure, the solid line shows the reproduced waveform when on-track, and the broken line shows the reproduced waveform when there is a 135" deviation. Due to a 135" track deviation, the RE multiplied signal level becomes 1/2, making it impossible to read correct data.

トラック曲りがなく、しかもＡ及びＢヘッドの感度にバ
ラツキなどがないとして、トラックズレに対するオント
ラックおらび両隣接トラックのパイロット信号のレベル
を模式的に示すと、第７図に示すようになる。すなわち
、オントラック時には、両隣接トラックのパイロット信
号のクロストークは等しく、かつオントラックの１／２
以下である。４５”のトラックズレでは、いずれか一方
の隣接トラックのクロストークがなくなり、更にトラッ
クズレが大きくなると、オントラックのバイロフト信号
と一方の隣接トラックのパイロット信号のクロストーク
とのレベル差は小さくなり、１３５°付近でレベルが逆
転する。Assuming that there is no track curvature and that there is no variation in the sensitivity of the A and B heads, the levels of the pilot signals of the on-track and both adjacent tracks with respect to track deviation are schematically shown in FIG. 7. In other words, when on-track, the crosstalk of the pilot signals of both adjacent tracks is equal and 1/2 of that of the on-track.
It is as follows. With a track deviation of 45", the crosstalk of one of the adjacent tracks disappears, and as the track deviation increases further, the level difference between the on-track biloft signal and the crosstalk of the pilot signal of one adjacent track becomes smaller. The level reverses around 135°.

以上要するに、トラックが４５″以上ズしているときに
は、いずれか一方の隣接トラックは検出できず、逆にオ
ントラック、両隣接トラックの各期間のバイロフト信号
が検出できるときは、トラックズレは４５″以下になっ
ている。従って、全期間のパイロット信号が検出できて
いるときには安全走行、いずれか一方の隣接トラックの
期間のパイロット信号が検出できていないときには不安
定走行であると判断することができる。In short, when a track is misaligned by 45" or more, one of the adjacent tracks cannot be detected. On the other hand, when biloft signals can be detected in each period of on-track and both adjacent tracks, the track misalignment is 45" or more. It is as below. Therefore, it can be determined that the vehicle is running safely when the pilot signal for the entire period can be detected, and that the vehicle is running unstable when the pilot signal for the period of either one of the adjacent trucks cannot be detected.

また、不安定走行時には、一方の隣接トラックのパイロ
ット信号は検出できないので・隣接トラックのパイロッ
ト信号が先行し、オントラックのバイロフト信号が後に
続くようなＡヘッドのＡＴＦ−２、ＢヘッドのＡＴＦ−
１の場合には、パイロット信号の立上り位置を正確に検
出できない。Also, during unstable running, the pilot signal of one adjacent track cannot be detected, so the ATF-2 of the A head and the ATF-2 of the B head, where the pilot signal of the adjacent track precedes and the biloft signal of the on-track follows.
In the case of 1, the rising position of the pilot signal cannot be detected accurately.

次に、上述した構成について動作を説明する。Next, the operation of the above-mentioned configuration will be explained.

動作開始時には、トラックはオントラックにあるとは限
らないので、パイロット信号を正しく検出できるのはオ
ントラックについてである。オントラックのパイロット
の位置はＡＴＦの位置と再生ヘッドで検出できる。また
、オントラックしていないときには、バイロフト信号の
レベルは低いので、判別用のスレンシュホールド値は低
い方が検出がし易くなる。しかし、ノイズなどによる誤
検出を考えると、ある範囲の不感帯を設定してオントラ
ックのバイロフト信号を検出した方がよい。Since the truck is not necessarily on-track at the start of operation, the pilot signal can only be correctly detected on-track. The position of the on-track pilot can be detected by the ATF position and the playback head. Furthermore, since the level of the biloft signal is low when not on-track, the lower the threshold value for discrimination, the easier the detection. However, in consideration of false detection due to noise, etc., it is better to set a dead zone within a certain range and detect the on-track biloft signal.

今、システムコントローラ及びＡＴＦウィンドウ発生器
Ｄ５からリセット信号ＲＥＳＥＴが出力されると、これ
が３人力オアゲートＤ１２及び２人カオアゲートＤ１６
をそれぞれ介してアップダウンカウンタＤ１０及びＲ３
Ｆ／ＦＤＩＩに印加されて初期状態にされる。このこと
により、Ｒ３Ｆ／ＦＤＩＩのＱ出力はり、互出力はＨに
なり、スイッチＳＷＩ　、ＳＷＩ’はａ接点側に切換え
られる。このスイッチＳＷＩ　、ＳＷＩ’がａ接点側に
あるとき、コンパレータＡ１４の基準レベルとして小さ
な範囲＋Ｖｒ＊ｒ、−Ｖ□、が供給されて検出感度が高
く設定される。Now, when the reset signal RESET is output from the system controller and the ATF window generator D5, this will cause the 3-man power OR gate D12 and the 2-man power OR gate D16.
up/down counters D10 and R3 respectively.
It is applied to F/FDII to initialize it. As a result, the Q output and the mutual output of R3F/FDII become H, and the switches SWI and SWI' are switched to the a contact side. When the switches SWI and SWI' are on the a-contact side, a small range +Vr*r, -V□ is supplied as a reference level to the comparator A14, and the detection sensitivity is set high.

