JPS631590Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】

本考案は、トランスの磁路中の透磁率を制御す
ることにより出力電圧を安定化するような電源装
置に関し、特に、互いに異なる変化特性を有する
２種類以上の負荷を接続し得るような電源装置に
関する。 たとえば、テレビジヨン受像機において、少な
くとも水平偏向等の高圧出力用に安定化電源が必
要とされるが、近年の音声出力回路用の電源とし
ても比較的大電力の安定化電源が必要とされてい
る。したがつて、１個の安定化電源装置を用い
て、上記高圧出力用と音声回路電源供給用の出力
を得ることが望まれている。 このため、従来、スイツチングレギユレータ形
の安定化電源装置の場合には、高圧出力用トラン
スと別個に音声回路電源供給用トランスを用い、
これらのトランスの１次コイルを並列接続してス
イツチングレギユレータに接続することにより、
１個のスイツチングレギユレータで２種類の電圧
安定化された出力を得ている。ところが、２個の
トランスが必要なため、部品点数が多く高価であ
る。また、同一のトランスから高圧出力と音声回
路電源用出力とを取り出す場合には、これらの出
力間の相互干渉による電圧変動等の悪影響が生じ
易く、これを防止するためには、大容量の平滑コ
ンデンサを必要とし、また、それぞれの負荷へ供
給する整流平滑回路のフイルタが複雑化するとい
う欠点がある。 本考案は、このような従来の欠点を克服し、た
とえば上記高圧出力と音声回路電源用出力のよう
な負荷特性が互いに異なる２種以上の出力を同一
のトランスを用いて得ることができ、しかも大容
量の平滑コンデンサを用いることなく簡単な構成
で、電圧変動の少ない安定した出力の電源装置を
提供することを目的とする。 以下、本考案に係る好ましい実施例として、テ
レビジヨン受像機の水平偏向用の115V出力と、
回路電源供給用の出力とを取り出すための電源装
置について、図面を参照しながら説明する。 第１図は本考案の第１の実施例を示すブロツク
回路図である。この第１図において、たとえば
100Vの商用交流電源１からの交流出力は、ダイ
オードブリツジより成る全波整流器２で整流さ
れ、平滑コンデンサ３で平滑されて直流出力とな
る。この直流出力端には、チヨークコイル４と、
トランス１０の入力側の１次コイルN₁と、スイ
ツチング用のトランジスタ５のコレクタ・エミツ
タ間が直列接続されるとともに、イランジスタ５
のコレクタ・エミツタ間にスイツチング用のダイ
オード６と共振用のコンデンサ７とが並列接続さ
れる。なお、トランジスタ５のベースには、たと
えば15kHz〜20kHz程度の周波数のパルス信号が
供給される。 次に、トランス１０の出力側の２次コイルN₂
は、コイルの中点が接地されるとともに、たとえ
ば二対の出力端子を有している。一対の出力端子
は上記水平偏向用の115Vを得るためのものであ
り、コイル全体の両端から取り出され、それぞれ
ダイオード２１，２２のアノードに接続されてい
る。これらのダイオード２１，２２は、カソード
が共通接続されて整流器２３を構成している。２
次コイルN₂の他の一対の出力端子は信号出力用
の12Vを得るためのものであり、上記接地された
中点から両端に向かつて等距離の位置から取り出
されており、ダイオード３１，３２より成る整流
器３３に接続されている。この整流器３３からの
整流出力は、コンデンサ３４、コイル３５、およ
びコンデンサ３６から成るπ型の平滑回路３７を
介して12Vの信号出力となつて、出力端子３８に
送られている。 ここで、２次コイルN₂の全体（これを主巻線
という。）の両端から整流器２３を介して取り出
された出力は、メインの出力端子２４から115V
の直流出力として取り出される。この出力端子２
４は、本考案の要旨となるコンデンサ２０を介し
