JPS63150882A - Power feeder - Google Patents
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- JPS63150882A JPS63150882A JP61298144A JP29814486A JPS63150882A JP S63150882 A JPS63150882 A JP S63150882A JP 61298144 A JP61298144 A JP 61298144A JP 29814486 A JP29814486 A JP 29814486A JP S63150882 A JPS63150882 A JP S63150882A
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- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は高周波加熱器などに利用され、商用電源などの
電源により得られた電力を半導体スイッチを含む電力変
換器により高周波電力に変換した後トランスによりさら
に電力変換し、マグネトロンなどの逆阻止特性を有する
負荷にその変換電力を供給する電力供給装置に関するも
のである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention is used in high-frequency heaters, etc., in which power obtained from a power source such as a commercial power source is converted to high-frequency power by a power converter including a semiconductor switch, and then converted to high-frequency power by a transformer. The present invention further relates to a power supply device that converts power and supplies the converted power to a load having reverse blocking characteristics such as a magnetron.
従来の技術
一般にこのような電力供給装置は、主として装置のトラ
ンスを小型・軽量・低コスト化することなどを目的とし
て様々な構成のものが提案されている。逆阻止特性を有
し比較的大電力を要する負荷の例としては、マグネトロ
ンが代表的なものであり、このような負荷に対しても数
多くの改良とその提案がなされている。2. Description of the Related Art In general, various configurations of such power supply devices have been proposed, mainly for the purpose of reducing the size, weight, and cost of the transformer of the device. A magnetron is a typical example of a load that has reverse blocking characteristics and requires a relatively large amount of power, and many improvements and proposals have been made for such loads.
第８図は、このような従来の電力供給装置の１例である
。FIG. 8 shows an example of such a conventional power supply device.
このような構成で、トランジスタ６を２０にＨｚ〜１０
０ＫＨｚ程度の周波数で動作させると、商用電源周波数
のままで昇圧する場合に比べて昇圧トランスの重量、サ
イズを数分の−から士数分の−にでき、電力供給装置の
小型化、低コスト化が可能であるというものである。With such a configuration, the transistor 6 has a frequency of 20 Hz to 10
When operated at a frequency of about 0 KHz, the weight and size of the step-up transformer can be reduced from a few minutes to a few minutes compared to when boosting at the commercial power frequency, resulting in smaller and lower cost power supply equipment. This means that it is possible to
商用電源９の電力はダイオ−ドブ１ルノジ１０により整
流され、単方向電源が形成されている。商用電源９と直
流電源回路１３はインバータ１４の電源を形成している
。なお１１はチョークコイル、１２は平滑コンデンサで
あってインバータの高周波スイッチング動作に対するフ
ィルタの役割をも果している。The power from the commercial power source 9 is rectified by a diode valve 10, forming a unidirectional power source. The commercial power supply 9 and the DC power supply circuit 13 form a power supply for the inverter 14 . Note that 11 is a choke coil, and 12 is a smoothing capacitor, which also serves as a filter for the high frequency switching operation of the inverter.
インバータ１４は共振コンデンサ５、トランス２、トラ
ンジスタ６、ダイオード７および駆動回路８より構成さ
れている。トランジスタ６は駆動回路８より供給される
ベース電流によって所定の周期とデユーティ（オンオフ
時間比）でスイッチング動作する。この結果トランス２
の一次巻数には第４図（ａ）のようなコレクタ電流１ｃ
Ｅとダイオード電流＋ｄを中心とした電流が流れ、第４
図（ｂ）のようなＩＬが流れる。The inverter 14 includes a resonant capacitor 5, a transformer 2, a transistor 6, a diode 7, and a drive circuit 8. The transistor 6 performs a switching operation with a predetermined period and duty (on/off time ratio) by a base current supplied from the drive circuit 8. As a result, transformer 2
The collector current 1c as shown in Fig. 4(a) is applied to the primary windings of
A current centered around E and diode current +d flows, and the fourth
IL flows as shown in Figure (b).
トランス２の２次側には逆阻止特性を有する負荷３が接
続されこれにインバータ１４により変換された電力を供
給するものである。負荷３は等価的にダイオードＤ、Ｖ
ｌ、抵抗Ｒ１％７１．ツェナーダイオードＺＤＭの直列
接続体で表されるマグネトロンのような負荷である。
−
負荷３には第９図（ｂ）のような電流ＩＡが流れる。A load 3 having reverse blocking characteristics is connected to the secondary side of the transformer 2, and power converted by an inverter 14 is supplied to the load 3. Load 3 is equivalently diodes D and V
l, resistance R1%71. It is a magnetron-like load represented by a series connection of Zener diodes ZDM.
- A current IA as shown in FIG. 9(b) flows through the load 3.