スイッチＳＷ２はオントラックのパイロット信号の期間
Ｈとなる切換信号ＯＮ／？ｍにより、Ｈのときａ切換側
、Ｌのときｂ接点側に切換えられるので、オントラック
のパイロット信号をデジタル信号に変換するときには、
不惑帯を有するコンパレータＡ１４が使用され、その出
力がスイッチＳＷ２のａ接点側を介して１３０ＫＨｚ検
出器Ｄ７に入力される。一方、両隣接トラックのバイロ
フト信号を検出する場合には、ゼロクロスコンパレ−タ
Ａ１６でパイロット信号を変換して得たデジタル信号が
スイッチＳＷ２のｂ接点側を介して１３０ＫＨｚ検出器
Ｄ７の入力に印加される。The switch SW2 is set to a switching signal ON/? which is H during the on-track pilot signal period. When converting the on-track pilot signal to a digital signal, the switch is switched to the a switching side when it is H and to the b contact side when it is L.
A comparator A14 having an unfavorable band is used, and its output is input to the 130 KHz detector D7 via the a contact side of the switch SW2. On the other hand, when detecting the biloft signals of both adjacent tracks, the digital signal obtained by converting the pilot signal with the zero cross comparator A16 is applied to the input of the 130 KHz detector D7 via the b contact side of the switch SW2. Ru.

１３０ＫＨｚ検出器Ｄ７は１波半のパイロット信号を検
出すると、Ｓ／Ｈ回路Ａ３の制御入力にサンプルパルス
ＢＰを印加すると共に、検出パルスＤＥＴをコントロー
ラ及びタイミング発生器Ｄ８に印加する。When the 130 KHz detector D7 detects one and a half waves of the pilot signal, it applies a sample pulse BP to the control input of the S/H circuit A3 and a detection pulse DET to the controller and timing generator D8.

コントローラ及びタイミング発生器Ｄ８はＲ３Ｆ／ＦＤ
ＩＩのＱ出力の状態に応じて動作し、Ｑ出力がＨのとき
はトラッキングが安定しているとしてＡＴＦのいかなる
位置でもＡＴＦ誤差信号を検出する動作をする。ここで
、オントラックのパイロット信号を正しく検出できなか
った場合には、サンプルパルスＧＰ１は出力されないが
、正しく検出できた場合にはサンプルパルスＧＰＩは出
力される。Controller and timing generator D8 is R3F/FD
It operates according to the state of the Q output of II, and when the Q output is H, it assumes that tracking is stable and operates to detect the ATF error signal at any position of the ATF. Here, if the on-track pilot signal cannot be detected correctly, the sample pulse GP1 is not output, but if it can be detected correctly, the sample pulse GPI is output.

なお、オントラック、両隣接トラックのパイロット信号
が正しく検出された場合には、アップ信号ＵＰをアップ
ダウンカウンタＤ１０に供給してそのカウンタ値を＋１
し、３つの期間の全てのパイロット信号が正しく検出で
きなかったときには、ダウン信号ＤＯＷＮをアップダウ
ンカウンタＤＩＯに供給してカウント値を−１する。Note that when the pilot signals of the on-track and both adjacent tracks are detected correctly, the up signal UP is supplied to the up/down counter D10 and the counter value is increased by +1.
However, when all the pilot signals in the three periods cannot be detected correctly, a down signal DOWN is supplied to the up/down counter DIO to decrease the count value by 1.

上記Ｒ３Ｆ／ＦＤＩＩのＱ出力がＬのとき、又はまだト
ラッキングがとれていないと判断されるときには、ＡＴ
Ｆ誤差信号の検出動作はオントラックのパイロット信号
が前にある場合についてのみ行われる。すなわち、Ａヘ
ッドのＡＴＦ−１゜Ｂ−ヘッドのＡＴＦ−２の場合のみ
パイロット信号の検出動作を行ってトラックズレ量を検
出してキャプスタンサーボに送ることになり、それ以外
のときは検出動作は行わない、なお、デジタル的にパイ
ロット信号を検出する動作は安定状態と同じ様に行われ
る。When the Q output of R3F/FDII is L, or when it is determined that tracking has not been achieved yet, AT
The F error signal detection operation is performed only when there is an on-track pilot signal in front. In other words, only in the case of ATF-1 of the A head and ATF-2 of the B-head, the pilot signal detection operation is performed to detect the amount of track deviation and send it to the capstan servo, and in other cases, the detection operation is performed. However, the operation of digitally detecting the pilot signal is performed in the same way as in the stable state.

各ＡＴＦ位置で各初期のパイロット信号が正しく検出さ
れると、アップダウンカウンタＤＩＯがキャリー信号を
出力する。このキャリー信号はＲ３Ｆ／ＦＤＩＩをセッ
トしそのＱ出力をＨにする。When each initial pilot signal is correctly detected at each ATF position, the up/down counter DIO outputs a carry signal. This carry signal sets R3F/FDII and makes its Q output H.

このＲ３Ｆ／ＦＤＩＩのＱ出力のＨによりトラッキング
が安定したと判断することができる。It can be determined that the tracking is stable based on the Q output of R3F/FDII being H.

Ｒ３Ｆ／ＦＤＩＩのＱ出力がＨになるとスイッチＳＷＩ
　、ＳＷＩ’がｂ接点側に切換えられ、このことにより
コンパレータＡ１４の基準レベルとして＋Ｖ　！ｒａｆ
と−Ｖ　！ｒｓｆがそれぞれ印加される。When the Q output of R3F/FDII becomes H, switch SWI
, SWI' is switched to the b contact side, and as a result, +V! is set as the reference level of comparator A14. raf
and-V! rsf is applied respectively.

この基準レベルはコンパレータＡ１４の不感帯の幅を大
きくして大きな振幅のパイロット信号しか検出できなく
し、このことによりノイズに強い検出が行えるようにす
る。This reference level increases the width of the dead zone of the comparator A14 so that only large amplitude pilot signals can be detected, thereby making it possible to perform detection resistant to noise.

