JPS63187979A - Sound multiplex demodulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To stably demodulate a sub-signal and to prevent the interfering noise of the vertical scanning cycle of right and left sound signals by changing the time constant of an at the time of the asynchronization of a PLL circuit such as the start of a receiving and at the time of the synchronization of the PLL circuit. CONSTITUTION:A demodulated composite signal inputted to the first pin of a decoder IC1 is inputted to the PLL circuit 11 via an input amplifier 2, an LPF 3, an ATT 4 and inputted to a pilot detecting circuit 12. The PLL circuit 11 includes a phase comparator 5, an LPF 6 and a VOC 7 and a time constant variable setting circuit 18 is connected to the LPF 6. A pilot signal detected in the pilot detecting circuit 12 is fed to a stereoscopic identification circuit 14, when a signal above a specified level is inputted, a high level signal is outputted. Then, at the time of starting to receive, and at the time of changing a channel, a low level signal from which the pilot signal is normally detected is obtained. According to this signal, a transistor 15 is on and off controlled and the time constant of the time constant variable setting circuit 18 is switched.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送などの
副信号がＡＭ抑圧変調されたテレビ音声多重放送の受信
音声多重信号が、インターキャリア式の受信復調を施さ
れて入力され、入力された受信復調後の音声多重信号を
音声多重復調し、ステレオの左、右音声信号を再生形成
する音声多重復調装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention provides a method in which a received audio multiplex signal of a TV audio multiplex broadcast in which a sub signal such as a BTSC TV audio multiplex broadcast is subjected to AM suppression modulation is transmitted to an intercarrier type television multiplex broadcast. The present invention relates to an audio multiplex demodulation device that performs audio multiplex demodulation on an input audio multiplex signal that has been subjected to reception demodulation, and reproduces and forms stereo left and right audio signals.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

従来、米国のＣＡＴＶ放送などにおいては、ゼニス方式
（パイロットトーン方式）と呼ばれるＦＭ−ＦＭ方式の
テレビ音声多重放送および、ＢＴＳＣ（”Ｉｈｅ変調９
方式のテレビ音声多重放送が実施されている。Conventionally, in CATV broadcasting in the United States, FM-FM television audio multiplex broadcasting called the Zenith method (pilot tone method) and BTSC ("Ihe modulation 9
TV audio multiplex broadcasting is being implemented.

そして、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送の場合、音
声多重の復調基準用のパイロット信号の周波数がテレビ
放送の水平走査周波数ｆＨ（＝１５．７３４ＫＨｚ）に
設定されている。In the case of BTSC television audio multiplex broadcasting, the frequency of a pilot signal for demodulation reference for audio multiplexing is set to the horizontal scanning frequency fH (=15.734 KHz) of television broadcasting.

また、受信音声多重信号は、ステレオ放送の左。Also, the received audio multiplex signal is to the left of the stereo broadcast.

右音声信号の和信号からなる主信号、パイロット信号、
　２ｆＨの副搬送波でＡＭ抑圧変調された副信号。A main signal consisting of the sum signal of the right audio signal, a pilot signal,
A subsignal subjected to AM suppression modulation using a 2fH subcarrier.

およびＳＡＰと呼ばれる副番組のＦＭ信号などのフンポ
ジット信号により、テレビ放送の音声搬送波の主搬送波
をＦＭ変調して形成されている。なお、副信号は左、右
音声信号の差信号からなる。It is formed by FM modulating the main carrier wave of the audio carrier wave of television broadcasting using a FM signal such as an FM signal of a subprogram called SAP. Note that the sub-signal consists of a difference signal between the left and right audio signals.

一方、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送を受信する受
信装置は、たとえば、ＣＡＴＶの受信端末を形成するテ
レヒジョン受像機に、受信復調装置。On the other hand, a receiving device for receiving BTSC TV audio multiplex broadcasting includes, for example, a receiving demodulator in a television receiver forming a CATV receiving terminal.

音声多重復調装置を有するアダプタ型または内蔵型のＢ
ＴＳＣデコーダを接続して形成されている。Adapter type or built-in type B with audio multiplex demodulator
It is formed by connecting TSC decoders.

そして、受信音声多重信号は、通常、受信復調装置のイ
ンターキャリア式の受信復調により、テレビ放送の映像
、音声搬送波の差周波数のインターキャリア信号を用い
てＦＩＶＩ検波され、ベースバンドの主信号、パイロッ
ト信号、およびＡ　ｉＶｌ抑圧変調された副信号などを
有する復調コンポジット信号に変換される。The received audio multiplexed signal is usually subjected to FIVI detection using an intercarrier signal of the difference frequency between the television broadcast video and audio carrier waves by intercarrier reception demodulation in a reception demodulator, and the baseband main signal and pilot The demodulated composite signal is converted into a demodulated composite signal having the A iVl suppression modulated sub-signal and the like.

さらに、復調コンポジット信号が音声多重復調装置に入
力され、該復調装置のステレオ復調処理により、入力さ
れたコンポジット信号の主、副信号が分離されるととも
に、主、副信号にマトリクス処理が施され、左、右音声
信号が再生形成される。Furthermore, the demodulated composite signal is input to an audio multiplex demodulation device, and the main and sub signals of the input composite signal are separated by stereo demodulation processing of the demodulation device, and the main and sub signals are subjected to matrix processing, Left and right audio signals are regenerated.

なお、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送の音声多重復
調に用いられるこの種音声多重復調装置は、通常、前述
のヌテレオ復調処理機能とともに、ＳＡＰのＦＭ信号を
復調してＳＡＰ音声信号を再生形成するＳＡＰ復調処理
機能も有し、ステレオ、ＳＡＰの選択にもとづき、ステ
レオ選択時に、再生形成された左、右音声信号を出力し
、ＳＡＰ選択時に、再生形成されたＳＡＰ音声信号を出
力する。Note that this type of audio multiplexing demodulation device used for audio multiplexing demodulation of BTSC-based television audio multiplexing broadcasting usually has the above-mentioned Nuteo demodulation processing function as well as an SAP function that demodulates the SAP FM signal to reproduce and form an SAP audio signal. It also has a demodulation processing function, and based on the selection of stereo or SAP, outputs reproduced left and right audio signals when stereo is selected, and outputs reproduced and shaped SAP audio signals when SAP is selected.

すなわち、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送の音声多
重復調に用いられる従来の音声多重復調装置の１例は、
たとえば特願昭６１−２４９１２４号の出願の明細書お
よび図面に記載されている型番ＣＸ２０１１２のＴＶ音
声多重デコーダ用集積回路（ソニー株式会社製〕を用い
て第２図に示すように構成されている。That is, an example of a conventional audio multiplex demodulation device used for audio multiplex demodulation of BTSC TV audio multiplex broadcasting is as follows.
For example, a TV audio multiplex decoder integrated circuit (manufactured by Sony Corporation) with model number CX20112, which is described in the specification and drawings of Japanese Patent Application No. 61-249124, is used, and is configured as shown in FIG. .

なお、第２図はステレオ復調処理ブロックの一部を示し
、同図において、（１）は型番ＣＸ２０１１２のＴＶ音
声多重デコーダ用集積回路（以下デコーダＩＣと称する
うであり、４２ビンの集積回路からなり、コンポジット
入力用の１番ピン■に復調コンポジット信号が入力され
る。FIG. 2 shows a part of the stereo demodulation processing block. In the same figure, (1) is a TV audio multiplex decoder integrated circuit (hereinafter referred to as decoder IC) of model number CX20112, and is a 42-bin integrated circuit. The demodulated composite signal is input to pin 1 for composite input.

