JPS63212243A - Adaptive viterbi decoder - Google Patents
Adaptive viterbi decoderInfo
- Publication number
- JPS63212243A JPS63212243A JP4552087A JP4552087A JPS63212243A JP S63212243 A JPS63212243 A JP S63212243A JP 4552087 A JP4552087 A JP 4552087A JP 4552087 A JP4552087 A JP 4552087A JP S63212243 A JPS63212243 A JP S63212243A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- decoding
- decoder
- string
- viterbi decoder
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 title claims abstract description 17
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 23
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 21
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 claims description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 3
- 230000010485 coping Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000005314 correlation function Methods 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000004083 survival effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は符号量干渉の存在するディジタル符号の検出に
関するもので、特に高密度ディジタル磁気記録符号の復
号検出に適する適応ビタビ復号器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to the detection of digital codes in which code amount interference exists, and particularly to an adaptive Viterbi decoder suitable for decoding and detecting high-density digital magnetic recording codes.
従来の技術
従来の記録系あるいは伝送系では、伝送路で発生した符
号量干渉を取り除いてアイを開くために等化を必要とし
ていた。そして復号検出した値と等化フィルタ出力との
差をもとに、適応的に等化フィルタを最適になるよう制
御していた。従って復号検出器自体を記録系あるいは伝
送系の伝送特性に合わせて適応的に制御するような方式
は用いられなかった。このため以下では適応等化器を従
来例にとる。BACKGROUND OF THE INVENTION Conventional recording systems or transmission systems require equalization in order to remove code amount interference generated in the transmission path and open the eye. Based on the difference between the decoded detected value and the output of the equalization filter, the equalization filter is adaptively controlled to be optimal. Therefore, a method of adaptively controlling the decoding detector itself in accordance with the transmission characteristics of the recording system or the transmission system has not been used. Therefore, in the following, an adaptive equalizer will be taken as a conventional example.
適応等化器については例えばＬｕｃｋｙの論文（ＢＳＴ
Ｊ４５．２． Ｐ２Ｓ５ （Ｆｅｂ １９６６ ）に示
されている。第６図はこの適応等化器を示すブロック図
である。第５図で１はラッチ、２は係数乗算器、３は加
減算器、４は復号検出器、６は等化系数補正器である。Regarding adaptive equalizers, for example, Lucky's paper (BST
J45.2. P2S5 (Feb 1966). FIG. 6 is a block diagram showing this adaptive equalizer. In FIG. 5, 1 is a latch, 2 is a coefficient multiplier, 3 is an adder/subtractor, 4 is a decoding detector, and 6 is an equalization system corrector.
以上のように構成された適応等化器において、記録系あ
るいは伝送系を通過してきた波はサンプルされて入力さ
れる。ｋ番目の入力値をｘｋとする。ラッチ１、加減算
器２、乗算器３によってトランスパーサルフィルタ型の
等化器が構成されて伝送路入力値ｄｋと通常同じである
と見なせる。In the adaptive equalizer configured as described above, waves that have passed through the recording system or the transmission system are sampled and input. Let xk be the kth input value. The latch 1, the adder/subtractor 2, and the multiplier 3 constitute a transversal filter type equalizer, which can be considered to be normally the same as the transmission line input value dk.
等化係数補正器５では１等化誤差と６の相関を求める計
算をする。ｍ番目の乗算器２のν回目のタップ係数ＣＩ
ＩＩ（″）は次式で与えられる。The equalization coefficient corrector 5 calculates the correlation between the 1 equalization error and 6. ν-th tap coefficient CI of m-th multiplier 2
II(″) is given by the following formula.
ただしｅｋは等化誤差であり次式で与えられる。However, ek is an equalization error and is given by the following equation.
△
ｅｋ＝ｙｋ−１ｓｃ ＃ｙｋ −ａｋ ＜２）
ここでαはタップ修正係数であり、Ｘは平均化回数であ
る。△ek=yk-1sc #yk-ak<2)
Here, α is a tap correction coefficient, and X is the number of times of averaging.
（１）式のアルゴリズムに基いてタップ係数は逐次修正
されてゆく。そして符号量干渉が取り除かれるように１
等化器は適応的に制御される。The tap coefficients are successively modified based on the algorithm of equation (1). 1 so that the code amount interference is removed.