Ｒ３Ｆ／ＦＤＩＩのＱ出力がＬのとき、２人力アンドゲ
ートＤ１４がオン状態になり、２人カアンドゲートＤ１
３はオフ状態になる。コントローラ及びタイミング発生
器Ｄ８は、正しくオントラックのパイロット信号が検出
された後、所定の時間経過したとき、サンプルパルスＧ
ＰＩを出力し、これを２人カアンドゲートＤ１４及び２
人力オアゲー）Ｄ１５を介してＳ／Ｈ回路回路Ａｌ側御
入力に印加し、このとき差動増幅器Ａ９から出力されて
いるトラックズレ量をＳ／Ｈ回路回路Ａｌ側時保持させ
る。Ｓ／Ｈ回路回路Ａｌ側持されたレベルはＡＴＦ誤差
信号としてキャプスタンサーボに供給される。When the Q output of R3F/FDII is L, the two-man AND gate D14 turns on, and the two-man AND gate D1
3 is in the off state. The controller and timing generator D8 generates a sample pulse G when a predetermined time has elapsed after the on-track pilot signal is correctly detected.
Output PI and send it to two-man and gate D14 and 2
It is applied to the S/H circuit Al side control input via D15, and the track deviation amount output from the differential amplifier A9 at this time is held when it is on the S/H circuit Al side. The level held by the S/H circuit Al is supplied to the capstan servo as an ATF error signal.

Ｒ３Ｆ／ＦＤＩＩのＱ出力がＨのときは、３人カアンド
ゲートＤ１３がオンになり、２人カアンドゲートＤ１４
がオフになるので、サンプルパルスＧＰＩは３人カアン
ドゲートＤ１３及び２人力オアゲート０１５を介してＳ
／Ｈ回！Ａｌｌの制御入力に印加される。このとき、３
人カアンドゲートＤ１３の他の入力には、コンパレータ
ＡＩＯの出力も印加されている。コンパレータＡＩＯの
出力は差動増幅器Ａ９の出力がオンランクのパイロット
信号のレベルの１／２よりも小さいときＨとなる。従っ
て、コンパレータＡＩＯの出力がＨのときには、トラッ
クズレ量がオントラックのパイロット信号のレベルの１
／２　（又は１／３）以上の場合には、オントラックの
パイロット信号を正しく検出しても、コンパレータＡＩ
Ｏの出力がＬになることにより、３人カアンドゲートＤ
１３がオフとなる。従って、サンプルパルスＧＰＩが３
人カアンドゲートＤ１３及び２人力オアゲートＤ１５を
介してＳ／Ｈ回路Ａｌｌに印加されることがなく、この
ときのトラックズレ量がＡＴＦ誤差信号として出力され
ることがない。すなわち、パイロット信号の消え残りな
どにより、前の記録のパイロット信号との干渉が生じ、
パイロット信号のレベルが大きくなった場合は、ＡＴＦ
誤差信号としてキャプスタンサーボに供給しない。When the Q output of R3F/FDII is H, the 3-man AND gate D13 is turned on, and the 2-man AND gate D14 is turned on.
is turned off, the sample pulse GPI is sent to S via the three-man AND gate D13 and the two-man OR gate 015.
/H times! Applied to the control inputs of All. At this time, 3
The output of the comparator AIO is also applied to the other input of the input gate D13. The output of the comparator AIO becomes H when the output of the differential amplifier A9 is lower than 1/2 of the level of the on-rank pilot signal. Therefore, when the output of the comparator AIO is H, the amount of track deviation is 1 of the level of the on-track pilot signal.
/2 (or 1/3) or more, even if the on-track pilot signal is detected correctly, the comparator AI
Since the output of O becomes L, the three-person gate D
13 is turned off. Therefore, the sample pulse GPI is 3
It is not applied to the S/H circuit All via the manual AND gate D13 and the two manual OR gate D15, and the amount of track deviation at this time is not output as an ATF error signal. In other words, the remaining pilot signal may cause interference with the pilot signal of the previous recording.
If the pilot signal level increases, the ATF
Do not supply it to the capstan servo as an error signal.

第１図の各部の波形を示すと第８図のようになる０図に
おいて、（ａ）は１３０ＫＨｚＢＰＦの出力、（ｂ）は
、（ａｌの１３０ＫＨｚをデジタル信号に変換した波形
、（Ｃ）はオントラックのノぐイロット信号のときのみ
Ｈになるオントラックパイロットウィンドウ、（ｄ）は
各パイロット信号の期間の前半、すなわち１波半を検出
した時点で出力されるサンプルパルスＢＰ、（１１１）
はオントラック時の後半、すなわち６波中３波以上も検
出した時点で発生されるサンプルパルスＯＰ、　（ｎ　
、　（ｇ）はサンプルパルスＯＰ同様に他のパイロット
信号期間において発生されるサンプルパルスＳＰＩ、Ｓ
Ｐ２、そして（目は各パイロット信号期間の終了時に発
生されるリセット信号ＲＴである。The waveforms of each part in Figure 1 are shown in Figure 8. In Figure 0, (a) is the output of the 130KHz BPF, (b) is the waveform obtained by converting the 130KHz of (al) into a digital signal, and (C) is the waveform of the 130KHz of (al) converted into a digital signal. On-track pilot window that becomes H only when there is an on-track pilot signal; (d) is the sample pulse BP that is output when the first half of each pilot signal period, that is, one and a half waves is detected; (111)
is the sample pulse OP generated in the second half of on-track, that is, when three or more waves out of six waves are detected, (n
, (g) are the sample pulses SPI, S generated in other pilot signal periods as well as the sample pulse OP.
P2, and the reset signal RT generated at the end of each pilot signal period.