て接地されており、上記水平偏向用出力のみなら
ず、音声回路供給用の出力をも取り出している。
上記コンデンサ２０の条件や動作上の効果につい
ては後述する。 次に、上記整流器２３からの整流出力の一部
は、出力電圧を分圧して取り出すための可変抵抗
器２６を介して制御回路２７に送られ、この制御
回路２７は該出力電圧を検出してトランス１０の
制御コイルNcに送る。なお、制御回路２７には
整流器３３からの出力を回路電源として供給して
いる。 ここで、トランス１０は、たとえば第２図に示
すような構造のものを用いており、一対の磁気コ
ア１１，１２は、たとえば正方形あるいは長方形
の板状のコア基部１０Ｅと、その四隅から直交す
る方向に延長され、かつ、互いに等しい断面積の
磁脚１０Ａ〜１０Ｄとを有し、コア１１，１２
は、磁脚１０Ａ〜１０Ｄと１０Ａ〜１０Ｄとが端
部をもつて互いに接するように対向され、従つ
て、全体として立方体ないし直方体となるように
組み立てられている。なお、コア１１，１２は例
えばフエライト材により形成される。 さらに、コア１１の磁脚１０Ｂ，１０Ｄにまた
がつて入力側の１次コイルN₁が巻回され、コア
１１の磁脚１０Ａ，１０Ｃにまたがつて出力側の
２次コイルN₂が巻回されると共に、コア１２の
磁脚１０Ａ，１０Ｂにまたがつて制御コイルNc
が巻回されている。従つて、この場合、コイル
N₁とN₂とはトランス結合となり、コイルN₁，
N₂とNcとは直交結合となるが、このときのコイ
ルN₁とN₂との結合係数は0.5〜0.6程度とされて
いる。 このようなトランス１０の磁束分布状態を第３
図および第４図に示す。すなわち、コイルN₁の
励磁電流をI₁、コイルN₂の発振電流をI₂、コイル
N₂から取り出される負荷電流をI_Lとすれば、こ
のトランス１０の全起磁力NIは、 NI＝N₁I₁＋N₂I₂−N₂I_L …… となる。そして、この起磁力NIにより出力電圧
E₀の正の半サイクル期間に生じる磁束を＋φ_S（第
３図矢印参照）、負の半サイクル期間に生じる磁
束を−φ_S（第４図矢印参照）とし、また、制御コ
イルNcと、これに流れる制御電流Icによつて生
じる磁束をφ_C（第３図、第４図の破線矢印参照）
とすれば、正の半サイクル期間（第３図）には、
磁脚１０Ａ，１０Ｄにおいて磁束φ_Sとφ_Cとが減
じ合い、磁脚１０Ｂ，１０Ｃにおいては磁束φ_Sと
φ_Cとが加え合い、負の半サイクル期間（第４図）
には逆の関係となる。 従つて、たとえば第５図のＢ−Ｈ特性（磁化特
性）において、正の半サイクル期間のピーク時点
における磁脚１０Ａ，１０Ｄの動作点は点ａとな
り、磁脚１０Ｂ，１０Ｃの動作点は点ｂとなり、
負の半サイクル期間のピーク時点における磁脚１
０Ｂ，１０Ｃの動作点は点ｃとなり、磁脚１０
Ａ，１０Ｄの動作点は点ｄとなる。従つて、磁脚
１０Ａ，１０Ｄの動作領域は矢印１Ａの区間とな
り、磁脚１０Ｂ，１０Ｃの動作領域は矢印１Ｂの
区間となり、正の半サイクル期間の出力電圧E₀
は、点ａの磁脚１０Ａ，１０Ｄの磁束密度＋Bs
で決まり、負の半サイクル期間の出力電圧E₀は、
点ｃの磁脚１０Ｂ，１０Ｃの磁束密度−Bsで決
まることになる。 そして、点ａ，ｃは磁束φ_Cにより変化し、磁
束φ_Cは制御電流Icで変化するので、電流Icを制御
すれば、出力電圧E₀を制御できることになる。
この出力電圧E₀（ｔ）は、 E₀（ｔ）＝ｄ／dtφ（ｔ）＝ｄ／dt｛Li（ｔ）｝ ＝Ｌdi（ｔ）／dt＋ｉ（ｔ）dL／dt …… ＝Ｎdφ（ｔ）／dt＋ｉ（ｔ）dL／dt ……′ となり、第１項はトランス結合により誘起する電
圧、第２項はパラメトリツク結合により誘起する
電圧である。すなわち、出力電圧E₀（ｔ）にはト
ランス結合による電圧と、パラメトリツク発振に
よる電圧とが含まれている。なお、両電圧の割り
合いはコイルN₁とN₂との結合係数、すなわち、