The equalizer is adaptively controlled.
発明が解決しようとする問題点
しかしながら上記のような構成では、符号量干渉が大き
い場合、高域劣化を補正するために等化器は強い高域強
調型となる。また磁気記録系では低域はカットされるが
、それを補正するようなフィルタの場合、低域も同様に
強調型となる。このことはノイズが強調されＳ／Ｎ比が
劣化することを意味する。また等化器のサンプルレート
は復号のビットレートよりも高く取らねばならず、乗算
器の存在を考えると高速のデータレートに対応しにくい
という問題があった。Problems to be Solved by the Invention However, in the above configuration, when the code amount interference is large, the equalizer becomes a strong high-frequency emphasizing type in order to correct high-frequency degradation. Furthermore, in a magnetic recording system, the low frequency range is cut, but if a filter is used to correct this, the low frequency range will also be emphasized. This means that noise is emphasized and the S/N ratio is degraded. Furthermore, the sampling rate of the equalizer must be higher than the decoding bit rate, and considering the presence of the multiplier, there is a problem that it is difficult to support high-speed data rates.
本発明はかかる点に鑑み、フィルタにおける高域強調や
低域強調をなくし、伝送路特性の補正を復号器で行うこ
とにより、Ｓ／Ｎ比が良く誤りの少ない復号を可能にし
、かつ伝送路特性の変化に対応できる適応的復号器を提
供するものである。In view of this, the present invention eliminates high-frequency emphasis and low-frequency emphasis in the filter and corrects the transmission path characteristics in the decoder, thereby enabling decoding with a good S/N ratio and fewer errors, and The present invention provides an adaptive decoder that can respond to changes in characteristics.
問題点を解決するための手段
本発明は復号入力振幅値列と復号出力値列の相互相関係
数より伝送路のインパルス応答値列を求め、このインパ
ルス応答値列をもとに入力値を最尤復号するとタビ復号
器を備えたことを特徴とする適応ビタピ復号器である。Means for Solving the Problems The present invention obtains an impulse response value sequence of a transmission line from the cross-correlation coefficient of a decoded input amplitude value sequence and a decoded output value sequence, and optimizes the input value based on this impulse response value sequence. The adaptive Vitapi decoder is characterized in that it includes a Tabi decoder.
作用
本発明は前記した構成により、相関器によりインパルス
応答を求める。これは伝送路の入力が無相関である時、
伝送路入力と伝送路出力との相互相関関数は伝送路のイ
ンパルス応答に等しいという原−理を用いている。ただ
し伝送路入力（記録符号）ｄｋの代わりに復号出力ｉを
用いる。Operation The present invention uses the above-described configuration to obtain an impulse response using a correlator. This means that when the input to the transmission line is uncorrelated,
The principle that the cross-correlation function between the transmission line input and the transmission line output is equal to the impulse response of the transmission line is used. However, the decoded output i is used instead of the transmission path input (recorded code) dk.
また復号器ではインパルス応答値列をもとに、入力値列
をインパルス応答値列の重ね合わせと見なして、最尤復
号する。従来のビタビ復号器は特定振幅に対応するのみ
であったが、インパルス応答値列の各位に対応できるビ
タビ復号器を考えることにより、適応的復号器が形成で
きる。このようにして従来の適応等化のような高域強調
や、・低域強調を防ぐことができ、８／Ｎ比が良く誤り
の少ない復号検出が可能となる。Furthermore, the decoder performs maximum likelihood decoding based on the impulse response value sequence, regarding the input value sequence as a superposition of the impulse response value sequences. Conventional Viterbi decoders can only handle specific amplitudes, but by considering a Viterbi decoder that can handle each position of the impulse response value sequence, an adaptive decoder can be formed. In this way, it is possible to prevent high-frequency emphasis and low-frequency emphasis as in conventional adaptive equalization, and it is possible to perform decoding detection with a good 8/N ratio and few errors.