第９図は各期間におけるコンパレータ出力、サンプルパ
ルスＢＰ、ＯＰ、ＳＰＩ　、ＳＦ３、検出パルスＤＥＴ
、リセット信号ＲＴの詳細な関係を示すタイミングチャ
ート図である。Figure 9 shows the comparator output, sample pulse BP, OP, SPI, SF3, and detection pulse DET in each period.
, and is a timing chart diagram showing a detailed relationship between reset signals RT.

上記１３０ＫＨｚ検出回路Ｄ７としては、例えば第１０
図に示すものを適用することができる。For example, the 130KHz detection circuit D7 may be a 10th detection circuit D7.
What is shown in the figure can be applied.

コンパレータＡ１４又はゼロクロスコンパレータＡ１６
（第１図）からの１３０ＫＨｚ成分のデジタル信号は位
相反転検出回路Ｄ７−１に印加されている。基本クロッ
クｆつはＤ型ＦＦＤ７−２．３２／８進カウンタＤ７−
３、周期カウンタＩＤ７−９、Ｄ型ＦＦＤ７−１０、周
期カウンタｎＤ７−１１及びリセット付り型ＦＦＤ７−
１７の各ＣＫ大入力印加されている。Comparator A14 or zero cross comparator A16
The 130 KHz component digital signal from (FIG. 1) is applied to the phase reversal detection circuit D7-1. The basic clock f is a D-type FFD7-2.32/octal counter D7-
3. Period counter ID7-9, D type FFD7-10, period counter nD7-11 and reset type FFD7-
Each of the 17 CK large inputs is applied.

位相反転検出回路Ｄ７−１には上記デジタル信号の他に
、上記システムコントローラ及びＡＴＦウィンドウ発生
器Ｄ５からのゲート信号が入力されており、その出力は
Ｄ型ＦＦＤ７−２のＤ入力及びアントゲ−）Ｄ７−１４
の一方の入力に印加されている。Ｄ型ＦＦＤ７−２は信
号を１クロツク遅延し、そのＱ出力はオアゲートＤ？−
１２を介して３２／８進カウンタＤ７−３のＲ入力及び
Ｒ３ＦＦＤ７−４のＲ入力にそれぞれ印加されている。In addition to the above-mentioned digital signal, the phase reversal detection circuit D7-1 receives a gate signal from the system controller and the ATF window generator D5, and its output is input to the D input of the D-type FFD 7-2 and the analog gate). D7-14
is applied to one input of The D-type FFD 7-2 delays the signal by one clock, and its Q output is an OR gate D? −
12 to the R input of the 32/8-base counter D7-3 and the R input of R3FFD7-4, respectively.

３２／８進カウンタＤ７−３はクロックを３２個カウン
トするとＣＹ出力が１クロック期間Ｈになり、これをＲ
３ＦＦＤ７−４のＳ入力に印加する。また、Ｑ４出力が
アンドゲートＤ？−１３の一方の入力に印加されている
。Ｒ３ＦＦＤ７−４はＱ出力がアンドゲートＤ？−１３
及びＤ７−１４の他方の入力に印加され、アンドゲート
Ｄ？−１３の出力はオアゲートＤ７−１２に印加され、
アンドゲートＤ７−１４の出力はＲ３ＦＦＤ７−５及び
Ｄ７−６のＳ入力、並びに検出カウンタＤ７−７のＧＫ
大入力それぞれ印加されている。When the 32/octal counter D7-3 counts 32 clocks, the CY output becomes H for one clock period, and this is
Apply to the S input of 3FFD7-4. Also, Q4 output is AND gate D? -13 is applied to one input. Q output of R3FFD7-4 is AND gate D? -13
and the other input of D7-14, and the AND gate D? -13 output is applied to OR gate D7-12,
The output of AND gate D7-14 is the S input of R3FFD7-5 and D7-6, and the GK of detection counter D7-7.
Large inputs are applied respectively.

Ｒ３ＦＦＤ７−５のＱ出力は検出カウンタＤ７−７のＥ
入力、周期カウンタＩＤ７−９のＲ入力にそれぞれ印加
され、Ｒ３ＦＦＤ７−６のＱ出力は周期カウンタＩＩＤ
？−１１のＲ入力に印加されている。検出カウンタＤ７
−７はそのＣＹ出力がＲ３ＦＦＤ７−８めＳ入力に印加
され、Ｒ５ＦＦＤ７−８のＱ出力はアンドゲートＤ？−
１５の一方の入力に印加されている。Ｒ３ＦＦＤ７−８
はＳ入力に立上りエツジがあるとＱ出力がＨに、また頁
入力に立下りエツジがあるとＱ出力がＬにそれぞれなる
。The Q output of R3FFD7-5 is the E of detection counter D7-7.
input and the R input of period counters ID7-9, respectively, and the Q output of R3FFD7-6 is applied to the period counter IID.
? -11 is applied to the R input. Detection counter D7
-7, its CY output is applied to the S input of R3FFD7-8, and the Q output of R5FFD7-8 is applied to the AND gate D? −
15 is applied to one input. R3FFD7-8
When there is a rising edge on the S input, the Q output becomes H, and when there is a falling edge on the page input, the Q output becomes L.

周期カウンタＩＤ７−９はそのＣＹ出力がＤ型ＦＦＤ７
−１０のＤ入力に印加されている。Ｄ型ＦＦＤ７−１０
のＱ出力は人アゲートＤ７−１６の一方の入力に印加さ
れている。The cycle counter ID7-9 has its CY output as D-type FFD7.
-10 is applied to the D input. D type FFD7-10
The Q output of is applied to one input of human agate D7-16.