＋２１は１番ピン■に接続された入力アンプ、（３）は
アンプ（２）に接続されたステレオ入力用のローパスフ
ィルタ（以下ローパスフィルタをＬＰＦと称する）、（
Ｃ１）はデコーダＩ　Ｃａ）のステレオＬＰＦ出力用の
３７ビンＯ，ステレオ入力用の３４４番ピンに外付けさ
れた結合用のコンデンサであり、一端が３７番ヒン＠を
介してＬ　Ｐ　ＦＬ３１に接続されている。+21 is the input amplifier connected to pin 1 ■, (3) is the stereo input low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) connected to amplifier (2), (
C1) is a coupling capacitor externally connected to pin 37 for stereo LPF output and pin 344 for stereo input of the decoder I Ca), and one end is connected to L P FL31 via pin 37. has been done.

（４１は入力端子が３４４番ピンを介してコンデンサ（
Ｃ１）の他端に接続された入力レベル調整用のレベルア
ッテネータ（以下Ａ”ｌ’Ｔと称する）　、＋５１はＰ
Ｌ、Ｌ用の位相比較器であり、−万の入力端子がＡ　Ｔ
　’Ｉ”＋４　＋に接続されている。（６１は位相比較
器（５）に微続されたＰＬＬフィルタ用のＬＰＦであり
、デコーダｌＣｍのＰＬＬフィルタ時定数設定用の３５
．３６番ビン＠、■間のインピーダンスによって時定数
が設定される。(For 41, the input terminal is connected to the capacitor via pin 344 (
A level attenuator for input level adjustment (hereinafter referred to as A"l'T) connected to the other end of C1), +51 is P
It is a phase comparator for L and L, and the -10,000 input terminal is AT
'I''+4
．． The time constant is set by the impedance between the 36th bin @ and ■.

（Ｒ１）、（Ｒ２）、（Ｃ２）、（Ｃ３）はＬ　Ｐ　Ｆ
＋６１の時定数を設定するためにデコーダＩ　Ｃ＋１１
に外付けされた時定数用の２個の抵抗、コンデンサであ
り、抵抗（Ｒ１）、コンデンサ（Ｃ２）が３５　、３６
番ピン■、■に並列に接続されるとともに、抵抗（Ｒ２
）、コンデンサ（Ｃ３）の並列回路がコンデンサ（Ｃ２
）に並列に接続されている。(R1), (R2), (C2), (C3) are L P F
Decoder IC+11 to set the time constant of +61
There are two resistors and a capacitor for the time constant externally connected to the resistor (R1) and capacitor (C2) of 35 and 36.
The resistor (R2
), the parallel circuit of the capacitor (C3) is the capacitor (C2
) are connected in parallel.

（７）はＬ　Ｐ　Ｆｆｓ＋に接続されたＰＬＬ用の電圧
制御発振器（以下■ＣＯと称する）であり、後述するよ
うに４ｆＨ−に制御された発振周波数の信号を出力する
。(7) is a PLL voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as ■CO) connected to L P Ffs+, and outputs a signal with an oscillation frequency controlled to 4fH- as described later.

（８）はＶ　Ｃ０ｆ７）に接続された２ｆｏの副搬送波
作成用のフリップフロップ（以下フリップフロップをＦ
Ｆと称する）　、＋９１　、　ｎｏ＋はＦ　Ｆ（８１に
接続されたｆｕ作成用の２個のＦＦであり、位相差を有
するｆｏの制御信号それぞれを作成するとともに、Ｆ　
Ｆ＋９１の制御信号が位相比較器（５）の他方の入力端
子に入力される。(8) is a flip-flop (hereinafter referred to as flip-flop) for creating a 2fo subcarrier connected to V C0f7).
F), +91, and no+ are two FFs for creating fu connected to F
A control signal of F+91 is input to the other input terminal of the phase comparator (5).

（＋１１ハ位相比較器＋５１．　ＬＰＦ［ｉｌ、ＶＣＯ
（７１，ＦＦｌ８１．（９１。(+11c phase comparator +51.LPF[il, VCO
(71,FFl81.(91.

（ｌＯ）が形成する制御信号作成用のＰＬＬ回路である
。(lO) is a PLL circuit for generating control signals.

＋１２ｊ　ハＡ　Ｔ　Ｔ（４１ｅ　Ｆ　Ｆ　１１０１　
ニ接続すレｆ：、　ハイロツｌ’検波回路、（１３）は
検波回路共に接続された１＜イロットレベル検出回路、
（１４）は検出回路Ｈに接続されたステレオ識別回路で
あり、パイロット信号の受信の有無の判別にもとづき、
ステレオ受信時にノ１イレベルのステレオ表示信号を出
力する。+12j HA T T (41e FF 1101
2 connection thread f:, Hirotsu l' detection circuit, (13) is 1<Irot level detection circuit connected with the detection circuit,
(14) is a stereo identification circuit connected to the detection circuit H, and based on the determination of whether or not a pilot signal is received,
Outputs a stereo display signal of No. 1 level during stereo reception.

ｌｌ５１はベースにステレオ表示信号が入力されるステ
レオ表示ドライバ用のＮＰＮ型のトランジスタであり、
コレクタがデコーダＩ　Ｃ［ｌｌのステレオ表示用の１
９９番ピンに接続され、エミッタがアースされている。ll51 is an NPN type transistor for a stereo display driver whose base receives a stereo display signal;
The collector is a decoder IC [1 for stereo display of
It is connected to pin 99, and its emitter is grounded.

（１６）はＡＴＴ［４１、Ｆ　Ｆｔｔｏ＋に接続された
主信号再生回路であり、主信号の抽出用のローパスフィ
ルタ、アンプおよびパイロット信号の除去回路を有し、
主信号を再生形成して図示省略されたデコーダＩＱ１１
のマトリクス回路に出力する。(16) is a main signal regeneration circuit connected to ATT [41, F Ftto+, which includes a low-pass filter for extracting the main signal, an amplifier, and a pilot signal removal circuit,
Decoder IQ11 (not shown) that reproduces and forms the main signal
output to the matrix circuit.

（ｉｌはＡＴＴ＋４１．　ＦＦｔｓ＋　、　ｔ＋ｏ（に
接続された副信号再生回路であり、副信号のＡＩＶＩ復
調回路およびパイロット信号の除去回路を有し、副信号
を再生形成して前記マトリクス回路（こ出力する。(il is a sub-signal regeneration circuit connected to ATT+41. .

そして、１番ビン■の復調コンポジット信号がアンプ（
２）および図示省略されたデコーダＩＣ（１）のＳＡＰ
復調処理回路に分岐入力されるとともに、アンプ（２）
を介した復調コンポジット信号がＬＰＦ＋３＋に入力さ
れ、このとき、ＬＰＦＬ３１により、入力された復調コ
ンポジット信号に含まれたベースバンドの主信号、パイ
ロット信号、およびＡＭ抑圧変調された副信号の帯域の
みが抽出され、ＳＡＰのＦＭ信号などのステレオ復調処
理に不要な信号が除去される。Then, the demodulated composite signal of the first bin ■ is sent to the amplifier (
2) and SAP of decoder IC (1) not shown
It is branched into the demodulation processing circuit, and the amplifier (2)
The demodulated composite signal is input to the LPF+3+, and at this time, the LPFL31 extracts only the baseband main signal, pilot signal, and AM suppression modulated sub-signal bands included in the input demodulated composite signal. Then, signals unnecessary for stereo demodulation processing, such as SAP FM signals, are removed.

なお、ベースバンドの主信号がｆｎより低周波の帯域に
位置し、ＡＩＶＩ抑圧変調された副信号がｆＨより少し
高い周波数ないしほぼ３ｆｕの帯域に位置するため、Ｌ
　Ｐ　Ｆ１３１はほぼ３ｆｏ以下の帯域を通過する特性
に設定されている。Note that the baseband main signal is located in a frequency band lower than fn, and the sub-signal subjected to AIVI suppression modulation is located in a frequency slightly higher than fH or in a band of approximately 3fu, so L
The PF131 is set to have characteristics that allow it to pass through a band of approximately 3fo or less.

さらに、ＬＰＦ（３＋を介した復調コンポジット信号が
コンデンサ（Ｃ１）　、　ＡＴＴＦ４１を介して位相比
較器（６）。Furthermore, the demodulated composite signal via the LPF (3+) is sent to the capacitor (C1) and the phase comparator (6) via the ATTF41.