実施例
第１図は本発明の実施例における適応ビタビ復号器のブ
ロック図を示すものである。第１図において１０はフィ
ルタ、１１はビタビ復号器、１２は遅延器、１３は相関
器である。Embodiment FIG. 1 shows a block diagram of an adaptive Viterbi decoder in an embodiment of the present invention. In FIG. 1, 10 is a filter, 11 is a Viterbi decoder, 12 is a delay device, and 13 is a correlator.
以上のように構成された本実施例の適応とタビ復号器に
ついて以下その動作を説明する。フィルタ１ｏでは従来
例と異なり、符号量干渉を取り除く必要はない。フィル
タ１ｏではインパルス応答が特定の長さに収筐るように
すれば良く、Ｓ／Ｎ比はほとんど劣化させない。従って
アイを開ける必要はない。遅延器１２ではビタビ復号器
１１の復号遅れ時間と同じだけ、入力サンプル値ｙｋを
遅延させる。ｙｋは復号データレートと同じクロックで
サンプルされている。またビタビ復号器１１の復号出力
ｄｋは、伝送路入力（記録符号）ｄｋ△
に等しいと見なす。ｄｋが２値打号で無相関であ△
る時、ｄｋ＝０の代わりに−１を用いてとすることがで
きる。この時相関器１３では次式により相互相関係数Ｃ
ｍを求める。The operation of the adaptation and Tavi decoder of this embodiment configured as described above will be explained below. In the filter 1o, unlike the conventional example, there is no need to remove code amount interference. In the filter 1o, the impulse response only has to be made to fit within a specific length, and the S/N ratio is hardly deteriorated. Therefore, there is no need to open the eye. The delay device 12 delays the input sample value yk by the same amount as the decoding delay time of the Viterbi decoder 11. yk is sampled at the same clock as the decoding data rate. Further, the decoded output dk of the Viterbi decoder 11 is assumed to be equal to the transmission path input (recorded code) dkΔ. When dk is a binary symbol and is uncorrelated △, -1 can be used instead of dk=0. At this time, in the correlator 13, the cross-correlation coefficient C
Find m.
ここでＸは平均化回数である。このときＣ！ＩＩは伝送
路のインパルス応答値列に等しい。ビタビ復号器１１で
はこのＯｍｋもとに、入力値ｙｃはインパルス応答の重
ね合わせと見なして最尤復号する。Here, X is the number of times of averaging. At this time C! II is equal to the impulse response value sequence of the transmission line. The Viterbi decoder 11 performs maximum likelihood decoding based on this Omk, regarding the input value yc as a superposition of impulse responses.
ビタビ復号器の内部については後述する。このような構
成をとることにより伝送路特性の変化によリインパルス
応答が変化しても適応的に追述して復号することが可能
となる。The inside of the Viterbi decoder will be described later. By adopting such a configuration, even if the reinpulse response changes due to a change in transmission path characteristics, it becomes possible to perform additional processing and decoding adaptively.
第２図は第１図における相関器１３の構成例を示すブロ
ック図である。第２図で２０はラッチ、△
２１は総和演算器である。前述したようにｄｋは１また
は−１のランダム系列であり、ラッチ２゜△
により遅延されてｄｋ−ｍとなる。総和演算器２１△
は（４）式の演算を行うものである。ｄｋ−ｍは１また
は−１なので総和演算器２１はＹｋの加算あるいは減算
を切り換えて加え合わせれば良い。演算結果としてＣｍ
が求まる。Ｃｍの値の安定化を図るために、Ｃｍの初期
値設定や範囲制限、ドロップアウト時の誤動作防止器等
を盛り込めば一層良い。FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of the correlator 13 in FIG. 1. In FIG. 2, 20 is a latch, and Δ21 is a summation calculator. As mentioned above, dk is a random sequence of 1 or -1, and is delayed by the latch 2°△ to become dk-m. The summation calculator 21Δ performs the calculation of equation (4). Since dk-m is 1 or -1, the summation calculator 21 only needs to add or subtract Yk. Cm as the calculation result
is found. In order to stabilize the value of Cm, it is better to include an initial value setting of Cm, a range limit, a malfunction prevention device at the time of dropout, etc.