周期カウンタＩ［Ｄ７−１１はそのＣＹ出力がノアゲー
トＤ７−１６の他方の入力及びＲ３ＦＦＤ７−６のＲ入
力にそれぞれ印加されている。The CY output of the period counter I[D7-11 is applied to the other input of the NOR gate D7-16 and the R input of R3FFD7-6, respectively.

ノアゲートＤ７−１６の出力はＲ３ＦＦＤ７−５のに入
力、検出カウンタＤ７−７のＲ入力及びＲ５ＦＦＤ７−
８の頁入力にそれぞれ印加されている。The output of NOR gate D7-16 is input to R3FFD7-5, the R input of detection counter D7-7 and R5FFD7-
It is applied to each of the 8 page inputs.

アンドゲートＤ７−１５の出力はリセット付り型ＦＦＤ
７−１７のＤ入力に供給されると共に、アンドゲートＤ
７−１８及びＤ７−１９の一方の入力に供給されている
。リセット付り型ＦＦＤ７−１７のＲ入力にはコントロ
ーラ及びタイミング発生器Ｄ８からのリセット信号ＲＴ
が印加され、そのＱ及びζ出力はアンドゲートＤ７−１
８及びＤ７−１９の他方の入力に供給される。The output of AND gate D7-15 is a reset type FFD
It is supplied to the D input of 7-17, and the AND gate D
7-18 and one input of D7-19. The reset signal RT from the controller and timing generator D8 is input to the R input of the reset type FFD7-17.
is applied, and its Q and ζ outputs are applied to AND gate D7-1
8 and the other input of D7-19.

アンドゲートＤ？−１８の出力には検出パルスＤＥＴが
、アンドゲートＤ７−１９の出力にはサンプルパルスＢ
Ｐがそれぞれ出力される。And gate D? -18 output is the detection pulse DET, and the output of the AND gate D7-19 is the sample pulse B.
P is output respectively.

以上の構成において、リセット付り型ＦＦＤ７−１７は
各期間の初めにリセット信号ＲＴによってリセットされ
、そのＱ及びζ出力がり、Ｈになっている。デジタル信
号の位相が反転すると、位相反転検出回路Ｄ７−１の出
力は１クロック期間Ｈになる。位相反転検出回路Ｄ７−
１の出力はＤ型ＦＦＤ７−２によりｌクロック遅延され
、オアゲートＤ７−１２を介して３２／８進カウンタＤ
７−３のＲ入力及びＲ３ＦＦＤ７−４のＲ入力に印加さ
れ、このことにより３２／８進カウンタＤ７−３は０に
リセットされ、Ｒ３ＦＦＤ７−４はＱ出力がＬにされる
。In the above configuration, the reset type FFD 7-17 is reset by the reset signal RT at the beginning of each period, and its Q and ζ outputs become H. When the phase of the digital signal is inverted, the output of the phase inversion detection circuit D7-1 becomes H for one clock period. Phase reversal detection circuit D7-
The output of 1 is delayed by l clock by D-type FFD7-2, and sent to 32/8-base counter D via OR gate D7-12.
This resets the 32/8-base counter D7-3 to 0 and sets the Q output of R3FFD7-4 to L.

３２／８進カウンタＤ７−３はＧＫ大入力入力されてい
る基本クロックｆイを３２個カウントすると、ＣＹ出力
がＨになり、これをＲ３ＦＦＤ７−４のＳ入力に印加す
るためＲ３ＦＦＤ７−ｊｌのＱ出力はＨになる。該Ｒ３
ＦＦＤ７−４のＱ出力が一方の入力に印加されているア
ンドゲートＤ７−１３は、他方の入力がＨになることに
よりその出力がＨになる。３２／８進カウンタＤ７−３
のＱ４出力はアンドゲートＤ７−１３の他方の入力に印
加されているので、Ｑ４出力がＨになったとき、すなわ
ち３２／８進カウンタＤ７−３のｃｙ比出力Ｈになった
後ＧＫ大入力クロックを８個カウント（位相反転から４
０カウント）すると、アントゲ−）Ｄ７−１３の出力が
Ｈとなり、これがオアゲートＤ？−１２を介して３２／
８進カウンタＤ７−３及びＲ３ＦＦ７−４のＲ入力に印
加されることにより、それぞれ初期状態にセットされる
。When the 32/octal counter D7-3 counts 32 basic clocks fi inputted to the GK large input, the CY output becomes H, and in order to apply this to the S input of R3FFD7-4, the Q of R3FFD7-jl is applied. The output becomes H. The R3
The output of AND gate D7-13, to which the Q output of FFD7-4 is applied to one input, becomes H when the other input becomes H. 32/octal counter D7-3
Since the Q4 output of is applied to the other input of the AND gate D7-13, when the Q4 output becomes H, that is, after the cy ratio output of the 32/8 counter D7-3 becomes H, the GK large input Count 8 clocks (4 from phase inversion)
0 count) Then, the output of Antogame) D7-13 becomes H, and this is the OR gate D? -12 via 32/
By being applied to the R inputs of the octal counters D7-3 and R3FF7-4, each is set to its initial state.