検波回路（１匈、再生回路ｊ１６）　、　Ｊ７１それぞ
れに入力される。It is input to each of the detection circuit (1 unit, regeneration circuit J16) and J71.

そして、位相比較器（５）は、入力された復調コンポジ
ット信号に含まれたパイロット信号と、ＦＦｌ９１によ
って作成されたｆｏの制御信号の位相差を比較し、両信
号の位相誤差に比例した周波数の位相誤差信号をＬ　Ｐ
　Ｆｔ６１に出力する。Then, the phase comparator (5) compares the phase difference between the pilot signal included in the input demodulated composite signal and the fo control signal created by FFl91, and calculates a frequency proportional to the phase error of both signals. The phase error signal is L P
Output to Ft61.

また、Ｌ　Ｐ　Ｆ＋６＋は、入力された位相誤差信号を
、抵抗（Ｒ１）、（Ｒ２）　、コンデンサ（Ｃ２）、（
Ｃ３）の時定数で積分して平滑し、前記位相誤差に応じ
てレベル変化する直流の電圧信号をＶＣ（Ｊｔ７１に出
力する。In addition, LPF+6+ converts the input phase error signal to resistors (R1), (R2), capacitor (C2), (
C3) is integrated and smoothed using a time constant, and a DC voltage signal whose level changes according to the phase error is output to VC (Jt71).

サラニ、ｖＣＯ（７）ハ、Ｌ）’Ｆ＋６＋ｃＤ出力ｆｆ
１号（７）ｆ！圧ニよって発振周波数が可変制御され、
復調コンポジット信号に含まれたパイロット信号に同期
した４ｆＨの発振信号を出力する。Sarani, vCO (7) C, L)'F+6+cD output ff
No. 1 (7) f! The oscillation frequency is variably controlled by pressure.
A 4fH oscillation signal synchronized with the pilot signal included in the demodulated composite signal is output.

そして、Ｖ　Ｃ０（７）の出力信号がＦ　Ｆ［８］に入
力され、このとき、ＦＦ（８１の分局にもとづき、ＦＦ
ｌ８１からＦ　Ｆｉ９！　ｅ（１０ｊおよび再生回路（
Ｉ８）に、２ｆｕの制御信号、すなわち副搬送波の周波
数の制御信号が作成されて出力される。Then, the output signal of V C0 (7) is input to FF [8], and at this time, based on the branch of FF (81), FF
l81 to F Fi9! e (10j and regeneration circuit (
I8), a 2fu control signal, that is, a subcarrier frequency control signal is created and output.

また、ＦＦ（８１の出力信号が入力されるＦ　Ｆ　（９
１１およびＦ　Ｆ（８＋　、　＋９１の出力信号が入力
されるＦＦｕｏ＋により、位相差を有するｆｏの２種の
制御信号、すなわちＰＬＬ制御用の制御信号およびパイ
ロット信号の検波。In addition, FF (9
11 and F F (8+, +91 output signals are inputted) to detect two types of control signals of fo having a phase difference, that is, a control signal for PLL control and a pilot signal.

除去用の制御信号それぞれが作成され、Ｆ　Ｆ（９！の
ｆＨの制御信号が位相比較器（５）に戻される。Control signals for removal are respectively created, and the fH control signals of F F (9!) are returned to the phase comparator (5).

すなわち、ＰＬＬ回路（１１）は、復調コンポジット信
号に含まれたパイロット信号のＰＬＬ制御にもとづき、
該パイロット信号に同期するようにＶＣＯ（７１の発振
周波数を可変し、副信号の復調用の２ｆＨの制御信号お
よび自適のパイロット信号の検波、除去用のｆＨの制御
信号を作成する。That is, the PLL circuit (11) is based on PLL control of the pilot signal included in the demodulated composite signal.
The oscillation frequency of the VCO (71) is varied in synchronization with the pilot signal, and a 2fH control signal for demodulating the sub signal and an fH control signal for detecting and removing the pilot signal are generated.

ところで、パイロット信号に同期してＶＣＯ（７）の発
振周波数を４ｆ＋−＋に引込む速度は、Ｌ　Ｐ　Ｆ＋６
１の時定数にもとづ＜ＰＬＬ回路（１１）のＰＬＬ制御
の応答速度によって定まる。By the way, the speed at which the oscillation frequency of the VCO (7) is pulled into 4f+-+ in synchronization with the pilot signal is L P F +6
Based on the time constant of 1, it is determined by the response speed of the PLL control of the PLL circuit (11).

そして、Ｌ　Ｐ　Ｆ［６１の時定数を小さくしてＬ　Ｐ
　Ｆ（６１の蘂 上限周波数を尚する程、ＰＬＬ制御の応答速度が速くな
って前記引込み速度が速くなり、同期の追従性が向上し
、受信開始時などに同期が迅速にとれるため、抵抗（ｋ
ｌ）、（Ｒ２）　、コンデンサ（Ｃ２，１，（Ｃ３）に
もとづき、ＬＰＦ（６）の時定数は、Ｌ　Ｐ　Ｆ（ｇ）
の上限周波数がテレビ放送の垂直走査周波数である５３
Ｈｚより高くなる比較的小さな値に設定されている。Then, by decreasing the time constant of L P F [61, L P
As the upper limit frequency of F(61 is exceeded, the response speed of PLL control becomes faster, the above-mentioned pull-in speed becomes faster, the followability of synchronization improves, and synchronization can be quickly achieved at the start of reception, etc., so the resistance ( k
l), (R2), and the capacitor (C2, 1, (C3)), the time constant of LPF (6) is L P F (g)
53 whose upper limit frequency is the vertical scanning frequency of television broadcasting.
It is set to a relatively small value higher than Hz.

また、検波回路（１２ｊは、ＦＦｔＩＯｌのｆＨの制御
信号とＡＴ’ＴＨ４）から出力された復調コンポジット
信号のパイロット信号の位相比較にもとづき、復調コン
ポジット信号に含まれたパイロット信号を検波し、検波
信号を検出回路（１３）に出力する。Also, based on the phase comparison of the pilot signal of the demodulated composite signal output from the detection circuit (12j is the fH control signal of FFtIOl and AT'TH4), the pilot signal included in the demodulated composite signal is detected, and the detected signal is is output to the detection circuit (13).

そして、検出回路（１３）は、入力された検波信号にも
とづき、復調コンポジット信号に含まれたパイロット信
号のレベルを検出し、検出したレベルの信号を識別回路
（１４）に出力する。Then, the detection circuit (13) detects the level of the pilot signal included in the demodulated composite signal based on the input detection signal, and outputs a signal of the detected level to the identification circuit (14).

さらに、識別回路（１４１は、入力された信号のレベル
にもとづき、ステレオ復調処理が可能か否か。Furthermore, the identification circuit (141) determines whether stereo demodulation processing is possible based on the level of the input signal.

すなわちＦＦｎｏ＋のｆｎの制御信号にもとづくパイロ
ット信号の受信の有、無を判別し、ＰＬＬ回路Ｙ１１）
が同期してｆｏの制御信号が正常に作成され、規定レベ
ル以上の信号が入力されるときのみ、パイロット信号の
受信有であることを示すステレオ表示信号をトランジス
タ（１５ｊに出力し、トランジスタ１ｆ５１をオンして
１９９番ビンをアースレベルのローレベルにする。That is, the PLL circuit Y11) determines whether or not a pilot signal is received based on the fn control signal of FFno+.
is synchronized and the fo control signal is normally created, and only when a signal of a specified level or higher is input, a stereo display signal indicating that a pilot signal is being received is output to the transistor (15j), and the transistor 1f51 is output. Turn on and set the 199th bin to the low level of earth level.

なお、１９９番ピンがローレベルになると、図示省略さ
れたステレオ表示器が点灯してステレオ受信が表示され
る。Note that when the 199th pin becomes low level, a stereo display (not shown) lights up to indicate stereo reception.