第３図は第１図におけるビタビ復号器１１の構成例を示
すブロック図である。第３図において３０〜３３は加減
算器、３４〜３７は２乗演算器、３８゜３９．４４は加
減算器、４０と４１は値の大小を比較する比較器、４２
，４３，４８．４９はデータを選択するセレクタである
。４５．５０はデータを保持するラッチ、４６と４７は
ピタビ復号の生き残りパスを保持するレジスタ、６１〜
６４はそれぞれ総和演算器で、それぞれの出力は加減算
器３０〜３３の入力となっている。セレクタ４８゜４９
はそれぞれ比較器４０ ＋ ４１によって切り換わる
。６６は加減算器４４の出力によって切りかわるセレク
タである。FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the Viterbi decoder 11 in FIG. 1. In FIG. 3, 30 to 33 are adders and subtracters, 34 to 37 are square calculators, 38°39.44 are adders and subtracters, 40 and 41 are comparators for comparing the magnitude of values, and 42
, 43, 48, and 49 are selectors for selecting data. 45.50 is a latch that holds data, 46 and 47 are registers that hold the surviving path of pitabi decoding, 61-
64 are total summation units, and their outputs are input to the adders and subtracters 30 to 33. Selector 48°49
are switched by comparators 40 + 41, respectively. 66 is a selector that changes depending on the output of the adder/subtractor 44;
以上のように構成されたピタビ復号器における復号過程
を第４図のトレリス線図で示す。第４図は復号値（０，
１）の系列を示す図であり、右端が入力値に対応する仮
定復号値を示している。第４図において生き残りパスは
２本存在し、最終値が０か１かによってパス０とパス１
に区別される。The decoding process in the Piterbi decoder configured as described above is shown in the trellis diagram of FIG. Figure 4 shows the decoded values (0,
1) is a diagram illustrating the sequence 1), in which the right end indicates a hypothetical decoded value corresponding to the input value. In Figure 4, there are two surviving paths, path 0 and path 1 depending on whether the final value is 0 or 1.
It is differentiated into
図で破線は切りすてられたパスを意味する。それぞれの
生き残りパスと仮定人力復号値との組み合わせ系列は４
種類あり、各組み合わせ系列について確からしさく尤度
）の比較をするのがピタビ復号である。In the figure, the dashed line means a path that has been discarded. The combination series of each surviving path and assumed human decoded value is 4.
Piterbi decoding compares the probability (probability and likelihood) of each combination of sequences.
ｋ番目のサンプル入力値を７にとし、それに対応する仮
定復号値をｊとする。生き残りパスがパス０かパス１か
によって１は０または１とする。Let the k-th sample input value be 7 and the corresponding hypothetical decoded value be j. 1 is set to 0 or 1 depending on whether the surviving path is path 0 or path 1.
生き残りパスの系列をｂｉｎ（ｍ＝１〜ｎ）、符号量干
渉を示すインパルス応答値列をＣｍ（ｍ＝。The sequence of surviving paths is bin (m=1 to n), and the impulse response value sequence indicating code amount interference is Cm (m=).
〜ｎ）とする。このとき１．ｊの組み合わせ系列におけ
る仮定入力振幅値は次式で与えられる。~ n). At this time 1. The assumed input amplitude value in the combination series of j is given by the following equation.
ａｌｊ＝００１＋ΣＣｌ１ｌｂｉｌｌ （
ｓ）ｍ＝１
人力値７には仮定振幅値ＩＬｉｊを中心とするガウス分
布をとるとして、ＩＬｉｊの確からしさ１ｋ（ｉ、 ｊ
）を次式で定義する。alj=001+ΣCl1bill (
s) m=1 Assuming that the human power value 7 has a Gaussian distribution centered on the assumed amplitude value ILij, the probability of ILij is 1k(i, j
) is defined by the following formula.