なお、位相反転後３２クロック以内に位相が反転すると
、３２／８進カウンタＤ７−３のｃｙ比出力Ｈとならず
に初期状態にリセットされ、Ｒ３ＦＦＤ７−４のＱ出力
はＬのままである。また、位相反転が３２／８進カウン
タＤ７−３のＣＹ出力がＨになった後、８クロンクカウ
ントする前に、ｔなｔ）ちＲ３ＦＦＤ７−４＋７）Ｑ出
力（７）ＨｖＩ間に位相反転が発生すると、アントゲ−
［）７−１４を介してＲ３ＦＦＤ７−５及びＤ７−６が
セットされそのＱ出力がＨになり、またこのとき３２／
８進カウンタＤ７−３及びＲ３ＦＦＤ７−４は初期状態
にリセットされる。Note that if the phase is inverted within 32 clocks after the phase inversion, the cy ratio output of the 32/8-base counter D7-3 does not become H, but is reset to the initial state, and the Q output of R3FFD7-4 remains L. Furthermore, after the CY output of the octal counter D7-3 becomes H and before counting 8 clocks, the phase reversal occurs between t) R3FFD7-4+7) Q output (7) HvI. When it occurs, the anime
[)7-14, R3FFD7-5 and D7-6 are set and their Q output becomes H, and at this time 32/
Octal counter D7-3 and R3FFD7-4 are reset to the initial state.

上記位相反転検出回路Ｄ７−１、Ｄ型ＦＦＤ７−２．３
２／８進カウンタＤ７−３、Ｒ３ＦＦＤ７−４、オアゲ
ートＤ７−１２、アンドゲートＤ７−１３及びＤ７−１
・４により一定のパルス幅、すなわち連続する周波数の
〃期間を検出する回路を構成している。The above phase reversal detection circuit D7-1, D-type FFD7-2.3
2/8 counter D7-3, R3FFD7-4, OR gate D7-12, AND gate D7-13 and D7-1
4 constitutes a circuit that detects a constant pulse width, that is, a period of continuous frequency.

パイロット信号ｆ、はｒＨ／７２であるので本来３６で
あるが、３２〜４０の規定のパルス幅を検出すると、Ｒ
３ＦＦＤ７−５及びＤ７−６のＱ出力はＨになり、カウ
ンタＤ７−７、Ｄ７−９及びＤ？−１１をカウント可能
な状態にする。Since the pilot signal f is rH/72, it is originally 36, but when a specified pulse width of 32 to 40 is detected, R
The Q outputs of 3FFD7-5 and D7-6 become H, and the counters D7-7, D7-9 and D? -11 to be able to count.

検出カウンタＤ７−７はそのＣＫ大入力アンドゲートＤ
？−１４の出力、すなわちＡ期間の検出毎に１クロック
期間Ｈになるパルスが印加され、カウント動作を行う。Detection counter D7-7 has its CK large input AND gate D
? -14 output, that is, a pulse that becomes H for one clock period is applied every time the A period is detected, and a counting operation is performed.

検出カウンタＤ７−７は規定値をカウントするとＣＹ出
力がＨになり、これをＲ３ＦＦＤ７−８のＳ入力に印加
してそのＱ出力をＨにする。Ｒ３ＦＦＤ７−８のＱ出力
はアンドゲートＤ７−１５の一方の入力に印加されてい
る。すなわち、検出カウンタＤ７−７が規定の数のｚ期
間の検出パルスを得ると、アンドゲートＤ７−１５の一
方の入力をＨにして待期する。When the detection counter D7-7 counts a specified value, the CY output becomes H, and this is applied to the S input of R3FFD7-8 to make its Q output H. The Q output of R3FFD7-8 is applied to one input of AND gate D7-15. That is, when the detection counter D7-7 obtains a predetermined number of detection pulses for the z period, one input of the AND gate D7-15 is set to H and waits.

他方、周期カウンタＩＤ７−９は一定時間間隔を管理す
るカウンタであり、Ｒ３ＦＦＤ７−５のＱ出力がＨにな
ってから１２６カウント後、すなわちＡ期間×３＋Ａ期
間だけカウント後、検出カウンタＤ７−７のＣＹ出力が
Ｈになると、Ｒ３ＦＦＤ７−８を介してアンドゲートＤ
？−１５の一方の入力がＨになるので、アンドゲートＤ
７−１５は周期カウンタＩＤ７−９のＣＹ出力がＨにな
ることにより、その出力が１クロック期間Ｈになる。On the other hand, the period counter ID7-9 is a counter that manages fixed time intervals, and after 126 counts after the Q output of R3FFD7-5 becomes H, that is, after counting for A period x 3 + A period, the detection counter D7-7 starts counting. When the CY output becomes H, the AND gate D is passed through R3FFD7-8.
? Since one input of -15 becomes H, the AND gate D
7-15, when the CY output of the period counter ID7-9 becomes H, its output becomes H for one clock period.

アンドゲートＤ７−１５の出力がＨになることにより、
アンドゲートＤ？−１９の出力もＨとなり、これがサン
プルパルスＢＰとして出力される。By the output of AND gate D7-15 becoming H,
And gate D? The output of -19 also becomes H, which is output as the sample pulse BP.

一方、リセット付り型ＦＦＤ７−１７のＤ入力がＨにな
ることにより、これが取り込まれ、そのＱ及びζ出力が
それぞれＨ，Ｌとなる。従って、以後は、アンドゲート
Ｄ７−１５の出力がＨとなると、これがアントゲ−１−
Ｄ？−１８に現われ、検出パルスＤＥＴとして出力され
る。リセット付り型ＦＦＤ７−１７のＱ及びζ出力は次
の期間の始めに再びリセット信号ＲＴが印加されるまで
その状態が変化しない。On the other hand, when the D input of the reset type FFD 7-17 becomes H, this is taken in, and its Q and ζ outputs become H and L, respectively. Therefore, from now on, when the output of AND gate D7-15 becomes H, this
D? -18 and is output as the detection pulse DET. The Q and ζ outputs of the reset type FFD 7-17 do not change their states until the reset signal RT is applied again at the beginning of the next period.