また、トランジスタ（１５）がオフするときは、デコー
ダＩ　Ｃ１１ｌの内部バイアスによって１９９番ビンが
９ボルトのハイレベルになる。Further, when the transistor (15) is turned off, the internal bias of the decoder IC11l causes the 199th bin to go to a high level of 9 volts.

一方、ＡＴＴ１４１の復調コンポジット信号および１−
Ｆ、、１０）のｆＨの制御信号が入力される再生回路（
則は、内蔵のローパスフィルタによるフィルタ処理、お
よびｆＨの制御信号によるパイロット信号の除去にもと
づき、入力された復調コンポジット信号からパイロット
信号を除去して主信号を分離抽出し、抽出した主信号を
マトリクス回路に出力する。On the other hand, the demodulated composite signal of ATT141 and 1-
A reproducing circuit (F, , 10) to which the fH control signal of F, 10) is input.
The rule is to remove the pilot signal from the input demodulated composite signal, separate and extract the main signal based on filter processing by the built-in low-pass filter and removal of the pilot signal by the fH control signal, and then matrix the extracted main signal. Output to the circuit.

また、ＡＴ’ｌ’（４＋の復調コンポジット信号および
Ｆ　Ｆ＋８１　、　ｔｌｏｌの２ｆＨ９ｆＨの制御信号
が入力される再生回路ｊｌＴ′Ｉは、ｆＨの制御信号に
よるパイロット信号の除去、および２ｆＨの制御信号を
用いたＡＭ復調処理にヨリ、入力された復調コンポジッ
ト信号からパイロット信号を除去するとともに、副信号
を復調抽出し、抽出した副信号をマトリクス回路に出力
する。In addition, the regeneration circuit jlT'I to which the demodulated composite signal of AT'l' (4+ and the control signal of 2fH9fH of F In addition to the AM demodulation process, the pilot signal is removed from the input demodulated composite signal, the sub-signal is demodulated and extracted, and the extracted sub-signal is output to the matrix circuit.

そして、マトリクス回路により、再生回路（，１６）。Then, the reproduction circuit (,16) is formed by the matrix circuit.

、１ηの主、副信号がマトリクス処理され、ステレオの
左、右音声信号が再生形成される。, 1η are subjected to matrix processing, and stereo left and right audio signals are reproduced and formed.

なお、１番ピン■の復調コンポジット信号が入力される
ＳＡＰ復調処理回路は、入力された復調コンポジット信
号のＳＡＰのＦＭ信号のみを抽出してＦＭ復調し、ＳＡ
Ｐの音声信号を再生形成する。The SAP demodulation processing circuit to which the demodulated composite signal of pin 1 ■ is input extracts only the SAP FM signal of the input demodulated composite signal, performs FM demodulation, and
The audio signal of P is reproduced and formed.

そして、ステレオ、ＳＡＰの選択にもとづき、デコーダ
ＩＣｍから受像機のスピーカなどに、再生形成されたス
テレオの左、右音声信号とＳＡＰの音声信号とが選択的
に出力される。Then, based on the selection of stereo or SAP, the reproduced stereo left and right audio signals and the SAP audio signal are selectively output from the decoder ICm to the speakers of the receiver.

すなわち、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送を受信す
る受信装置は、音声多重復調装置により、復調コンポジ
ット信号に含まれたｆｏのパイロット信号にもとづ（Ｐ
ＬＬ制御により、２ｆＨ９ｆＨの制御信号を内部で作成
するとともに、２ｆＨの制御信号を用いたＡＭ復調およ
びｆＨの制御信号を用いたパイロット信号の除去により
、復調コンポジット信号から主信号を分離抽出するとと
もに副信号を復調抽出し、主、副信号をマトリクス処理
して左、右音声信号を再生形成する。In other words, a receiving device that receives a BTSC TV audio multiplex broadcast uses an audio multiplex demodulator to perform (P) based on the fo pilot signal included in the demodulated composite signal.
Through LL control, a control signal of 2fH9fH is created internally, and the main signal is separated and extracted from the demodulated composite signal by AM demodulation using the 2fH control signal and the pilot signal is removed using the fH control signal. The signal is demodulated and extracted, and the main and sub signals are subjected to matrix processing to reproduce and form left and right audio signals.

なお、たとえば特開昭５５−１５１８７３号公報（８０
４Ｎ　５／６０）Ｋは、Ｆ　ＩＶＩ−Ｆ　ｆＶｌ方式（
７）　日本（７）　テレビ音声多重放送の受信音声多重
信号に、インターキャリア式の受信復調を施すとともに
、フィルタ処理およびＦＩＶＩ検波にもとづき、受信復
調後の信号から主信号および副信号を抽出するテレビ音
声多重信号復調装置が記載されている。For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 151873/1980 (80
4N 5/60) K is F IVI-F fVl method (
7) Japan (7) A television that performs intercarrier-type reception demodulation on the received audio multiplexed signal of television audio multiplex broadcasting, and extracts the main signal and sub-signal from the received and demodulated signal based on filter processing and FIVI detection. An audio multiplex signal demodulator is described.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problem that the invention seeks to solve]

ところで、）ＳＴＳＣ方式、ＦＭ−ＦＭ方式などのテレ
ビ音声多重放送を受信する際、インターキャリア式の受
信復調を行なうと、前記公報にも記載されているように
、インターキャリア信号が映像搬送波の影響を受け、イ
ンターキャリア信号に垂直走査周波数（６０Ｈｚ）　、
水平走査周波数ｆＨおよびｆＨの整数倍の種々のノイズ
（バス音）が発生する。By the way, when receiving TV audio multiplex broadcasting such as STSC system or FM-FM system, if intercarrier reception demodulation is performed, as described in the above publication, the intercarrier signal will be affected by the video carrier wave. The vertical scanning frequency (60Hz) is applied to the intercarrier signal.
Various noises (bass sounds) at the horizontal scanning frequency fH and integral multiples of fH are generated.

そして、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送を受信する
際は、つぎに説明するように、インターキャリア信号の
ノイズにもとづくパイロット信号の位相変動により、副
信号のＡＭ復調が正確に行なわれなくなり、出力音声に
垂直走査周期の妨害ノイズが生じる。When receiving a BTSC TV audio multiplex broadcast, as explained below, AM demodulation of the sub signal is not performed accurately due to phase fluctuations in the pilot signal due to noise in the intercarrier signal, and the output audio Interfering noise in the vertical scanning period occurs.

すなわち、インターキャリア式の受信復調は、通常、ロ
ーレベルディテクタ（ＬＬＤ、）検波によって行なわれ
、この場合、各１垂直走査期間の同期成分のみになる垂
直ブランキング期間を除く期間には、映像成分のレベル
に応じて同期成分がｆｏの周期で減少変動することによ
り、検波の微分特性が劣化してインターキャリア信号に
ノイズが発生する。That is, intercarrier type reception demodulation is normally performed by low level detector (LLD) detection, and in this case, the video component is not detected during periods other than the vertical blanking period, in which only the synchronous component of each vertical scanning period is present. As the synchronization component decreases and fluctuates at the period of fo in accordance with the level of , the differential characteristics of detection deteriorates and noise is generated in the intercarrier signal.

したがって、デコーダＩ　Ｃｉｌ＋の１番ビン■に入力
される復調コンポジット信号のパイロット信号は、イン
ターキャリア信号のｆＨの周期のノイズの影響にもとづ
き、垂直ブランキング期間以外の期間の位相が垂直ブラ
ンキング期間の安定な位相から変動し、垂直走査周期の
位相変動が生じる。Therefore, the pilot signal of the demodulated composite signal input to the first bin of the decoder I Cil+ has a phase other than the vertical blanking period based on the influence of the noise of the fH period of the intercarrier signal. from a stable phase, resulting in phase fluctuations in the vertical scanning period.