負荷３の電圧ＶＡには同図（１）のようになる。これは
トランス２がリーケージ型トランスとなっていること、
さらに逆バイアス電流バイパス手段であるコンデンサＣ
Ｈ４が負荷に並列に接続されていることによるものであ
る。すなわち負荷３は抵抗ＲｆＭｌ、ダイオードＤＭ、
ツェナーダイオードＺＤＭの直列回路で置き換えること
ができ、これに並列にコンデンサＣＨが接続された構成
である。The voltage VA of the load 3 is as shown in FIG. 1 (1). This means that transformer 2 is a leakage type transformer,
Furthermore, the capacitor C which is a reverse bias current bypass means
This is because H4 is connected in parallel to the load. That is, the load 3 includes a resistor RfMl, a diode DM,
It can be replaced with a series circuit of Zener diodes ZDM, and a capacitor CH is connected in parallel to this.
負荷３は非線形であり、逆電圧（正方向電圧）に対して
はダイオードＤＭにより非常に大きなインピーダンス（
はぼ開放）となり、一方順電圧（負方向電圧）に対して
はある一定電圧（ＺＤＭのツェナー電圧）をこえるまで
は大きなインピーダンスとなり、この電圧をこえると小
さなインピーダンスとなる。マグネトロンがこの様な負
荷でありこの特性を第７図に示す。Load 3 is non-linear and has a very large impedance (
On the other hand, with respect to forward voltage (negative direction voltage), the impedance becomes large until a certain voltage (ZDM Zener voltage) is exceeded, and when this voltage is exceeded, the impedance becomes small. The magnetron has such a load and its characteristics are shown in FIG.
従って第９図（ａ）において負荷３の電圧ＶＡにが一４
ＫＶの時に負荷が導通し、低インピーダンスであるため
一次側の電圧が上がってもほぼ−４にＶ程度を維持する
。又、この時負荷電流ＩＡが流れる。Therefore, in Fig. 9(a), the voltage VA of load 3 is 14
The load is conductive when the voltage is KV, and since the impedance is low, even if the voltage on the primary side rises, it maintains approximately -4V. Also, at this time, load current IA flows.
一方逆電圧が印加されると負荷は非常に高いインピーダ
ンスとなるため、逆バイアスのバイパス用コンデンサＣ
Ｈ４を接続することにより同図（ａ）の様な電圧が発生
する。この大きさは約１０にＶ程度のものであり、コン
デンサＣＨ４を大きくすることによりいく分小さくする
ことはできるが、その分コンデンサＣＨ４への充電電流
が増加し、トランスの巻線に生じる銅損が大きくなり発
熱による温度上昇が発生する。従ってほぼ最適なコンデ
ンサ容量では逆電圧が１０ＫＶ程度となる。On the other hand, when a reverse voltage is applied, the load becomes a very high impedance, so the reverse bias bypass capacitor C
By connecting H4, a voltage as shown in FIG. 2(a) is generated. This magnitude is about 10 V, and can be made somewhat smaller by increasing the size of capacitor CH4, but this will increase the charging current to capacitor CH4 and cause copper loss in the transformer winding. increases, causing a temperature rise due to heat generation. Therefore, with an approximately optimal capacitor capacity, the reverse voltage will be about 10 KV.
発明が解決しようとする問題点
ところがこのような電力供給装置においては、この電圧
ＶＡにが１０にＶ程度のものが印加されることにより負
荷３の両端子間からコロナ放電やアーク放電などの絶縁
破壊が発生し、装置を破損するに到る。又、この電圧を
小さくするため逆バイアスのバイパス用コンデンサＣＨ
４の大きさを大きくする事によりいく分下げる事が出来
るが、逆にコンデンサの充電電流が大きくなり、トラン
ス２の銅損が増加し発熱してトランスが絶縁破壊により
破損してしまう。この様にＶＡＫを下げ、コロナ放電や
アーク放電を防止するのは非常に困難であるという問題
があった。Problems to be Solved by the Invention However, in such a power supply device, when a voltage of approximately 10 V is applied to the voltage VA, insulation such as corona discharge or arc discharge occurs between both terminals of the load 3. Destruction occurs, resulting in damage to the equipment. In addition, to reduce this voltage, a reverse bias bypass capacitor CH
4 can be reduced to some extent by increasing the size of 4, but on the other hand, the charging current of the capacitor increases, copper loss in the transformer 2 increases, heat is generated, and the transformer is damaged due to dielectric breakdown. There is a problem in that it is extremely difficult to lower VAK and prevent corona discharge and arc discharge.
本発明はこの様な従来の問題点を解消するものであり、
トランスの銅損の増加をおさえてかつ逆方向の印加電圧
を小さくすることで、コロナ放電やアーク放電による装
置の破損をなくすることを目的とする。The present invention solves these conventional problems,
The purpose is to prevent damage to the device due to corona discharge or arc discharge by suppressing the increase in copper loss in the transformer and reducing the applied voltage in the reverse direction.