また、検出カウンタＤ７−７のＣＫ大入力規定数のカウ
ントパルスがない場合には、Ｒ３ＦＦＤ７−８はそのＱ
出力がＬのままであるので、アンドゲートＤ？−１５の
出力はＨになることはない。In addition, when there is no count pulse of the specified number of CK large input of detection counter D7-7, R3FFD7-8
Since the output remains L, the AND gate D? -15's output never becomes H.

なお、周期カウンタＩＤ７−９のＣＹ出力はＤ型ＦＦＤ
７−１０により１クロツク遅延された後、ノアゲートＤ
？−１６を介してＲ５ＦＦＤ７−５及びＤ７−８、並び
に検出カウンタＤ７−７を初期状態にする。In addition, the CY output of period counters ID7-9 is a D-type FFD.
After being delayed by 1 clock by 7-10, the NOR gate D
? -16, R5FFD7-5 and D7-8, and detection counter D7-7 are set to the initial state.

周期カウンタｌＩＤ７−１１は最初のＡ期間を検出後、
規定の周波数が記録されている時間幅を管理するカウン
タである０本例では、２ブロツク（７６μｓ）カウント
すると、ＣＹ出力がＨになり、Ｒ３ＦＦＤ７−５、Ｄ７
−８及びＤ７−６並びに検出カウンタＤ７−７を初期状
態にすると共に、周期カウンタＩＤ７−９及び周期カウ
ンタｌＩＤ７−１１も初期状態にリセットする。After the period counter ID7-11 detects the first period A,
In this example, when 2 blocks (76 μs) are counted, the CY output becomes H, and R3FFD7-5, D7
-8 and D7-6 and the detection counter D7-7 are set to the initial state, and the cycle counter ID7-9 and the cycle counter ID7-11 are also reset to the initial state.

第１１図（ａ）〜（幻は第１０図の回路中の各部の波形
を示すタイミングチャート図であり、対応する符号を回
路中に付しである。11(a) to (phantom) are timing charts showing waveforms of various parts in the circuit of FIG. 10, and corresponding symbols are attached to the circuits.

型ＦＦＤ７−１０により１クロツク遅延された後、ノア
ゲートＤ？−１６を介してＲ３ＦＦＤ７−５及びＤ７−
８、並びに検出カウンタＤ７−７を初期状態にする。After being delayed by one clock by type FFD7-10, the NOR gate D? -16 through R3FFD7-5 and D7-
8, and the detection counter D7-7 are set to the initial state.

周期カウンタｎＤ７−１１は最初の％期間を検出後、規
定の周波数が記録されている時間幅を管理するカウンタ
である０本例では、２ブロツク（７６μＳ）カウントす
ると、ＣＹ出力がＨになり、Ｒ３ＦＦＤ７−５、Ｄ７−
８及びＤ７−６並びに検出゛カウンタＤ７−７を初期状
態にすると共に、周期カウンタＩＤ？−９及び周期カウ
ンタＩｒＤ７−１１も初期状態にリセットする。The period counter nD7-11 is a counter that manages the time width in which a specified frequency is recorded after detecting the first % period. In this example, when 2 blocks (76 μS) are counted, the CY output becomes H. R3FFD7-5, D7-
8 and D7-6 and the detection counter D7-7 are set to the initial state, and the cycle counter ID? -9 and period counter IrD7-11 are also reset to the initial state.

第１１図（ａ）〜（ｇ）は第１θ図の回路中の各部の波
形を示すタイミングチャート図であり、対応する符号を
回路中に付しである。FIGS. 11(a) to 11(g) are timing charts showing waveforms at various parts in the circuit of FIG. 1θ, and corresponding symbols are given in the circuits.

〔効　果〕〔effect〕

以上説明したように本発明によれば、パイロット信号の
検出後、一定期間後にパイロット信号成分をサンプリン
グホールドするようにしているため、にせのシンク信号
による誤ったサンプリングが行われなくなり、間違った
トラックズレ量をキャプスタンサーボに供給してトラッ
キングを乱すことがなく、安定したトラッキング制御を
行えるようになっている。As explained above, according to the present invention, since the pilot signal component is sampled and held after a certain period of time after the pilot signal is detected, erroneous sampling due to a fake sync signal is prevented, and erroneous track deviation is prevented. This allows for stable tracking control without disturbing the tracking by supplying the amount to the capstan servo.