コアの形状及びコイルの巻装方法により異なる。 従つて、第６図に示すように、Ic＝０のときの
磁束をφ₁、上記加え合う状態の磁束をφ₂、上記
減じ合う状態の磁束をφ₃、磁束φ₁とφ₂、φ₃との
変化分をΔφ₂，Δφ₃とすると、Ic＝０の場合の出
力電圧e₀は、 e₀＝Ｎｄ（φ₁＋φ₁）／dt＋Ｒ／Ｎ（φ₁＋φ₁）dL／dt ＝2φ₁（KN_f＋Ｒ／Ｎ dL／dt …… となる。また、Ic≠０で磁束φが非線形領域にあ
る場合の出力電圧e_0Sは、 e_0S＝Ｎｄ（φ₂＋φ₃）／dt ＋Ｒ／Ｎ（φ₂＋φ₃）dL／dt ＝｛2φ₁−（Δφ₃−Δφ₂）｝ ｛KN_f＋Ｒ／Ｎ dL／dt｝ …… となる。 そして、Ｂ−Ｈ特性の非線形性のため、 Δφ₃＞Δφ₂ であるから、 e₀−e_0S ＝（Δφ₃−Δφ₂）（KN_f＋Ｒ／Ｎ dL／dt）…… となり、さらに、点ｅ，ｄが飽和領域にあるとす
れば、 Δφ₂０ となるので、 e₀−e_0S＝Δφ₃（KN_f＋Ｒ／Ｎ dL／dt） ……′ となる。従つて、この式によれば、制御電流Icに
よつて磁束の変化分Δφ₃を制御すれば、出力電圧
E₀を制御できることがわかる。 次に、本考案の要旨となるコンデンサ２０につ
いて説明する。第１図の主巻線（コイルN₂の全
体）からメインとなる直流115V出力を得るため
の回路部分を等価的に描くと、第７図のような等
価回路となる。この第７図において、コンデンサ
C₀₁（容量値C₀₁で示す。）は第１図のコンデンサ２
０に対応し、抵抗△ＲはコイルN₂の内部抵抗、
ダイオード２１，２２の順方向抵抗、コンデンサ
２０の内部損失等の和である。また、インダクタ
ンスL₂は上記主巻線のインダクタンスを示し、
コイルN₂の接地された中点から両端までのイン
ダクタンスがそれぞれ等しくL₂となつている。
この第７図に示す等価回路の全インピーダンスZ〓
は、 Z〓＝（△Ｒ＋jωL₂）・１／jωC₀₁／（△Ｒ＋jωL₂
）＋１／jωC₀₁ ＝△Ｒ＋jω（L₂＋ω²L²／₂C₀₁−△R²C₀₁）／ω²C²／₀₁
△R²＋（ω²C₀₁L₂−１）²…… ≡Ｒ＋jX …… となる。式のＸ＝０とおけば、式より共振条
件は、 L₂−C₀₁（△R²＋ω²L² ₂）＝０ …… であるから、共振角周波数ω_r、および共振周波
数_rは、 となる。したがつて、共振時の全インピーダンス
Z〓rは、 Z〓r＝L₂／C₀₁△Ｒ …… となり、周波数が_rのとき最大インピーダンスと
なる。本考案は、この最大インピーダンス〓Zr
を1Ω以下として出力電圧の変動を抑えるもので
あり、 C₀₁〜L₂／△Ｒ …… を満足するようなC₀₁、すなわち、L₂／△Ｒにほ
ぼ等しいか、L₂／△Ｒ以上のC₀₁を有するコンデ
ンサ２０を選定することを要旨としている。 ここで、トランス１０の２次コイルN₂は、ト
ランス結合により出力電圧が取り出される場合
に、出力電圧E₀、動作周波数、動作磁束密度、
磁心断面積が与えられると決定され、この２次コ
イルN₂の自己インダクタンスL₂、抵抗分の総和
△Ｒが定まる。ここで、出力電圧は前述したよう
にE₀＝115Vであり、一例として、動作周波数16k
Hz、磁束密度2000ガウスとし、トランス１０の磁
心材質にフエライトを用い、磁心断面積64mm²、２
次コイルN₂の巻数40ターンとするとき、上記イ
ンダクタンスL₂は約１ｍＨ（ミリヘンリー）、抵
抗△Ｒは約3Ωとなる。このとき、コンデンサ２
０の容量値C₀₁としては、式より約333μF以上
とすることが望ましく、本実施例ではC₀₁＝
330μFに選んでいる。 第８図は、このような条件のもとに、一定の負
荷（消費電力P₀＝63W）の状態における電源出
力インピーダンス〓Ｚを測定した周波数特性図で
あり、横軸はP₀／２の負荷を断続する周波数を
示している。ここで、上記C₀₁＝330μFとした本
実施例の特性曲線を実線で示している。これに対
して、従来の水平偏向用トランスにおいては、平
滑回路として２個のコンデンサと高周波コイルと
をπ型接続したものを用いるのが一般であり、こ
の平滑回路の入力側のコンデンサの容量値は
33μF程度に選定されている。このような従来例
において、他の条件を上記実施例と等しくしたと
きの実測値を第８図破線に示している。 この第８図から明らかなように、従来例におい
ては周波数が1kHzの共振点を持ち、このとき最
大6.0Ωと出力インピーダンスが増加している。
このため、水平偏向用高圧出力、音声回路供給用
出力のように負荷が断続する場合に、出力インピ
ーダンスの変化により出力電圧の変動が大きくな
る。これに対して、本考案の実施例によれば、周
波数400Hzで出力インピーダンスは最大値となる
が約1.0Ωであり、０〜20kHzの周波数領域では約
1.0Ω以下となつている。したがつて、水平偏向
用高圧出力と音声回路供給用出力とを同一のトラ
ンス１０の２次コイルN₂の同一の端子２４から
取り出すことが可能となり、しかも負荷の交流的
変化による出力電圧の変動が出力インピーダンス
の低下によつて改善されるとともに、負荷電流の
直流的変化や入力電圧変化によるる出力電圧の変
動が出力抵抗の低下によつて大巾に改善される。
さらに、C₀₁が大きくなると、負荷変化に対する
リツプル電圧も低下し、上記主巻線の直流出力端
子２４から水平偏向回路に出力が供給される場合
に、水平周期（15.75kHz）の負荷リツプルが低減
されるため、従来のπ型平滑回路が不要となり、
コイルおよびコンデンサの１個を削減できる。ま
た、出力端子３８に接続される負荷の変化による
上記主巻線の出力電圧変化も改善される。 第１表は、このような本考案の第１の実施例に
よる各項目についての実測値を示すものであり、
比較のために、上述した33μFのコンデンサを用
いた従来例の実測値と、シリーズレギユレータお
よび２個のトランスを用いて上記各出力を得る場
合の実測値とを、他の条件を同一として示してい
る。

【表】 この第１表から明らかなように、負荷変化によ
る出力電圧の過渡応答時間がシリーズレギユレー
タより劣る点を除けば、他の全項目において本考
案の実施例は同等以上の特性を示しており、非常
に安定した電源装置が簡単な構成で得られる。 次に、第９図は本考案の第２の実施例を示し、
音声出力回路への電源供給用として、第３のコイ
ルN₃をトランス１０に巻装した例を示す。これ
は、音声出力増幅器が低電圧電源OTL回路で構
成される場合に有効である。このコイルN₃から
の出力は、ダイオード４１，４２より成る整流器
４３を介し、コイル４４を介して、たとえば24V
の直流出力となつて出力端子４５から取り出され
る。この出力端子４５は平滑コンデンサ４６を介
して接地されるが、このコンデンサ４６の容量と
して、従来約2200μF程度必要であつたのが、本
考案によれば約470μFで画面への影響が表われな
くなり、部品価格が安価となる。他の構成は上記
第１の実施例と同様であり、第１図と同一の部分
あるいは同じ作用を行なう部分に同一の指示符号
を付すことにより、説明を省略する。 次に、第１０図は本考案の第３の実施例を示
し、第２の実施例と同様に音声回路用に24V直流
出力を得ている。この第１０図において、トラン
ス１０の２次コイルN₂は、中点を接地し、両端
をダイオード５１，５２より成る整流器５３に接
続し、中点から等距離（等しい巻数）の位置から
取り出される端子をダイオード６１，６２から成
る整流器６３に接続している。整流器５３の出力
端子５４は、上記式の条件を満たす容量値C₀₁
の平滑コンデンサ５０を介して接地されている。
ただし、出力端子５４からは上記水平偏向用出力
のみを取り出している。また、整流器６３からの
出力は、コンデンサ６４、コイル６５、コンデン
サ６６から成るπ型の平滑回路６７を介し、24V
直流出力となつて出力端子６８に送られている。
この出力端子６８から、音声出力回路への24V出
力を得ている。さらに、整流器６３からの出力
は、トランジスタ７１、ツエナダイオード７２、
抵抗７３、およびコンデンサ７４から成るシリー
ズレギユレータ７５を介し、信号用の出力端子７
６に送られている。他の構成は第１図と同様であ
るため、同一の指示符号を付して説明を省略す
る。この第３の実施例も、上記第１の実施例と同
様な効果が得られることは勿論である。 すなわち、本考案に係る電源装置によれば、入
力側の１次コイルおよび出力側の２次コイルを磁
気コアに巻装して交流的に結合するとともに、こ
れらの１次、２次コイルとは交流的な結合を行な
わずに上記磁気コアの磁束を制御する制御コイル
を該磁気コアに巻装して成るトランスと、上記２
次コイルからの出力電圧を検出して上記制御コイ
ルへ送る制御回路と、上記２次コイルの出力端子
に並列接続されたコンデンサとを有し、このコン
デンサの容量値C₀₁として、上記２次コイルのイ
ンダクタンスをL₂、上記２次コイル側の抵抗分
の総和を△Ｒとするとき、 C₀₁L₂／△Ｒ の条件を満たすように選定することを特徴として
いる。 したがつて、２次コイル側の並列共振インピー
ダンスがたとえば1Ω以下に低下し、負荷変動に
よる出力電圧の変動が著るしく抑えられるため、
負荷変化の異なる２種類以上の負荷の接続が可能
となる。また、たとえばテレビジヨン受像機にお
ける水平偏向用出力を得る場合のように、負荷が
高周波数で断続する場合には、負荷リツプルフイ
ルタ回路等を通さずに直接負荷を接続でき、部品
点数の削減が図れる。また、低電圧動作音声出力
回路に出力を供給する場合には、従来より平滑コ
ンデンサの容量値を減少させることができ、部品
価格が安価となる。 なお、本考案は上記実施例のみに限定されるも
のではなく、たとえばトランス１０としては、第
２図の構成のもの以外に、たとえばEI形のコア
を用いて交流的結合を行なわず磁束を制御するよ
うなトランスが使用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第８図は本考案の第１の実施例を
示し、第１図は回路図、第２図はトランス１０の
斜視図、第３図および第４図はトランス１０の磁
束の状態を示す斜視図、第５図および第６図はヒ
ステリシスカーブと動作との関係を示すグラフ、
第７図は２次コイルN₂側の要部を示す等価回路
図、第８図は出力インピーダンスの周波数特性を
示すグラフである。第９図は本考案の第２の実施
例を示す回路図である。第１０図は本考案の第３
の実施例を示す回路図である。 １０……トランス、１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，
１０Ｄ……磁脚、N₁……１次コイル、N₂……２
次コイル、Nc……制御コイル、２０，５０……
コンデンサ、２４，５４……出力端子、２７……
制御回路。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 入力側の１次コイルおよび出力側の２次コイル
   を磁気コアに巻装して交流的に結合するととも
   に、これらの１次、２次コイルとは交流的な結合
   を行なわずに上記磁気コアの磁束を制御する制御
   コイルを該磁気コアに巻装して成るトランスと、
   上記２次コイルからの出力電圧を検出して上記制
   御コイルへ送る制御回路と、上記２次コイルの出
   力端子に並列接続されたコンデンサとを有し、上
   記２次コイルのインダクタンスをL₂、上記２次
   コイル側の抵抗分の総和を△Ｒとするとき、上記
   コンデンサの容量値C₀₁として、 C₀₁L₂／△Ｒ の条件を満たすように選定することを特徴とする
   電源装置。