そして、復調コンポジット信号のパイロット信号の位相
が変動すると、ＰＬＬ回路（１１）の同期がはずれ易く
なり、このとき、ＰＬＬ回路（１１ｊのＰＬＬ制御の応
答速度が速いため、Ｖ　Ｃ０（７）の発振周波数かパイ
ロット信号の位相変動に追従して変動し、ＦＦｊ８１か
ら出力される２ｆｏの制御信号および、Ｆ　Ｆ　（９＋
　、　ｎｏ＋から出力されるｆｏの制御信号の位相も変
動し、とくに、２ｆＨすなわち副搬送波の制御信号の位
相が変動すると、再生回路（１８）のＡＭ復調に不要、
なＡＭ変調が作用し、ＡＭ復調が安定に行なわれなくな
って副信号に垂直走査周期のノイズが生じ、再生形成さ
れた左、右音声信号に垂直走査周期の妨害ノイズが生じ
、音声出力のＳ／Ｎが劣化する問題点がある。When the phase of the pilot signal of the demodulated composite signal fluctuates, the PLL circuit (11) tends to lose synchronization, and at this time, since the response speed of the PLL control of the PLL circuit (11j) is fast, the oscillation of V C0 (7) The control signal of 2fo, which fluctuates following the frequency or phase fluctuation of the pilot signal and is output from FFj81, and F F (9+
, the phase of the fo control signal output from no+ also fluctuates, and in particular, when the phase of the 2fH, that is, the subcarrier control signal fluctuates, it becomes unnecessary for the AM demodulation of the reproduction circuit (18).
AM modulation acts, AM demodulation is not performed stably, noise occurs in the vertical scanning period in the sub signal, disturbance noise in the vertical scanning period occurs in the reproduced left and right audio signals, and the S of the audio output There is a problem that /N deteriorates.

ところで前記公報には、ＦＭ検波によって受信復調後の
信号から副信号をＦＭ復調する際、副信号を復調形成す
るＦＩＶＩ復調回路の後段に、ｆｎの整数倍の信号の検
出によって帯域が可変されるフィルタを設け、該フィル
タの帯域可変にもとづき、ｆｏの倍数の周波数成分を除
去して前記ノイズ（）〈ス音〕の発生を防止することが
記載されている。By the way, the above-mentioned publication states that when a sub signal is FM demodulated from a received demodulated signal by FM detection, the band is varied by detecting a signal that is an integer multiple of fn at the subsequent stage of the FIVI demodulation circuit that demodulates and forms the sub signal. It is described that a filter is provided, and based on the variable band of the filter, frequency components that are multiples of fo are removed to prevent the occurrence of the noise.

しかし、ＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送のように、
受信したパイロット信号にもとづいて該パイロット信号
の整数倍の副搬送波の制御信号を内部作成し、該制御信
号によって副信号を復調する場合は、たとえば再生回路
（ｌηの後段に前記公報のフィルタを設けても、ＰＬＬ
回路（１１）によって作成されるパイロット信号には垂
直走査周期の位相変動が生じ、副信号のＡＭ復調が安定
に行なわれなくなって再生形成された左、右音声信号に
垂直走査周期の妨害ノイズが生じる。However, like the BTSC system TV audio multiplex broadcast,
When a control signal of a subcarrier that is an integral multiple of the pilot signal is internally generated based on the received pilot signal and the subcarrier is demodulated using the control signal, for example, the filter described in the above publication is installed after the regeneration circuit (lη). However, PLL
The pilot signal created by the circuit (11) has a phase fluctuation in the vertical scanning period, and the AM demodulation of the sub-signal is no longer performed stably, causing disturbance noise in the vertical scanning period to be generated in the reproduced left and right audio signals. arise.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

この発明は、前記の点に留意してなされたものであり、
−テレビ音声多重放送の受信音声多重信号が、インター
キャリア式の受信復調によってベースバンドの主信号、
パイロット信号および前記パイロット信号の整数倍の周
波数の副搬送波でＡＩＶＩ抑圧変調された副信号を有す
る復調コンポジット信号に変換されて入力され、 前記パイロット信号にもとづ＜、ＰＬＬ制御により、前
記パイロット信号に同期して前記副搬送波、前記パイロ
ット信号の周波数の制御信号を作成し、かつ、前記両制
御信号にもとづく前記副信号の復調、前記パイロット信
号の除去により、前記コンポラット信号から前記副信号
を復調抽出するとともに、前記コンポジット信号のフィ
ルタ処理および前記パイロット信号の周波数の前記制御
信号にもとづく前記パイロット信号の除去により、前記
コンポジット信号から前記主信号を分離抽出し、抽出し
た前記主、副信号をマトリクス処理してステレオの左、
右音声信号を再生形成する音声多重復調装置において、 前記両制御信号を作成する制御信号作成用のＰＬＬ回路
に、 前記コンポジット信号に含まれた前記パイロット信号と
作成した前記パイロット信号の周波数の制御信号の位相
誤差信号を出力する位相比較器と、前記誤差信号を設定
された時定数で積分するローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力信号によって発振周波数が
可変制御される制御発振器とを設け、かつ、前記パイロ
ット信号の受信の有、無の判別などにもとづく前記ＰＬ
Ｌ回路の同期、非同期の検出によって前記時定数を大、
小に切換え、前記フィルタの上限周波数をテレビ放送の
垂直走査周波数より低、高に可変して前記ＰＬＬＩＩＩ
御の応答速度を可変する時定数可変設定回路を備えたこ
とを特徴とする音声多重復調装置である。This invention was made with the above points in mind,
- The received audio multiplex signal of TV audio multiplex broadcasting is converted into baseband main signal by intercarrier reception demodulation.
A demodulated composite signal is input after being converted into a demodulated composite signal having a pilot signal and a sub-signal subjected to AIVI suppression modulation using a sub-carrier having a frequency that is an integer multiple of the pilot signal, and based on the pilot signal, the pilot signal is A control signal of the frequency of the subcarrier and the pilot signal is created in synchronization with the frequency of the subcarrier and the pilot signal, and the subsignal is extracted from the comporat signal by demodulating the subsignal based on both control signals and removing the pilot signal. In addition to demodulating and extracting, the main signal is separated and extracted from the composite signal by filtering the composite signal and removing the pilot signal based on the control signal of the frequency of the pilot signal, and the extracted main and sub signals are extracted. Matrix processing and stereo left,
In an audio multiplexing demodulator that reproduces and forms a right audio signal, a control signal having the frequency of the pilot signal included in the composite signal and the created pilot signal is added to a PLL circuit for creating a control signal that creates both of the control signals. a phase comparator that outputs a phase error signal, a low-pass filter that integrates the error signal with a set time constant, and a controlled oscillator whose oscillation frequency is variably controlled by the output signal of the low-pass filter, and The PL based on whether the pilot signal is received or not.
The time constant is increased by detecting synchronization and asynchronousness of the L circuit.
The upper limit frequency of the filter is varied lower and higher than the vertical scanning frequency of television broadcasting, and the PLL
This is an audio multiplexing and demodulating device characterized by being equipped with a time constant variable setting circuit that varies the response speed of the control.

〔作用〕[Effect]

したがって、受信開始などのＰＬＬ回路が非同期のとき
は、ローパスフィルタの時定数が小さくなってＰＬＬ制
御の応答速度が速くなり、制御発振器の発振周波数が迅
速にパイロット信号に同期した周波数に可変されて同期
がとられるとともに、ＰＬＬ回路が同期したときには、
ローパスフィルタの時定数が大きくなってＰＬＬ制御の
応答速度が遅くなり、このとき、インターキャリア式の
受信復調にもとづき、パイロット信号の位相が垂直走査
周期で変動しても、制御発振器の発振周波数は、パイロ
ット信号の位相変動によ、つて変動せず、副搬送波およ
びパイロット信号の周波数の制御信号が安定に作成され
る。Therefore, when the PLL circuit is asynchronous, such as at the start of reception, the time constant of the low-pass filter becomes smaller, the response speed of PLL control becomes faster, and the oscillation frequency of the control oscillator is quickly varied to a frequency synchronized with the pilot signal. When synchronization is established and the PLL circuit is synchronized,
The time constant of the low-pass filter becomes large and the response speed of PLL control becomes slow. At this time, even if the phase of the pilot signal fluctuates in the vertical scanning period based on the intercarrier type reception demodulation, the oscillation frequency of the control oscillator will change. , the control signal for the subcarrier and pilot signal frequencies is stably created without any fluctuation due to phase fluctuations of the pilot signal.

そして、とくに副搬送波の周波数の制御信号が、パイロ
ット信号の垂直走査周期の位相変動の影響を受けないた
め、副信号の復調が安定に行なわれ、左、右音声信号の
垂直走査周期の妨害ノイズが防止される。In particular, since the control signal for the frequency of the subcarrier is not affected by phase fluctuations in the vertical scanning period of the pilot signal, the demodulation of the subsignal is performed stably, and interference noise in the vertical scanning period of the left and right audio signals is prevented.

〔実施例〕〔Example〕

つぎに、この発明を、その１実施例を示した第１図とと
もに詳細に説明する。Next, this invention will be explained in detail with reference to FIG. 1 showing one embodiment thereof.

第１図はＢＴＳＣ方式のテレビ音声多重放送を受信する
際の音声多重復調装置に適用した場合を示し、同図にお
いて、第２図と同一記号は同一のものを示し、（１８１
はデコーダＩＣ（Ｂに外付けされた時定数可変設定回路
であり、ＬＰＦ＋ｓ＋の時定数用の５個の抵抗（Ｒ６）
、（Ｒ７）、（Ｒ８）、（Ｒ９）、（ＲＩＯ）　、時定
数用の３個のコンデンサ（Ｃ４Ｌ（Ｃ５）、（Ｃ６）と
、スイッチング用のＮＰＮ型の４個のトランジスタＩＱ
Ｉ　、　ＺＵＩ　、　２１１　ｅ１２２１と、各トラン
ジスタ（＋！Ｊｌ〜＠のバイアス用の６個の抵抗（Ｒ１
１）、（Ｒ１２）、（Ｒ１３Ｌ（Ｋ１４）、（Ｒ１５）
＊（Ｒ１，６）とからなる。（十Ｂ）はトランジスタｊ
１９１〜３カのバイアス用の正電源端子である。Figure 1 shows the case where it is applied to an audio multiplexing demodulator for receiving BTSC TV audio multiplex broadcasting. In the figure, the same symbols as in Figure 2 indicate the same things,
is a time constant variable setting circuit externally connected to the decoder IC (B), and 5 resistors (R6) for the time constant of LPF+s+
, (R7), (R8), (R9), (RIO), 3 capacitors for time constant (C4L (C5), (C6) and 4 NPN type transistors IQ for switching
I, ZUI, 211 e1221 and six resistors (R1
1), (R12), (R13L(K14), (R15)
*(R1,6). (10B) is a transistor j
This is a positive power supply terminal for bias of 191-3.

なお、抵抗（Ｒ６）　、コンデンサ（Ｃ４）は３５．３
６番ビン＠、＠に並列に接続され、コンデンサ（Ｃ５）
。In addition, the resistance (R6) and capacitor (C4) are 35.3
Connected in parallel to #6 bin @, @, capacitor (C5)
.

■とアースとの間に直列に設けられている。It is installed in series between ■ and ground.

また、抵抗（Ｒ９月よ一端がコンデンサ（Ｃ５）　、抵
抗（Ｋ７）の接続点に接続されるとともに他端がトラン
ジスタ＋２１；のコレクタ、エミッタを介してアースさ
れ、抵抗（ＫＩ　Ｏ）は一端がコンデンサ（（、：６）
　、抵抗（Ｒ８，）の接続点に接続されるとともに他端
がトランジスタ（２力のコレクタ、エミッタを介してア
ースされている。In addition, one end of the resistor (R9) is connected to the connection point of the capacitor (C5) and the resistor (K7), and the other end is grounded through the collector and emitter of the transistor +21; Capacitor ((,:6)
, is connected to the connection point of the resistor (R8,), and the other end is grounded via the transistor (two-power collector and emitter).

サラに、トランジスタ（１９）のベースは抵抗（Ｒ１２
）を介してデコーダＩ　Ｃｆ１１の１９９番ピンに接続
され、トランジスタ（１５）がオンして１９９番ピンが
ローレベルになると、トランジスタ（１９）がオフして
トランジスタ１２０）がオンし、トランジスタＩ”Ｉ　
ｓ　１２２１がオフする。In general, the base of the transistor (19) is connected to the resistor (R12
) to the 199th pin of the decoder I Cf11, and when the transistor (15) is turned on and the 199th pin becomes low level, the transistor (19) is turned off and the transistor 120) is turned on, and the transistor I'' I
s 1221 turns off.

また、トランジスタ（１５）がオフして１９９番ピンが
ハイレベルになると、トランジスタ（１９）がオンして
トランジスタ１２０）がオフし、トランジスタｔ２＋１
　、１２２１がオンする。Further, when the transistor (15) is turned off and the 199th pin becomes high level, the transistor (19) is turned on and the transistor 120) is turned off, and the transistor t2+1
, 1221 are turned on.

、−′７、　　　　　　。, −′7, 　　　　　.

ところで、トランジスタ（１６）のスイッチングを制御
する識別回路（Ｉ４）は、パイロット信号の受信の有。By the way, the identification circuit (I4) that controls the switching of the transistor (16) receives a pilot signal.

無を判別し、ＦＦＬＩＯＩのｆｏの制御信号にもとづく
検波回路＜＋２Ｈの検波によって規定レベル以上の信号
が入力されたときにのみ、出力信号がハイレベルのステ
レオ表示信号になる。The output signal becomes a high-level stereo display signal only when a signal of a specified level or higher is input by the detection circuit <+2H detection based on the fo control signal of FFLIOI.

そして、受信開始時、チャンネル変更時などのＰＬＬ回
路（１１）が非同期のときは、ＶＣＯ（７１の出力信号
が４ｆＨからずれているため、ＦＦ皿から出力される制
御信号がｆｏからずれ、検波回路（１２）の受信検波が
正常に行なえなくなり、識別回路（１４）の出力信号が
ローレベルになってトランジスタ（１５）がオフする。When the PLL circuit (11) is asynchronous, such as when starting reception or changing channels, the output signal of the VCO (71) deviates from 4fH, so the control signal output from the FF plate deviates from fo, and the detection The reception detection of the circuit (12) cannot be performed normally, the output signal of the identification circuit (14) becomes low level, and the transistor (15) is turned off.

一方、ＰＬＬ回路（＋１）が同期すると、ＶＣＯ（７）
の出力信号が４ｆｏになるため、ＦＦｔ＋ｏ＋からｆｕ
の制御信号が出力され、検波回路（１２１の受信検波が
正常に行なわれ、識別回路（１４）の出力信号がハイレ
ベルのステレオ表示信号になってトランジスタ（１５ｊ
がオンする。On the other hand, when the PLL circuit (+1) is synchronized, the VCO (7)
Since the output signal of becomes 4fo, from FFt+o+ to fu
The control signal of the detection circuit (121) is output, the reception detection of the detection circuit (121) is performed normally, and the output signal of the identification circuit (14) becomes a high-level stereo display signal and the transistor (15j
turns on.

したがって、ＰＬＬ回路（ＩＩ）の同期、非同期によっ
てトランジスタ（１５）がオン、オフし、１９９番ピン
のレベルは、ＰＬＬ回路（１１）が同期したときにロー
レヘルになり、ＰＬＬ回路（１すが非同期のときにハイ
レベルになる。Therefore, the transistor (15) is turned on and off by the synchronization and asynchronous operation of the PLL circuit (II), and the level of the 199th pin becomes low level when the PLL circuit (11) is synchronized, and the level of the PLL circuit (1 is asynchronous). It reaches a high level when.

そして、１９９番ピンのレベルにもとづき、トランジス
タ（１９１〜〜２２１が前述したようにスイッチングす
るため、ＰＬＬ回路（１１）の同期中は、トランジスタ
、２＋）＊（２２１のオフにもとづき、ＬＰＦｔｅ＋の
時定数が抵抗（Ｒ６）〜（１＜８）、コンデンサ（シ４
）〜（Ｃ６）によって設定される時定数になり、ｉ’Ｌ
Ｌ回路（Ｉｌｌの非同期中は、トランジスタｔ２１１　
ｅ　（２’Ａのオンにもとづき、抵抗（Ｒ７）、（Ｒ８
）に抵抗（Ｒ９）　、　（ＲＩＯ）それぞれが並列に接
続され、Ｌｌ′Ｆ（６）の時定数が抵抗（Ｒ５）〜（Ｋ
ＩＯ）　、コンデンサ（Ｃ４）〜（Ｃ６）によって設定
される時定数、すなわちＰＬＬ回路（１１）が同期した
ときより小さな値の時定数になる。Based on the level of pin 199, the transistors (191 to 221) switch as described above, so during synchronization of the PLL circuit (11), based on the off of transistor 2+ Constants are resistance (R6) ~ (1<8), capacitor (S4)
) to (C6), i'L
L circuit (when Ill is out of synchronization, transistor t211
e (2'A is turned on, resistance (R7), (R8
) are connected in parallel with resistors (R9) and (RIO), and the time constant of Ll'F(6) is
IO), the time constant set by the capacitors (C4) to (C6), that is, the time constant becomes a smaller value when the PLL circuit (11) is synchronized.

ところで、抵抗（Ｒ６）〜（ＲＩＯ）　、コンデンサ（
Ｃ４）〜（Ｃ６〕の値は、トランジスタ２１　ｔ　Ｃ２
２がオフしたときに、Ｌ　Ｐ　ＦＦ６１の時定数が第２
図の抵抗（ｋｌ）、（Ｒ２）　。By the way, resistors (R6) to (RIO) and capacitors (
The values of C4) to (C6) are the transistor 21 t C2
2 turns off, the time constant of L P FF61 becomes the second
Resistance (kl), (R2) in the figure.

コンデンサ（Ｃ２）、（Ｃ３）にもとづく時定数より十
分大きな値になってＬ　Ｐ　Ｆ［６１の上限周波数がテ
レビ放送の垂直走査周波数より低くなり、かつ、トラン
ジスタ、２＋１　ｓ　＋１２）がオンしｔこときに、Ｌ
　Ｐ　Ｆｉ６＋の時定数がほぼ抵抗（Ｒ１，ｌ、（Ｒ２
）、コンデンサ（Ｃ２）　、　（Ｃ３）にもとづく時定
数になってＬ　Ｌ’　Ｆｔ６１の上限周波数が前記垂直
走査周波数より高くなるように、設定されている。The value becomes sufficiently larger than the time constant based on capacitors (C2) and (C3), and the upper limit frequency of LPF[61 becomes lower than the vertical scanning frequency of television broadcasting, and the transistor (2+1 s + 12) turns on. At this time, L
The time constant of P Fi6+ is almost the resistance (R1, l, (R2
), capacitors (C2), and (C3), and the upper limit frequency of L L' Ft61 is set to be higher than the vertical scanning frequency.

したがって、受信開始時、チャンネル変更時などのＰＬ
Ｌ回路（１１）が非同期になるときには、Ｌ　Ｐ　Ｆ　
［６１の時定数が従来と同様の小さな値になり、このと
きＬＰＦ［６１の上限周波数が６０Ｈｚの垂直走査周波
数より高くなり、ＰＬＬ回路（Ｉｌ）のＰＬＬ制御の応
答速度が速くなるため、ｖＣＯ（７）の発振周波数が迅
速にパイロット信号に同期した４ｆＨに引込まれて同期
がとられる。Therefore, the PL when starting reception, changing channels, etc.
When the L circuit (11) becomes asynchronous, L P F
The time constant of [61 becomes the same small value as before, and at this time, the upper limit frequency of LPF [61 becomes higher than the vertical scanning frequency of 60Hz, and the response speed of PLL control of the PLL circuit (Il) becomes faster, so that vCO The oscillation frequency of (7) is quickly pulled into 4fH synchronized with the pilot signal, and synchronization is achieved.

そして、ＰＬＬ回路（１りが同期すると、ＬＰＦ（６）
の時定数が大きな値に可変され、このとき、Ｌ　Ｐ　Ｆ
　＋６１の上限周波数が垂直走査周波数より低くなり、
ＰＬＬ回路（１すのＰＬＬ制御の応答速度が遅くなるた
め、インターキャリア式の受信復調にもとづき、１番ビ
ン■に入力された復調コンポジット信号中のパイロット
信号の位相が、各１垂直走査期間の垂直ブランキング期
間とそれ以外の期間とで異なり、パイロット信号に垂直
走査周期の位相変動が生じても、ＬＰＦ＋６＋の出力信
号が変動せず、ＶＣＯ（７１の発振周波数が追従して可
変されず、Ｆ　Ｆ　Ｈｓ＋　、　ｆｑｌ　、　ｔ＋ｏ＋
は、パイロット信号の垂直走査周期の位相変動の影響を
受けることなく、副搬送波、パイロット信号の周波数の
制御信号、すなわち２ｆ＋ｔ　。Then, when the PLL circuit (1) is synchronized, the LPF (6)
The time constant of L P F is varied to a large value, and at this time, L P F
The upper limit frequency of +61 is lower than the vertical scanning frequency,
PLL circuit (Since the response speed of PLL control is slow, based on intercarrier type reception demodulation, the phase of the pilot signal in the demodulated composite signal input to the 1st bin Differently between the vertical blanking period and other periods, even if phase fluctuations occur in the pilot signal in the vertical scanning period, the output signal of the LPF+6+ does not fluctuate, and the oscillation frequency of the VCO (71) does not follow and vary. F F Hs+, fql, t+o+
is a subcarrier, a control signal of the frequency of the pilot signal, i.e., 2f+t, without being affected by the phase fluctuation of the vertical scanning period of the pilot signal.

ｆＨの制御信号それぞれを安定に作成する。Create each fH control signal stably.

そして、２ｆ　）Ｉ　、　ｆ　Ｉ（の制御信号がパイロ
ット信号の位相変動の影響を受けないため、再生回路、
１７１による副信号のＡＭ復調が安定に行なわれ、再生
回路（１ηからマトリクス回路に出力される副信号が、
パイロット信号の位相変動にもとづく垂直走査周期のノ
イズを著しく低減した信号になり、マｌ−ＩＪクス回路
によって再生形成される左、右音声信号の垂直走・査の
妨害ノイズが防止され、出力音声のＳ／Ｎが著しく改善
される。Since the control signals of 2f)I and fI( are not affected by the phase fluctuation of the pilot signal, the regeneration circuit,
AM demodulation of the sub signal by 171 is performed stably, and the sub signal output from the reproduction circuit (1η) to the matrix circuit is
The resulting signal has significantly reduced noise in the vertical scanning period based on phase fluctuations of the pilot signal, and interference noise in the vertical scanning of the left and right audio signals reproduced and formed by the MAX circuit is prevented, and the output audio The S/N ratio is significantly improved.

すなわち、第１図の場合、設定回路；、１８）によるＬ
ＰＦ（ｅＨの時定数の可変設定にもとづき、ＰＬＬ回路
（１１）が非同期であれば、ＰＬＬ制御の応答速度が従
来と同程度に速くなって迅速に同期がとられ、かつ、Ｐ
ＬＬ回路（１１）が同期すれば、Ｐ　Ｌ　Ｌ制御の応答
速度が遅くなってパイロット信号の位相変動による垂直
走査周期の妨害ノイズの発生が防止されるため、ＰＬＬ
回路（１１）の同期引込み特性を損ねることなく、音声
出力のＳ／Ｎを著しく改善することができ、しかも、デ
コーダＩ　Ｃ＋＋＋に簡単な設定回路（Ｉ８）を付加す
るのみであるため、簡単かつ安価に形成することができ
る。That is, in the case of Fig. 1, L by the setting circuit;
Based on the variable setting of the time constant of PF (eH), if the PLL circuit (11) is asynchronous, the response speed of the PLL control will be as fast as the conventional one, and synchronization will be quickly achieved.
If the LL circuit (11) is synchronized, the response speed of the PLL control will be slowed down and generation of disturbance noise in the vertical scanning period due to phase fluctuations of the pilot signal will be prevented.
The S/N ratio of the audio output can be significantly improved without impairing the synchronization pull-in characteristics of the circuit (11), and since it only requires adding a simple setting circuit (I8) to the decoder I C+++, it is simple and easy to use. It can be formed at low cost.

ところで、前記実施例では、１９９番ピンの出力（ｇ号
によってＰＬＬ回路（１１）の同期、非同期を検出した
が、たとえばＬ　Ｐ　Ｆ＋ｓ＋の出力信号のレベル変動
などからＰＬＬ回路（１１）の同期、非同期を検出する
こともできる。By the way, in the embodiment described above, the synchronization or asynchronization of the PLL circuit (11) was detected by the output of the 199th pin (g). It is also possible to detect out-of-sync.

また、前記実施例では、Ｂ　ＴＳ　Ｃ方式のテレヒ音声
多重放送に適用し、パイロット°信号の周波数をｆＨに
設定するとともに、副搬送波の周波数を２ｒＨに設定し
て説明したが、パイロット信号および副搬送波の周波数
が実施例と異なるＦＭ−１）５８式の種々のテレヒ音声
多重放送に適用することができるのは勿論であり、この
場合、副搬送波の周波数がパイロット信号の周波数の整
数倍であればよいのは勿論である。In addition, in the above embodiment, the explanation was given in which the pilot signal frequency was set to fH and the subcarrier frequency was set to 2rH when applied to the BTS C system TV audio multiplex broadcasting. It goes without saying that it can be applied to various types of FM-1)58 television audio multiplex broadcasting in which the frequency of the carrier wave is different from that of the embodiment, and in this case, even if the frequency of the subcarrier wave is an integral multiple of the frequency of the pilot signal. Of course it's fine.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上のように、この発明の音声多重復調装置によると一
時定数可変設定回路によるＰＬＬ回路のローパスフィル
タの時定数の切換えにもとづき、ＰＬＬ回路が迅速にパ
イロット信号に同期するとともに、ＰＬＬ回路が同期し
たときには、インターキャリア式の受信復調によって生
じるパイロット信号の垂直走査周期の位相変動の影響を
受けることなく、副信号が安定に復調抽出され、左、右
音声信号の垂直走査周期の妨害ノイズが防止され、ＰＬ
Ｌ回路の非同期時の同期引込み特性を劣化させることな
く、音声出力のＳ／Ｎを著しく改善することができるも
のである。As described above, according to the audio multiplex demodulator of the present invention, based on the switching of the time constant of the low-pass filter of the PLL circuit by the temporary constant variable setting circuit, the PLL circuit quickly synchronizes with the pilot signal, and the PLL circuit also synchronizes. Sometimes, the sub signal is stably demodulated and extracted without being affected by phase fluctuations in the vertical scanning period of the pilot signal caused by intercarrier reception demodulation, and interference noise in the vertical scanning period of the left and right audio signals is prevented. , P.L.
This makes it possible to significantly improve the S/N of audio output without deteriorating the synchronization pull-in characteristics of the L circuit when it is out of synchronization.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の音声多重復調装置の１実施例の一部
のブロック図、第２図はＢＴＳＣ万式のテレヒ音声多重
放送の受信に用いられる従来の音声多重復調装置の一部
のブロック図である。 ｉｌ＋・・デコーダＩＣ１（５）・位相比較器、（６）
・・・ＰＬＬフイルタ用のローパスフィルタ、（７）・
・・ＶＣＯ，；Ｉｌ＋・・・ＰＬＬ回路、Ｊｔｉ・・・
主信号再生回路、（１η・・副信号再生回路、１１８ｉ
　　時定数可変設定回路。FIG. 1 is a block diagram of a part of an embodiment of the audio multiplex demodulation device of the present invention, and FIG. 2 is a partial block diagram of a conventional audio multiplex demodulation device used for receiving BTSC TV audio multiplex broadcasting. It is a diagram. il+...Decoder IC1 (5)/Phase comparator, (6)
...Low pass filter for PLL filter, (7)
...VCO, ;Il+...PLL circuit, Jti...
Main signal regeneration circuit, (1η...Sub signal regeneration circuit, 118i
Variable time constant setting circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １　テレビ音声多重放送の受信音声多重信号が、インタ
ーキャリア式の受信復調によつてベースバンドの主信号
、パイロット信号および前記パイロット信号の整数倍の
周波数の副搬送波でＡＭ抑圧変調された副信号を有する
復調コンポジット信号に変換されて入力され、 前記パイロット信号にもとづくＰＬＬ制御により、前記
パイロット信号に同期して前記副搬送波、前記パイロッ
ト信号の周波数の制御信号を作成し、かつ、前記両制御
信号にもとづく前記副信号の復調、前記パイロット信号
の除去により、前記コンポジット信号から前記副信号を
復調抽出するとともに、前記コンポジット信号のフィル
タ処理および前記パイロット信号の周波数の前記制御信
号にもとづく前記パイロット信号の除去により、前記コ
ンポジット信号から前記主信号を分離抽出し、抽出した
前記主、副信号をマトリクス処理してステレオの左、右
音声信号を再生形成する音声多重復調装置において、 前記両制御信号を作成する制御信号作成用のＰＬＬ回路
に、 前記コンポジット信号に含まれた前記パイロット信号と
作成した前記パイロット信号の周波数の制御信号の位相
誤差信号を出力する位相比較器と、前記誤差信号を設定
された時定数で積分するローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力信号によつて発振周波数が
可変制御される制御発振器とを設け、かつ、前記パイロ
ット信号の受信の有、無の判別などにもとづく前記ＰＬ
Ｌ回路の同期、非同期の検出によつて前記時定数を大、
小に切換え、前記フィルタの上限周波数をテレビ放送の
垂直走査周波数より低、高に可変して前記ＰＬＬ制御の
応答速度を可変する時定数可変設定回路を備えた ことを特徴とする音声多重復調装置。[Claims] 1. A received audio multiplex signal of a television audio multiplex broadcast is subjected to AM suppression using a baseband main signal, a pilot signal, and a subcarrier having a frequency that is an integer multiple of the pilot signal by intercarrier reception demodulation. is input after being converted into a demodulated composite signal having a modulated sub-signal, and generates a control signal for the sub-carrier and the frequency of the pilot signal in synchronization with the pilot signal by PLL control based on the pilot signal, and , by demodulating the sub-signal based on both the control signals and removing the pilot signal, the sub-signal is demodulated and extracted from the composite signal, and at the same time, the composite signal is filtered and the frequency of the pilot signal is adjusted to the control signal. In the audio multiplex demodulation device, which separates and extracts the main signal from the composite signal by removing the original pilot signal, and performs matrix processing on the extracted main and sub signals to reproduce and form stereo left and right audio signals, A phase comparator that outputs a phase error signal between the pilot signal included in the composite signal and a control signal having the frequency of the pilot signal created, to a PLL circuit for creating control signals that creates both control signals; A low-pass filter that integrates a signal with a set time constant, and a controlled oscillator whose oscillation frequency is variably controlled by the output signal of the low-pass filter, and also determines whether or not the pilot signal is received. The said PL based on
The time constant is increased by detecting synchronization and asynchronousness of the L circuit.
an audio multiplexing and demodulating device characterized by comprising: a time constant variable setting circuit that changes the response speed of the PLL control by changing the upper limit frequency of the filter to be lower or higher than the vertical scanning frequency of television broadcasting; .