ｇｋ（ｉ、ｊ ）＝（ｙｃ −ａｇ） （ｅ
）ｌｋ（ｉ、 ｊ ）の大きさが小さいほど確からしい
パスである。パス０に対応するメトリックをＩＩＩｋ（
２）、パス１に対応するメトリックをｍ ｋ（１）とし
て、各メ） ＩＪフック次式で計算される。gk(i,j)=(yc-ag)(e
)lk(i, j), the more likely the path is. Let the metric corresponding to path 0 be IIIk (
2), where the metric corresponding to path 1 is mk(1), each metric is calculated by the following formula:
１１ｋ（０）＝１１１ｎ （Ｉａｋ−１（０）＋（７ｋ
ＩＬ ｏｏ ）９ｍｋ −＋ （１）＋（ｙｃ
＆１ｏ） １
Ｉａｋ（１）＝１１１１１ （ｍｋ−１（ｄ ＋（７ｋ
ＩＬｏｌ）、１１１に−１（１）＋ （７ｋ Ｉ
Ｌ＋１） ） （力この式でｍｉｎは
より小さい値を選ぶという意味であり、より確からしい
パスを選択することを意味する。２つのメトリックの差
をΔにとすればΔに＝ ｍｋ（１） −ｍｋｐ）
＝ ｗｉｎ （（ｙｋ−Ｎｏ＋）２１Δに−＋＋（ｙｋ
−ＩＬ１＋）２）となる。以上の演算をくり返しながら
より確からしいパスを残してゆくのがビタピ復号である
。11k(0)=111n (Iak-1(0)+(7k
IL oo )9mk −+ (1)+(yc
&1o) 1 Iak(1)=11111 (mk-1(d+(7k
ILol), -1 (1) + (7k I
(L + 1) ) (Force In this formula, min means to choose the smaller value, meaning to choose the more probable path. If the difference between the two metrics is Δ, then Δ = mk (1) −mkp) = win ((yk−No+)21Δ−++(yk
-IL1+)2). Vitapi decoding is a process that repeats the above operations and leaves behind a more probable path.
第３図は以上の演算をブロック図にしたものであり、２
本の生き残りパスはレジスタ４６． ４７に保持されて
いる。演算器６１〜６４は（６）式を計算するためのも
ので、インパルス応答Ｃｏ〜Ｃｎは外部より与えられる
。演算入力はそれぞれ加減算器３０〜３３によって、入
力値７にとの差が求められ、２乗演算器３４〜３７を通
ることで（６）式が計算されたことになる。比較器４０
．４１と加減算器４４によって（８）式が求められ、出
力Δにはラッチ４６で保持されて次のデータ入力時に使
用される。比較器４０．４１の出力により、レジスタ４
６．４７はデータを互いに写しとるか否かを決める。こ
れによって生き残りパスの合流が決定される。ラッチ６
ｏはレジスタ４６の内容の一時保持用である。レジスタ
４６．４７はデータ入力のあるたびに右へシフトゆき、
左端にはそれぞれ０と１が入力され、右端からあふれ出
た復号値はセレクタ５６を通して出力される。通常はセ
レクタ５５はどちらを選んでも同じであるが、生き残り
パスが合流していない場合には、Δにの正負によって出
力を決定する。このようにして、インパ、ルス応答ＣＯ
〜Ｃｎｅもとにした最尤復号が可能となり、ＣＯ〜Ｃｎ
を伝送路特性の変化に応じて可変とすれば、適応的とタ
ビ復号器として用いることができる。Figure 3 is a block diagram of the above calculations, and 2
The survival path of the book is register 46. It is held at 47. Arithmetic units 61 to 64 are for calculating equation (6), and impulse responses Co to Cn are given from outside. The difference between the calculation inputs and the input value 7 is determined by the adders and subtracters 30 to 33, and the equation (6) is calculated by passing through the square calculators 34 to 37. Comparator 40
．． 41 and the adder/subtractor 44 to obtain equation (8), which is held in the output Δ by the latch 46 and used when inputting the next data. The output of comparator 40.41 causes register 4
6.47 determines whether or not to copy data to each other. This determines the merging of surviving paths. latch 6
o is for temporarily holding the contents of the register 46. Registers 46 and 47 shift to the right every time there is data input,
0 and 1 are respectively input to the left end, and the decoded values overflowing from the right end are outputted through the selector 56. Normally, the selector 55 is the same no matter which one is selected, but if the surviving paths have not merged, the output is determined by the sign of Δ. In this way, Impa, Luz response CO
Maximum likelihood decoding based on ~Cne becomes possible, and CO~Cn
If it is made variable according to changes in transmission path characteristics, it can be used as an adaptive Tavi decoder.
以上では復号値は０または１としたが、−１または１と
しても全く同様の構成でよい。このように与えられたイ
ンパルス応答値列に対応できるビタビ復号器を考え、相
関器を組み合わせることで適応的復号が可能となる。Although the decoded value is set to 0 or 1 in the above example, it may be set to -1 or 1 in a completely similar configuration. Adaptive decoding becomes possible by considering a Viterbi decoder that can handle the given impulse response value sequence and combining it with a correlator.
なお本実施例において、相互相関係数をそのままインパ
ルス応答として用いたが、インパルス応答値列の補正の
みにとどめるという用い方もある。In this embodiment, the cross-correlation coefficient is used as it is as an impulse response, but it may also be used to only correct the impulse response value sequence.
また初期状態や、ドロップ誤りの対応のため、基準イン
パルス応答値列を用意し、切り換えて用いてもよい。ビ
タビ復号についても生き残りパスは２本の場合について
説明したが、さらに状態数を増やしてもよい。さらに伝
送路入力（記録符号）を完全に無相関にするために、Ｍ
系列によってランダマイズした符号を用いてもよい。Further, in order to cope with the initial state or a drop error, a reference impulse response value sequence may be prepared and used by switching. Regarding Viterbi decoding, the case where there are two surviving paths has been described, but the number of states may be further increased. Furthermore, in order to make the transmission line input (recording code) completely uncorrelated, M
Codes randomized depending on the series may be used.
発明の詳細
な説明したように本発明によれば、記録系あるいは伝送
系の特性に適応的に追従できるビタビ復号器を得ること
ができ、符号量干渉が存在するままで復号できるため、
等化による高域強調や低域強調が不要となり、Ｓ ／
Ｎ比が良く誤シの少い復号が可能で、その実用的効果は
大きい。As described in detail, according to the present invention, it is possible to obtain a Viterbi decoder that can adaptively follow the characteristics of a recording system or a transmission system, and can perform decoding even in the presence of code amount interference.
There is no need for high-frequency emphasis or low-frequency emphasis due to equalization, and S/
It is possible to perform decoding with a good N ratio and few errors, and its practical effects are great.
第１図は本発明における実施例の適応ビタビ復号器のブ
ロック図、第２図は第１図における相関器の実施例を示
すブロック図、第３図は第１図におけるビタビ復号器の
実施例を示すブロック図。
第４図はビタビ復号のトレリス線図、第６図は従来の適
応等化器のブロック図である。
１・・・・・・ラッチ、２・・・・・・係数乗算器、３
・・・・・・加減算器、４・・・・・・復号検出器、５
・・・・・・等化係数補正器。
１０・・・・・・フィルタ、１１・・・・・・ビタビ復
号器、１２・・・・・・遅延器、１３・・・・・・相関
器、２０・・・・・・ラッチ、２１・・・・・・総和演
算器、３０〜３３・・・・・・加減算器。
３４〜３７・・・・・・２乗演算器、３８，３ｅ＋
４４・・・・・・加減算器、４０．４１・・・・・・比
較器、４２１４３゜４８．４９・・・・・・セレクタ、
４５ｓ ５０・・・・・・ラッチ、４６．４７・・・
・・・シフトレジスタ、６１〜６４・・・・・・総和演
算器、６６・・・・・・セレクタ。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
１２１
３４〜３７−２乗潰算；
、５１１〜Ｓ４−一−プ負１ン冥算曇
第３図
ｗ＆４図
第５図FIG. 1 is a block diagram of an adaptive Viterbi decoder according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the correlator in FIG. 1, and FIG. 3 is an embodiment of the Viterbi decoder in FIG. 1. Block diagram showing. FIG. 4 is a trellis diagram of Viterbi decoding, and FIG. 6 is a block diagram of a conventional adaptive equalizer. 1...Latch, 2...Coefficient multiplier, 3
...Addition/subtraction device, 4...Decoding detector, 5
...Equalization coefficient corrector. 10... Filter, 11... Viterbi decoder, 12... Delay device, 13... Correlator, 20... Latch, 21 ......Sum calculation unit, 30-33...Addition/subtraction unit. 34-37...Squaring calculator, 38, 3e+
44...Adder/subtractor, 40.41...Comparator, 42143°48.49...Selector,
45s 50...Latch, 46.47...
...Shift register, 61-64...Summing unit, 66...Selector. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person No. 1
121 34 ~ 37 - square calculation;
Claims (1)
係数を求めることにより記録系あるいは伝送系のインパ
ルス応答値列を生成する相関器と、前記入力振幅値を前
記インパルス応答値列をもとに最尤復号するビタビ復号
器を備えたことを特徴とする適応ビタビ復号器。a correlator that generates an impulse response value sequence for a recording system or a transmission system by determining a cross-correlation coefficient between an input amplitude value sequence of Viterbi decoding and a decoded output value sequence; An adaptive Viterbi decoder comprising a Viterbi decoder that performs maximum likelihood decoding.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4552087A JPS63212243A (en) | 1987-02-27 | 1987-02-27 | Adaptive viterbi decoder |
| US07/148,363 US4847871A (en) | 1987-01-28 | 1988-01-25 | Viterbi detector for digital signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4552087A JPS63212243A (en) | 1987-02-27 | 1987-02-27 | Adaptive viterbi decoder |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63212243A true JPS63212243A (en) | 1988-09-05 |
Family
ID=12721690
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4552087A Pending JPS63212243A (en) | 1987-01-28 | 1987-02-27 | Adaptive viterbi decoder |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63212243A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03195129A (en) * | 1989-12-22 | 1991-08-26 | Mitsubishi Electric Corp | Maximum likelihood series estimating device |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60200654A (en) * | 1984-03-26 | 1985-10-11 | Hitachi Ltd | Decoding circuit |
-
1987
- 1987-02-27 JP JP4552087A patent/JPS63212243A/en active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60200654A (en) * | 1984-03-26 | 1985-10-11 | Hitachi Ltd | Decoding circuit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03195129A (en) * | 1989-12-22 | 1991-08-26 | Mitsubishi Electric Corp | Maximum likelihood series estimating device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Qureshi et al. | Adaptive receiver for data transmission over time-dispersive channels | |
| US7155660B1 (en) | Detection in the presence of media noise | |
| CA1258296A (en) | Decision feedback equalizer with a pattern detector | |
| JP3638093B2 (en) | Optical disc decoding device | |
| JP4555403B2 (en) | Equalizer with State Reduction Sequence Estimation Method for Digital Transmission Equipment Receiver | |
| AU1115099A (en) | Method for joint equalization and detection of multiple user signals | |
| EP1217798B1 (en) | Adaptive equalization method and adaptive equalizer | |
| US20080253438A1 (en) | Near-Minimum Bit-Error Rate Equalizer Adaptation | |
| CN101106386A (en) | Time domain self-adapted balancer | |
| CA2048210C (en) | Blind type sequence estimator for use in communications system | |
| KR101208079B1 (en) | Equalizing apparatus and method for compensating of dostortion, Data receiving apparatus | |
| US5467370A (en) | Method and apparatus for an adaptive three tap transversal equalizer for partial-response signaling | |
| JP7200363B2 (en) | Efficient Implementation of Post-Noise Whitening Compensation for Narrowband Filtered Signals | |
| JPS63212243A (en) | Adaptive viterbi decoder | |
| EP2017965A1 (en) | Sliding map detector for partial response channels | |
| EP2026471A2 (en) | Windowed level detector for partial response channels | |
| JPH10173573A (en) | Adaptive equalizer | |
| JPH057128A (en) | Equalizer | |
| US6904088B1 (en) | Efficient equalization for detection of symbols in digital burst transmissions | |
| JP2002252575A (en) | Adaptive equalization method and adaptive equalizer | |
| JP2008521308A (en) | Interference suppression in wireless receivers | |
| JPS63303545A (en) | Automatic detector | |
| JPS63185228A (en) | Viterbi decoder | |
| US7535955B1 (en) | Methods, algorithms, software, architectures, systems and circuitry for adaptive filtering and/or minimizing a sequence detector error rate | |
| JPH1051364A (en) | Viterbi equalizer |