また、安定走行時と不安定走行時の感度を変化させるよ
うにしているため、安定走行時は確実かつ信頼性のある
トラッキング制御が行え、しがもノイズに対して簡単に
応答しないようになり、不安定走行時はより早いオント
ラックへの引き込みが行えるようになる。In addition, since the sensitivity is changed during stable driving and unstable driving, reliable and reliable tracking control can be performed during stable driving, and it does not easily respond to noise. , it will be possible to pull onto the track faster when driving in an unstable manner.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明による回転ヘッド式デジタルオーディオ
再生装置の一実施例の要部を示すブロック図、 第２図は各トラックとＡＴＦ位置との関係を示す波形図
、 第３図はトラックズレとヘッドの位置関係を示す説明図
、 第４図はトラックズレとパイロット信号出力レベルの関
係を示すグラフ、 第５図はトラックズレとシンク検出確率の関係を示すグ
ラフ、 第６図はオントラックと１３０”ズレのＲＦ信号レしル
番示す図、 第７図はトラックズレに対する波形の関係を示す波形図
、 第８図は第１図の各部の波形を示す波形図、第９図は第
８図の各期間のタイミングの詳細を示すタイミングチャ
ート図、 第１０図は第１図中の１３０ＫＨｚ検出回路の一例を示
すブロック図、 第１１図は第１０図中の各部の波形を示すタイミングチ
ャート図、 第１２図はＲ−ＤＡＴのトラックフォーマットとブロッ
クフォーマットを示す図、 第１３図はＲ−ＤＡＴのＡＴＦ　トラックフォーマット
を示す図、及び 第１４図は第１３図のトラックパターンによるトラッキ
ング制御の原理を説明するための図である。 Ａ７．Ａｌｌ・・・サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路、
Ａ９・・・差動増幅器、Ａ１４・・・コンパレータ、Ｓ
Ｗ、・・・切換スイッチ、Ｄ７・・・１３０ＫＨｚ検出
回路、ＤＩＯ・・・アップダウンカウンタ、Ｄｌｌ・・
・ＲＳフリップフロップ。 特許出願人　　パイオニア株式会社 第５図 第６図 ＤＥＴ　　　　　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ
　ｌ　ｌ　１ＯＰＳＰ１．ＳＦ３　　　　　　　−ｒＬ
第９図 第７図FIG. 1 is a block diagram showing the main parts of an embodiment of a rotary head type digital audio playback device according to the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram showing the relationship between each track and the ATF position, and FIG. 3 is a diagram showing the relationship between tracks and ATF positions. An explanatory diagram showing the positional relationship of the heads. Fig. 4 is a graph showing the relationship between track deviation and pilot signal output level. Fig. 5 is a graph showing the relationship between track deviation and sync detection probability. Fig. 6 is a graph showing the relationship between on-track and 130. 7 is a waveform diagram showing the relationship of waveforms to track deviation, Figure 8 is a waveform diagram showing the waveforms of each part of Figure 1, and Figure 9 is a waveform diagram showing the waveforms of each part in Figure 1. 10 is a block diagram showing an example of the 130KHz detection circuit in FIG. 1; FIG. 11 is a timing chart showing waveforms of each part in FIG. 10; Fig. 12 shows the track format and block format of R-DAT, Fig. 13 shows the ATF track format of R-DAT, and Fig. 14 explains the principle of tracking control using the track pattern of Fig. 13. It is a diagram for A7.All...sample hold (S/H) circuit,
A9... Differential amplifier, A14... Comparator, S
W...Choice switch, D7...130KHz detection circuit, DIO...up/down counter, Dll...
・RS flip-flop. Patent applicant: Pioneer Corporation Figure 5 Figure 6 DET l l l l l l l l l l
l l 1OPSP1. SF3-rL
Figure 9 Figure 7

Claims (1)

【特許請求の範囲】 複数の斜めのトラックの各々にデジタル信号とアジマス
効果の少ない周波数信号からなるトラッキング用パイロ
ット信号を含む複数の信号を各トラックの長手方向にお
いて記録領域を独立にして予め定められたフォーマット
で記録してなり、かつ連続する４つのトラックに記録さ
れる前記パイロット信号の記録パターンを互に位置を異
ならせて記録してなる記録媒体上の前記複数の信号を回
転ヘッドにより再生し、該回転ヘッドの幅を各トラック
の幅より広くし、各トラックの再生により回転ヘッドの
出力にオントラックのパイロット信号及び両隣接トラッ
クのパイロット信号のクロストークを得、該両隣接トラ
ックのパイロット信号のクロストークのレベル差により
キャプスタンサーボの制御を行い、回転ヘッドが各トラ
ック上を走査するようにしたものにおいて、 前記回転ヘッドの各々の出力信号中のパイロット信号の
立上りを検出するパイロット信号検出手段と、 該パイロット信号検出手段によるパイロット信号の検出
に応じて前記記録パターンに応じて予め定められた一定
時間後に一方の隣接トラックのパイロット信号のクロス
トークをサンプリングし保持する保持手段と、 前記サンプリング後更に一定時間後前記保持手段に保持
しているレベルと他方の隣接トラックのパイロット信号
のクロストークのレベルとによりトラックズレ量を表わ
す信号を形成してキャプスタンサーボの制御を行う手段
とを備え、 前記パイロット信号検出手段がオントラックのパイロッ
ト信号を検出するオントラックパイロット信号検出手段
を有し、該オントラックパイロット信号検出手段の検出
感度を起動時又は不安定走行時には高く、安定走行時に
は低くする、 ことを特徴とする回転ヘッド式デジタルオーディオ再生
装置。[Claims] A plurality of signals including a tracking pilot signal consisting of a digital signal and a frequency signal with little azimuthal effect are recorded in each of a plurality of diagonal tracks in a predetermined recording area independently in the longitudinal direction of each track. A rotary head reproduces the plurality of signals on a recording medium recorded in a format in which the pilot signals are recorded in four consecutive tracks at different positions. , the width of the rotating head is made wider than the width of each track, and by reproducing each track, a crosstalk between an on-track pilot signal and pilot signals of both adjacent tracks is obtained at the output of the rotating head, and the pilot signals of both adjacent tracks are obtained. In a device in which a capstan servo is controlled by a crosstalk level difference between the rotary heads and the rotary head scans each track, pilot signal detection detects the rising edge of the pilot signal in the output signal of each of the rotary heads. holding means for sampling and holding the crosstalk of the pilot signal of one adjacent track after a predetermined period of time according to the recording pattern in response to the detection of the pilot signal by the pilot signal detection means; and means for controlling the capstan servo by forming a signal representing the amount of track deviation based on the level held in the holding means and the crosstalk level of the pilot signal of the other adjacent track after a certain period of time. , the pilot signal detection means has an on-track pilot signal detection means for detecting an on-track pilot signal, and the detection sensitivity of the on-track pilot signal detection means is set high at startup or when running unstablely, and low when running stably. A rotating head type digital audio playback device characterized by: