JPS6320939A - 量子化帰還形積分検出回路 - Google Patents
量子化帰還形積分検出回路Info
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- JPS6320939A JPS6320939A JP16581886A JP16581886A JPS6320939A JP S6320939 A JPS6320939 A JP S6320939A JP 16581886 A JP16581886 A JP 16581886A JP 16581886 A JP16581886 A JP 16581886A JP S6320939 A JPS6320939 A JP S6320939A
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Landscapes
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はデジタル信号の伝送・記録再生における受信信
号の識別を行う量子化帰還形積分検出回路に関するもの
である。
号の識別を行う量子化帰還形積分検出回路に関するもの
である。
従来の技術
磁気記録における電磁変換系は一般に低域遮断特性を示
す、又伝送回線においても中継器への電源供給などのた
めに低域を遮断する必要が生じる場合がある。このよう
な低域遮断特性を有する系を通過させることにより低域
遮断による符号量干渉が生じることはよく知られるとお
りであり、その改善方法の一つとして第6図に示す如き
量子化帰還の方法がある。
す、又伝送回線においても中継器への電源供給などのた
めに低域を遮断する必要が生じる場合がある。このよう
な低域遮断特性を有する系を通過させることにより低域
遮断による符号量干渉が生じることはよく知られるとお
りであり、その改善方法の一つとして第6図に示す如き
量子化帰還の方法がある。
電磁変換系又は伝送回線の特性や高域の等化器等を含め
た低域遮断特性を第6図のバイパスフィルター1で現わ
すと、この伝達特性は一次のバイパスフィルターで近似
され、伝達関数は次の如く現わされる。
た低域遮断特性を第6図のバイパスフィルター1で現わ
すと、この伝達特性は一次のバイパスフィルターで近似
され、伝達関数は次の如く現わされる。
Gh(s)= ST/(1+ST ) ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・0)一方帰還フイルター2
の伝達関数は次の如くである0 Gl(s)= 1 /(1+ST ) ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・(2)従って識別器4の識
別再生信号に誤りが無ければ、加算器3の出力は完全に
低域成分の再生された信号となる。
・・・・・・・・・・・・・0)一方帰還フイルター2
の伝達関数は次の如くである0 Gl(s)= 1 /(1+ST ) ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・(2)従って識別器4の識
別再生信号に誤りが無ければ、加算器3の出力は完全に
低域成分の再生された信号となる。
発明が解決しようとする問題点
よく知られているように量子化帰還による直流再生の最
大の欠点として誤り伝搬の発生の問題がある。
大の欠点として誤り伝搬の発生の問題がある。
以下誤り伝搬の問題について第7図の波形図を参考にし
ながら述べる。波形Aの実線の如き信号が電磁変換系や
受信側の低域遮断特性により、加算器2の入力では波形
Bの実線の如く低域の遮断されたものとなる。そしてド
ロップアウトやノイズ等により波形BのTmの期間破線
の如き信号が受信された場合、a点における符号反転は
当然検出不能となり識別器4の出力信号は誤ったものと
なる0式(1)の如きローパスフィルターを介して誤り
が帰還されることにより、加算器3の出力における誤差
電圧Veは波形Cの如くとなる。このように正常時の信
号振幅を1とするとTnの期間に誤差電圧Veは Ve=1−e−t/T ・・・・・・・・・・・・
・・・・・考)で増加する。なおtはa時点からの経過
時間であり、Tはローパスフィルター11の時定数であ
る。
ながら述べる。波形Aの実線の如き信号が電磁変換系や
受信側の低域遮断特性により、加算器2の入力では波形
Bの実線の如く低域の遮断されたものとなる。そしてド
ロップアウトやノイズ等により波形BのTmの期間破線
の如き信号が受信された場合、a点における符号反転は
当然検出不能となり識別器4の出力信号は誤ったものと
なる0式(1)の如きローパスフィルターを介して誤り
が帰還されることにより、加算器3の出力における誤差
電圧Veは波形Cの如くとなる。このように正常時の信
号振幅を1とするとTnの期間に誤差電圧Veは Ve=1−e−t/T ・・・・・・・・・・・・
・・・・・考)で増加する。なおtはa時点からの経過
時間であり、Tはローパスフィルター11の時定数であ
る。
従ってb点においてドロップアウト又はノイズによる入
力信号への影響が無くなっても識別器4の入力には誤差
電圧Veは ye= 1−e−Tm/T ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・(4)であり、識別器4の出力信号は
誤ったままとなる。
力信号への影響が無くなっても識別器4の入力には誤差
電圧Veは ye= 1−e−Tm/T ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・(4)であり、識別器4の出力信号は
誤ったままとなる。
そしてさらに誤りの帰還により識別器4の入力での誤差
は増加し、次の符号反転時点Cまで誤りは伝搬される。
は増加し、次の符号反転時点Cまで誤りは伝搬される。
次にC時点以降波形Aの実線の如く原信号の符号反転が
しばらく無い場合には識別器4の入力における誤差電圧
Veは、C時点からの経過時間をt′とすると、 Ve = (1−e−T0/T) ・e −t7”−・
・−(5)で現せ、波形Cの如く減少する。ところが波
形Aの一点鎖線の如く時点Cの近くに次の符号反転が有
る場合、式(句から明らかなように誤差電圧Veが大き
く残っており、識別器4の入力波形は波形りの一点鎖線
の如くとなり識別誤りが発生する。
しばらく無い場合には識別器4の入力における誤差電圧
Veは、C時点からの経過時間をt′とすると、 Ve = (1−e−T0/T) ・e −t7”−・
・−(5)で現せ、波形Cの如く減少する。ところが波
形Aの一点鎖線の如く時点Cの近くに次の符号反転が有
る場合、式(句から明らかなように誤差電圧Veが大き
く残っており、識別器4の入力波形は波形りの一点鎖線
の如くとなり識別誤りが発生する。
以上の如く量子化帰還による直流再生をする方法では、
一つの符号反転の識別ができなかったときに次の符号反
転時点まで識別誤りが連続するのみならず、識別誤りの
期間が比較的長い場合には誤りの帰還により次の符号反
転時点以後での識別誤りをも招く確率が高いという問題
があった。
一つの符号反転の識別ができなかったときに次の符号反
転時点まで識別誤りが連続するのみならず、識別誤りの
期間が比較的長い場合には誤りの帰還により次の符号反
転時点以後での識別誤りをも招く確率が高いという問題
があった。
そこで本発明は識別誤りが次の符号反転以後に伝搬する
のを抑圧し、識別誤りの発生を低減した量子化帰還形積
分検出回路を提供するものである。
のを抑圧し、識別誤りの発生を低減した量子化帰還形積
分検出回路を提供するものである。
問題点を解決するだめの手段
本発明は、受信信号の高域成分と識別後の再生信号の低
域成分とを加算する加算手段と、誤り伝搬を検出するた
めの誤り伝搬検出手段と、誤り伝搬検出手段により誤り
伝搬が検出されたときに識別手段の入力信号を1又は零
に相当する正規の電圧に尖頭値クランプするクランプ手
段と、クランプ手段出力信号を基準電圧と比較して1・
零を識別する識別手段とを備え、クランプ手段の放電時
定数を加算手段の再生信号入力に対する一次の口一パス
フィルターの時定数と等しくした構成にしたものである
。
域成分とを加算する加算手段と、誤り伝搬を検出するた
めの誤り伝搬検出手段と、誤り伝搬検出手段により誤り
伝搬が検出されたときに識別手段の入力信号を1又は零
に相当する正規の電圧に尖頭値クランプするクランプ手
段と、クランプ手段出力信号を基準電圧と比較して1・
零を識別する識別手段とを備え、クランプ手段の放電時
定数を加算手段の再生信号入力に対する一次の口一パス
フィルターの時定数と等しくした構成にしたものである
。
作 用
以上の構成により本発明においては、誤りが発生した直
後の符号反転時点で識別手段入力信号が正規の電圧にク
ランプされ、それまでの識別誤りの再生信号の帰還によ
る誤差電圧が打ち消されることにより、誤りの伝搬が断
ち切られる。以下この作用についてより詳細に述べる◇ 誤りが発生してから次の符号反転まで識別誤りが生じて
いるものとし、その期間をTeとし、加算手段出力の1
又は零に相当する正規の電圧を±Eとし、加算手段の再
生信号入力に対する一次のローパスフィルターの時定数
をTとすると、識別誤りが発生した次の符号反転直後の
加算手段出力信号電圧Vaは次の如くである。
後の符号反転時点で識別手段入力信号が正規の電圧にク
ランプされ、それまでの識別誤りの再生信号の帰還によ
る誤差電圧が打ち消されることにより、誤りの伝搬が断
ち切られる。以下この作用についてより詳細に述べる◇ 誤りが発生してから次の符号反転まで識別誤りが生じて
いるものとし、その期間をTeとし、加算手段出力の1
又は零に相当する正規の電圧を±Eとし、加算手段の再
生信号入力に対する一次のローパスフィルターの時定数
をTとすると、識別誤りが発生した次の符号反転直後の
加算手段出力信号電圧Vaは次の如くである。
Va =±(E +2E (1−e−TV/T) )−
・−−・−−−(6)次に誤り伝搬検出手段により誤り
伝搬が検出されるとクランプ手段により、加算手段出力
信号が正規の1又零相当の電圧レベル±Eにクランプさ
れる。ツまりクラy7”K!り式(6)ノ±2E (1
=e−”/T)だけ電圧シフトしたことになる。そして
このクランプ手段の時定数は加算手段の再生入力信号に
対する一次のローパスフィルターと同一時定数Tであり
、クランプ時点からの放電時間をt′とするとその放電
はet ’/T のカーブとなり式(5)に示す如き
加算手段出力信号の誤り伝搬による誤差電圧の減少カー
ブと一致する。従ってクランプ手段によってクランプが
行なわれると、その以前の識別誤りの帰還による誤差は
全て打ち消されることになる。なお以上の説明において
受信信号に含まれるノイズを無視して説明したが、受信
信号にノイズが含まれても基本的な作用には何んら変化
はない。
・−−・−−−(6)次に誤り伝搬検出手段により誤り
伝搬が検出されるとクランプ手段により、加算手段出力
信号が正規の1又零相当の電圧レベル±Eにクランプさ
れる。ツまりクラy7”K!り式(6)ノ±2E (1
=e−”/T)だけ電圧シフトしたことになる。そして
このクランプ手段の時定数は加算手段の再生入力信号に
対する一次のローパスフィルターと同一時定数Tであり
、クランプ時点からの放電時間をt′とするとその放電
はet ’/T のカーブとなり式(5)に示す如き
加算手段出力信号の誤り伝搬による誤差電圧の減少カー
ブと一致する。従ってクランプ手段によってクランプが
行なわれると、その以前の識別誤りの帰還による誤差は
全て打ち消されることになる。なお以上の説明において
受信信号に含まれるノイズを無視して説明したが、受信
信号にノイズが含まれても基本的な作用には何んら変化
はない。
ただノイズ成分によるクランプ手段での誤差が発生する
ので、ノイズの量によって誤り伝搬検出手段の感度の設
定は変えた方がよい。
ので、ノイズの量によって誤り伝搬検出手段の感度の設
定は変えた方がよい。
実施例
以下本発明の第1の実施例について第1図とともに説明
するが、本発明にあまり影響しない伝送路による高域の
劣化については以後無視して説明する。本実施例は、受
信信号の高域成分と識別後の再生信号の低域成分とを加
算するi日算器1oと、誤りの伝搬を検出するだめの誤
り伝搬検出器13と、誤り伝搬検出器13によりiり伝
搬が検出されたとき識別器12の入力信号を1又は零に
相当する正規の電圧に尖頭値クランプするクラスプ器1
1と、クランプ器11出力信号を基準電圧と比較して1
・零を識別する識別器12とを備え、クランプ器11の
放電時定数(抵抗R2とコンデンサー02の積)を加算
手段の再生信号入力に対すルー次のローパスフィルター
〇時定i(W抗R1とコンデンサー01の積)と等しく
し、加算器1゜出力信号が正側又は負側の一定電圧を超
えたときにそれぞれ正側又は負側の誤り伝搬として検出
する2ケの電圧比較器CP2・CF2で誤り伝搬検出器
13を構成した量子化帰還形積分検出回路である。なお
、BFOはバッファーアンプ、MM 1・MM2は単安
定マルチバイブレータ−である0以上の如き第1図に示
す構成の本実施例の動作について第2図の各部波形を参
考にしながら述べる。
するが、本発明にあまり影響しない伝送路による高域の
劣化については以後無視して説明する。本実施例は、受
信信号の高域成分と識別後の再生信号の低域成分とを加
算するi日算器1oと、誤りの伝搬を検出するだめの誤
り伝搬検出器13と、誤り伝搬検出器13によりiり伝
搬が検出されたとき識別器12の入力信号を1又は零に
相当する正規の電圧に尖頭値クランプするクラスプ器1
1と、クランプ器11出力信号を基準電圧と比較して1
・零を識別する識別器12とを備え、クランプ器11の
放電時定数(抵抗R2とコンデンサー02の積)を加算
手段の再生信号入力に対すルー次のローパスフィルター
〇時定i(W抗R1とコンデンサー01の積)と等しく
し、加算器1゜出力信号が正側又は負側の一定電圧を超
えたときにそれぞれ正側又は負側の誤り伝搬として検出
する2ケの電圧比較器CP2・CF2で誤り伝搬検出器
13を構成した量子化帰還形積分検出回路である。なお
、BFOはバッファーアンプ、MM 1・MM2は単安
定マルチバイブレータ−である0以上の如き第1図に示
す構成の本実施例の動作について第2図の各部波形を参
考にしながら述べる。
加算器1oは図示の如く構成されており、受信信号入力
端より出力端への伝達関数Gh(s)は先述の式(1)
の如くであり、識別後の再生信号入力端から出力端への
伝達関数Gl(S)は同様に式(2)の如くであシ、同
2式のTは抵抗R1とコンデンサーC1との積である。
端より出力端への伝達関数Gh(s)は先述の式(1)
の如くであり、識別後の再生信号入力端から出力端への
伝達関数Gl(S)は同様に式(2)の如くであシ、同
2式のTは抵抗R1とコンデンサーC1との積である。
このように加算器1oは、量子化帰還フィルターである
再生信号入力に対する一次のローパスフィルターと、プ
リフィルターであるバイパスフィルターとを複合的に構
成したものである。従って波形Eの如き原信号を伝送し
たときにTnの期間ドロップアウト又はノイズで本来波
形Fの破線の如き受信信号の高域成分が得られず実線の
如くであった場合、先述の第7図波形りと同様波形Gの
如くとなる。なお同図a −dは時点を示し、Teは誤
りの発生時点aから次の符号反転時点までの期間である
。
再生信号入力に対する一次のローパスフィルターと、プ
リフィルターであるバイパスフィルターとを複合的に構
成したものである。従って波形Eの如き原信号を伝送し
たときにTnの期間ドロップアウト又はノイズで本来波
形Fの破線の如き受信信号の高域成分が得られず実線の
如くであった場合、先述の第7図波形りと同様波形Gの
如くとなる。なお同図a −dは時点を示し、Teは誤
りの発生時点aから次の符号反転時点までの期間である
。
次に誤り伝搬検出器13は図示の如く構成されており、
二つの電圧比較器CP2・CF2の基準電圧vh、vz
は波形Gの如く、1又は零に相当する正規の電圧量Eの
おおよそ2倍にしている。従・って加算器1oの出力信
号が正側又は負側の1定電圧VhsVeを超えたときに
それぞれ正側又は負側の誤り伝搬として検出され、単安
定マルチバイブレータ−MMl・MM2で一定パルス幅
の検出信号を出力する。なお単安定マルチバイブレーク
−MM 1−MM2は尖頭値クランプを動作させる期間
を制限し、ノイズによる影響を少なくするためのもので
ある0又マルチバイブレータ−MMl・MM2の検出信
号の出力電圧レベルはそれぞれ誤り伝搬を検出したとき
波形Gの−E・+Eとし誤り伝搬の検出されないとき波
形Gの+E・−Eとしている。
二つの電圧比較器CP2・CF2の基準電圧vh、vz
は波形Gの如く、1又は零に相当する正規の電圧量Eの
おおよそ2倍にしている。従・って加算器1oの出力信
号が正側又は負側の1定電圧VhsVeを超えたときに
それぞれ正側又は負側の誤り伝搬として検出され、単安
定マルチバイブレータ−MMl・MM2で一定パルス幅
の検出信号を出力する。なお単安定マルチバイブレーク
−MM 1−MM2は尖頭値クランプを動作させる期間
を制限し、ノイズによる影響を少なくするためのもので
ある0又マルチバイブレータ−MMl・MM2の検出信
号の出力電圧レベルはそれぞれ誤り伝搬を検出したとき
波形Gの−E・+Eとし誤り伝搬の検出されないとき波
形Gの+E・−Eとしている。
次にクランプ器11においてダイオードD1・D2の順
方向電圧は波形Gの1±E1の2倍としており、誤り伝
搬が誤り伝搬検出器で検出されたときに、クランプ器1
1の出力信号は波形Gの±Eの電圧・つま沙1又は零に
相当する正規の電圧にクランプされ、波形Iの如き波形
となる。なおこのときコンデンサー02の両端の電圧波
形は波形Hの如くであり、先の作用の説明で述べたよう
にこのコンデンサーC2に充電された電圧によって識別
誤りの再生信号の帰還による誤差を打ち消している。
方向電圧は波形Gの1±E1の2倍としており、誤り伝
搬が誤り伝搬検出器で検出されたときに、クランプ器1
1の出力信号は波形Gの±Eの電圧・つま沙1又は零に
相当する正規の電圧にクランプされ、波形Iの如き波形
となる。なおこのときコンデンサー02の両端の電圧波
形は波形Hの如くであり、先の作用の説明で述べたよう
にこのコンデンサーC2に充電された電圧によって識別
誤りの再生信号の帰還による誤差を打ち消している。
従って第2図の各波形に一点鎖線で示す如く、比較的長
い識別誤の次の符号反転の直後にさらに符号反転のある
ような、従来の方法では識別不可能な場合も、波形工の
如き信号が識別器12に入力され良好に識別される。な
お識別器12のコンデンサーCoと可変抵抗vR1とは
識別器12の基準電圧(波形IのVr)作成用である0
又電圧比較器の出力レベルは、量子化帰還の条件を満す
ために正常時の1又は零相当の電圧(波形Gの±E)と
している。
い識別誤の次の符号反転の直後にさらに符号反転のある
ような、従来の方法では識別不可能な場合も、波形工の
如き信号が識別器12に入力され良好に識別される。な
お識別器12のコンデンサーCoと可変抵抗vR1とは
識別器12の基準電圧(波形IのVr)作成用である0
又電圧比較器の出力レベルは、量子化帰還の条件を満す
ために正常時の1又は零相当の電圧(波形Gの±E)と
している。
以上の如く本実施例によれば簡単な構成の誤り伝搬検出
器で誤り伝搬の発生を検出し、識別誤りの再生信号の帰
還による誤差量を打ち消すことが可能となり、量子化帰
還形積分検出回路における誤り伝搬を軽減することがで
きる。
器で誤り伝搬の発生を検出し、識別誤りの再生信号の帰
還による誤差量を打ち消すことが可能となり、量子化帰
還形積分検出回路における誤り伝搬を軽減することがで
きる。
なお本実施例において、従来の量子化帰還における低域
遮断のだめのプリフィルターと帰還フィルターである一
次のローパスフィルターと加算器を複合的に構成し、単
に加算器と称したが、それらをそれぞれ独立にしても何
ら問題はない。さらにVTRの如く必然的に通過する系
に低域遮断がある場合にはそれをそのままプリフィルタ
ーと見なしても本実施例の応用には何ら問題ない。又逆
に本実施例のバッファーアンプBFO・抵抗R2・コン
デンサー02を取り除き、本実施例の加算器とクランプ
器とをより複合的に構成することも可能である。
遮断のだめのプリフィルターと帰還フィルターである一
次のローパスフィルターと加算器を複合的に構成し、単
に加算器と称したが、それらをそれぞれ独立にしても何
ら問題はない。さらにVTRの如く必然的に通過する系
に低域遮断がある場合にはそれをそのままプリフィルタ
ーと見なしても本実施例の応用には何ら問題ない。又逆
に本実施例のバッファーアンプBFO・抵抗R2・コン
デンサー02を取り除き、本実施例の加算器とクランプ
器とをより複合的に構成することも可能である。
以下第2の実施例を第3図とともに述べる。本実施例は
第3図に示す如く、受信信号の高域成分と識別後の再生
信号の低域成分とを加算する第2の加算器14を新たに
備え、前記第2の加算器14のクロスオーバー周波数を
第1の加算器10のクロスオーバー周波数より高く設定
するとともに、前記第2の加算器14出力信号を誤り伝
搬検出器13の入力信号とし、その他は第1の実施例と
同一の構成としたものである。なお第2の加算器14は
図示の如く、抵抗R3とコンデンサーC3とで構成して
いる。
第3図に示す如く、受信信号の高域成分と識別後の再生
信号の低域成分とを加算する第2の加算器14を新たに
備え、前記第2の加算器14のクロスオーバー周波数を
第1の加算器10のクロスオーバー周波数より高く設定
するとともに、前記第2の加算器14出力信号を誤り伝
搬検出器13の入力信号とし、その他は第1の実施例と
同一の構成としたものである。なお第2の加算器14は
図示の如く、抵抗R3とコンデンサーC3とで構成して
いる。
以下本実施例の作用について述べる。第1の加算器10
のクロスオーバー周波数を1/T1とし、第2の加算器
14のクロスオーバー周波数を1/T2とすると、識別
誤りが発生しその誤りが次の符号反転まで伝搬した時の
それぞれの加算器10.11の出力信号電圧は式(6)
の時定数TをそれぞれT1゜T2と置き換えたものとな
る。又先述の如<1/T2は1/T1より太きい。従っ
て式(6)より明らかなように短い期間の誤り伝搬であ
っても加算器14の出力には識別誤りの帰還による誤差
電圧が大きく含まれる。つまり短期間の誤り伝搬も検出
可能となる。従って、識別器12の入力における、識別
誤りの発生以後の初めの符号反転以後での、識別誤りの
再生信号の帰還による誤差電圧は非常に小さくなる。
のクロスオーバー周波数を1/T1とし、第2の加算器
14のクロスオーバー周波数を1/T2とすると、識別
誤りが発生しその誤りが次の符号反転まで伝搬した時の
それぞれの加算器10.11の出力信号電圧は式(6)
の時定数TをそれぞれT1゜T2と置き換えたものとな
る。又先述の如<1/T2は1/T1より太きい。従っ
て式(6)より明らかなように短い期間の誤り伝搬であ
っても加算器14の出力には識別誤りの帰還による誤差
電圧が大きく含まれる。つまり短期間の誤り伝搬も検出
可能となる。従って、識別器12の入力における、識別
誤りの発生以後の初めの符号反転以後での、識別誤りの
再生信号の帰還による誤差電圧は非常に小さくなる。
以上の如く本実施例によれば、受信信号の識別を行なう
系のクロスオーバー周波数を変更することなく簡単な回
路の追加で誤り伝搬の検出感度を上げることが可能とな
り、結果として、次の符号反転を超えて誤りが伝搬する
確率が非常に小さくなるという効果がある。
系のクロスオーバー周波数を変更することなく簡単な回
路の追加で誤り伝搬の検出感度を上げることが可能とな
り、結果として、次の符号反転を超えて誤りが伝搬する
確率が非常に小さくなるという効果がある。
以下本発明の第3の実施例について述べる。本実施例は
、第4図に示す如く、第2の加算器14出力信号電圧と
識別器12の出力信号電圧との少なくとも一方に係数を
かける係数器である分圧器15と、第2の加算器14出
力信号電圧と識別器12の出力信号電圧とを少なくとも
いずれか一方に前記係数器で係数をかけた後に電圧比較
する電圧比較器である電圧比較器CP4と、前記電圧比
較器出力信号を識別器12出力信号でゲートするゲート
G1・G2とにより誤り伝搬検出器13を構成し、他は
第2の実施例と同一の構成としたものである。なお分圧
器15は単に第2の加算器14の出力信号電圧を抵抗R
4・R6で半分に分圧しているものであシ、BFl・B
F2はバッフ1−アンプであり、可変抵抗VR2・コン
デンサー04は単に分圧のための基準電圧を作るためで
あるO 以下本発明の作用について述べるが、誤り伝搬検出器1
3以外は、第2の実施例と同一の動作であり、以下誤り
伝搬検出器13について、波形図第5図とともに述べる
。なお第6図a−Cは時点を示してよ久、To−Tnは
期間を示し、±Eは電圧レベルを示している。波形Iの
如き原信号を伝送又は記録再生したときに、加算器14
の出力信号中の受信信号成分が、波形にの如(Tnの期
間ドロップアウト又はノイズに本来破線の如くであるべ
きところが実線の如くであった場合、先述の如くa時点
での符号反転は識別できずTeの期間識別誤りとなる。
、第4図に示す如く、第2の加算器14出力信号電圧と
識別器12の出力信号電圧との少なくとも一方に係数を
かける係数器である分圧器15と、第2の加算器14出
力信号電圧と識別器12の出力信号電圧とを少なくとも
いずれか一方に前記係数器で係数をかけた後に電圧比較
する電圧比較器である電圧比較器CP4と、前記電圧比
較器出力信号を識別器12出力信号でゲートするゲート
G1・G2とにより誤り伝搬検出器13を構成し、他は
第2の実施例と同一の構成としたものである。なお分圧
器15は単に第2の加算器14の出力信号電圧を抵抗R
4・R6で半分に分圧しているものであシ、BFl・B
F2はバッフ1−アンプであり、可変抵抗VR2・コン
デンサー04は単に分圧のための基準電圧を作るためで
あるO 以下本発明の作用について述べるが、誤り伝搬検出器1
3以外は、第2の実施例と同一の動作であり、以下誤り
伝搬検出器13について、波形図第5図とともに述べる
。なお第6図a−Cは時点を示してよ久、To−Tnは
期間を示し、±Eは電圧レベルを示している。波形Iの
如き原信号を伝送又は記録再生したときに、加算器14
の出力信号中の受信信号成分が、波形にの如(Tnの期
間ドロップアウト又はノイズに本来破線の如くであるべ
きところが実線の如くであった場合、先述の如くa時点
での符号反転は識別できずTeの期間識別誤りとなる。
従って分圧器15で半分に分圧された加算器14の出力
信号波形は波形Iの実線の如くである。なお波形■は図
面上の都合で振幅方向を波形M〜○に対し2倍で示して
いる。
信号波形は波形Iの実線の如くである。なお波形■は図
面上の都合で振幅方向を波形M〜○に対し2倍で示して
いる。
次に電圧比較器CP4へは前記分圧器16の出力信号と
波形Jの一点鎖線の如き識別器12の出力信号が加えら
れ、電圧比較器CP4からは波形Mの如く、分圧器16
の出力信号電圧が識別器12の出力電圧より高いか低い
かの判定信号が得られる。これは識別誤りのないときに
は、分圧器15の出力信号振幅が識別器12の出力信号
振幅より小さいために、電圧比較器CP4の出力信号は
識別器12の出力信号を反転したものとなる。つまり識
別誤りの再生信号の帰還により、加算器14の出力信号
に含まれる誤差電圧が一定値(IEI)を超えた符号反
転時に、電圧比較器CP4の出力信号の極性が識別器1
2の出力信号と一致する。
波形Jの一点鎖線の如き識別器12の出力信号が加えら
れ、電圧比較器CP4からは波形Mの如く、分圧器16
の出力信号電圧が識別器12の出力電圧より高いか低い
かの判定信号が得られる。これは識別誤りのないときに
は、分圧器15の出力信号振幅が識別器12の出力信号
振幅より小さいために、電圧比較器CP4の出力信号は
識別器12の出力信号を反転したものとなる。つまり識
別誤りの再生信号の帰還により、加算器14の出力信号
に含まれる誤差電圧が一定値(IEI)を超えた符号反
転時に、電圧比較器CP4の出力信号の極性が識別器1
2の出力信号と一致する。
次に電圧比較器CP4出力をNANDゲートG1で識別
器12の出力信号によりゲートすることにより波形Nの
如く、正側の誤り伝搬がTcの期間検出される。なお波
形0はゲー)G2の出力であり負側の誤り伝搬があれば
+Eのレベルとなる。
器12の出力信号によりゲートすることにより波形Nの
如く、正側の誤り伝搬がTcの期間検出される。なお波
形0はゲー)G2の出力であり負側の誤り伝搬があれば
+Eのレベルとなる。
なお波形N、Oの如く、ゲートG1・G2の出力には、
ゲートや電圧比較器等の群遅延によるヒゲが発生するが
、ヒゲのパルス幅が小さい場合には実用上特に問題とな
らない。仮りに群遅延が非常に大きいような場合には、
クランプ回路のクランプ用ダイオードに直列抵抗を入れ
るのも有効である。
ゲートや電圧比較器等の群遅延によるヒゲが発生するが
、ヒゲのパルス幅が小さい場合には実用上特に問題とな
らない。仮りに群遅延が非常に大きいような場合には、
クランプ回路のクランプ用ダイオードに直列抵抗を入れ
るのも有効である。
以上実施例によれば電圧比較器が一個で済み回路構成が
簡単になるという効果がある。
簡単になるという効果がある。
発明の効果
以上の如く本発明によれば、識別誤りが次の符号反転以
後に伝搬するのを抑圧し識別誤りの発生を低減した量子
化帰還形積分検出回路を簡単な回路構成で実現できる。
後に伝搬するのを抑圧し識別誤りの発生を低減した量子
化帰還形積分検出回路を簡単な回路構成で実現できる。
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図、第2図は
同実施例の説明のための波形図、第3図は本発明の第2
の実施例を示す回路図、第4図は第3の実施例を示す回
路図、第6図は第3の実施例の説明のための波形図、第
6図は従来例を示すブロック図、第7図は従来例の説明
のだめの波形図である。 1・・・・・・バイパスフィルター、2・・・・・・ロ
ーパスフィルター、3・・・・・・加算器、4・・・・
・・識別器、1o・・・・・・加算器、11・・・・・
・クランプ器、12・・・・・・識別器、13・・・・
・・誤り伝搬検出器、14・・・・・・加算器、15・
・・・・・分圧器。 第1図 第2図 第3図 第 ・1[71 第5図
同実施例の説明のための波形図、第3図は本発明の第2
の実施例を示す回路図、第4図は第3の実施例を示す回
路図、第6図は第3の実施例の説明のための波形図、第
6図は従来例を示すブロック図、第7図は従来例の説明
のだめの波形図である。 1・・・・・・バイパスフィルター、2・・・・・・ロ
ーパスフィルター、3・・・・・・加算器、4・・・・
・・識別器、1o・・・・・・加算器、11・・・・・
・クランプ器、12・・・・・・識別器、13・・・・
・・誤り伝搬検出器、14・・・・・・加算器、15・
・・・・・分圧器。 第1図 第2図 第3図 第 ・1[71 第5図
Claims (4)
- (1)受信信号の高域成分と識別後の再生信号の低域成
分とを加算する加算手段と、誤り伝搬を検出するための
誤り伝搬検出手段と、この誤り伝搬検出手段により誤り
伝搬が検出されたときに前記加算手段の出力信号を1又
は零に相当する正規の電圧に尖頭値クランプするクラン
プ手段と、このクランプ手段の出力信号を基準電圧と比
較して1・零を識別する識別手段とを備え、前記クラン
プ手段の放電時定数を前記加算手段の再生信号入力に対
する一次のローパスフィルターの時定数と等しくしたこ
とを特徴とする量子化帰還形積分検出回路。 - (2)誤り伝搬検出手段を、加算手段出力信号が正側又
は負側の一定電圧を超えたときにそれぞれ正側又は負側
の誤り伝搬として検出する2ケの電圧比較器で構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の量子化帰
還形積分検出回路。 - (3)受信信号の高域成分と識別後の再正信号の低域成
分とを加算する第2の加算手段を備え、前記第2の加算
手段のクロスオーバー周波数を第1の加算手段のクロス
オーバー周波数より高く設定するとともに、前記第2の
加算手段出力信号を誤り伝搬検出手段の入力信号とする
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の量子化帰
還形積分検出回路。 - (4)第2の加算手段の出力信号電圧と識別手段の出力
信号電圧との少なくとも一方に係数をかける係数器と、
第2の加算手段の出力信号電圧と識別手段の出力信号電
圧とを少なくともいずれか一方に前記係数器で係数をか
けた後に電圧比較する電圧比較器と、前記電圧比較器出
力信号を識別手段の出力信号でゲートするゲートとによ
り誤り伝搬検出手段を構成したことを特徴とする特許請
求の範囲第3項記載の量子化帰還形積分検出回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16581886A JPS6320939A (ja) | 1986-07-15 | 1986-07-15 | 量子化帰還形積分検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16581886A JPS6320939A (ja) | 1986-07-15 | 1986-07-15 | 量子化帰還形積分検出回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6320939A true JPS6320939A (ja) | 1988-01-28 |
Family
ID=15819577
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16581886A Pending JPS6320939A (ja) | 1986-07-15 | 1986-07-15 | 量子化帰還形積分検出回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6320939A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05239740A (ja) * | 1992-02-21 | 1993-09-17 | Kanebo Ltd | 高級感のある立毛を有する布帛の製造方法 |
US5395693A (en) * | 1992-06-26 | 1995-03-07 | Kolon Industries, Inc. | Conjugated filament |
-
1986
- 1986-07-15 JP JP16581886A patent/JPS6320939A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05239740A (ja) * | 1992-02-21 | 1993-09-17 | Kanebo Ltd | 高級感のある立毛を有する布帛の製造方法 |
US5395693A (en) * | 1992-06-26 | 1995-03-07 | Kolon Industries, Inc. | Conjugated filament |
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