問題点を解決するための手段
上記目的を達するため、本発明の電力供給装置は、商用
電源などの電源と、半導体スイッチとその駆動手段を有
し高周波電力を発生する電力変換器と、逆阻止特性を有
する負荷と、この負荷に先に電力変換された電力を供給
するトランスと、電力変換器の動作周波より高い共振周
波数を有し、かつ電力変換器に同調動作する同調回路要
素を設ける構成である。又この同調回路要素をトランス
に巻線を設けこれにコンデンサ等の負荷を接続して共振
する構成である。Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the power supply device of the present invention includes a power source such as a commercial power source, a power converter that has a semiconductor switch and its driving means and generates high-frequency power, and a reverse blocking device. A configuration including a load having a characteristic, a transformer that supplies the converted power to the load, and a tuned circuit element that has a resonant frequency higher than the operating frequency of the power converter and operates in tune with the power converter. It is. Further, this tuning circuit element is configured to resonate by providing a winding on a transformer and connecting a load such as a capacitor to the winding.
作 用
本発明の電力供給装置は、電力変換器の基本動作に同調
回路要素を結合する事により、電力変換器の基本波に同
調回路要素の波形をのせる事により、基本波形を歪ませ
てピーク値の低い波形に変える事により逆側の発生電圧
を下げるというものであり、コロナ放電やアーク放電の
発生を防止するとともに、トランスの銅損による発熱も
増す事がないという効果を有するものである。Function: The power supply device of the present invention distorts the fundamental waveform by combining the tuned circuit element with the basic operation of the power converter and by placing the waveform of the tuned circuit element on the fundamental wave of the power converter. By changing the waveform to one with a lower peak value, the voltage generated on the opposite side is lowered, which has the effect of preventing the occurrence of corona discharge and arc discharge, as well as preventing an increase in heat generation due to copper loss in the transformer. be.
又同調回路要素は、トランスに巻線を設け、これにコン
デンサを負荷として接続する事により容易に実現できる
という効果を有するものである。Further, the tuned circuit element has the advantage that it can be easily realized by providing a winding on a transformer and connecting a capacitor to the winding as a load.
実施例
以下、本発明の一実施例について図面に基づき説明する
。EXAMPLE Hereinafter, an example of the present invention will be described based on the drawings.
第１図に示すように、商用電源９は直流電源回路１３に
送られ成力変換器であるインバータ１４に供給される。As shown in FIG. 1, the commercial power supply 9 is sent to a DC power supply circuit 13 and supplied to an inverter 14, which is a power converter.
商用電源９と直流電流１３はインバータ１４の電源を形
成している。インバータ１４は半導体スイッチ（トラン
ジスタ）６やダイオード７等より成り、トランス２を付
勢して逆阻止特性を有する負荷３に変換された電力を供
給するものである。負荷３は等価的にダイオードＯＭ。Commercial power source 9 and direct current 13 form a power source for inverter 14 . The inverter 14 is made up of a semiconductor switch (transistor) 6, a diode 7, etc., and energizes the transformer 2 to supply converted power to the load 3 having reverse blocking characteristics. Load 3 is equivalently a diode OM.
抵抗ＲＭ、ツェナーダイオードＺＤｆＶｌの直列接続体
で表されるマグネトロンのような負荷である。It is a magnetron-like load represented by a series connection of a resistor RM and a Zener diode ZDfVl.
トランジスタ６、ダイオード７、トランスの一次巻線Ｔ
１、共振コンデンサ５に流れる電流は、それぞれ第４図
（ａ）、（ｂ）、（０）のようになる。すなわちトラン
ジスタ６の電流ＩＣＥ１ ダイオード７の電流１ｄは第
４図（ａ）の様に流れる。そしてトランス２の一次巻線
Ｔ１には同図（ｂ）のような高周波電流ＩＬが流れる。Transistor 6, diode 7, transformer primary winding T
1. The current flowing through the resonant capacitor 5 is as shown in FIGS. 4(a), (b), and (0), respectively. That is, the current ICE1 of the transistor 6 and the current 1d of the diode 7 flow as shown in FIG. 4(a). A high frequency current IL flows through the primary winding T1 of the transformer 2 as shown in FIG.
共振コンデンサ５には同図（０）のような電流１ｃＩが
流れる。これらの波形はトランジスタ６の０Ｎ−ＯＦＦ
によって流れるものである。A current 1cI as shown in (0) in the figure flows through the resonant capacitor 5. These waveforms are 0N-OFF of transistor 6.
It flows by.
すなわち、トランジスタ６がＯＮの時（第４図（ａ）に
示す）にはトランス２の一次側にほぼＩｃＥと同じ電流
が流れ、このＯＮ時間が所定時間経過した時、トランジ
スタ６をＯＦＦする。その時トランス２の一次側Ｔ１に
流れていた電流は、トランス２のインダクタンス成分と
共振用コンデンサとの間で発振し、トランジスタ６がＯ
ＦＦ時では同図（ｂ）、（ｃ）に示す様な発振電流が流
れる。そしてこの発振周期のほぼ半サイクル〜１サイク
ル程度のＯＦＦ時間経過後に再びトランジスタ６をＯＮ
する。そして再びトランス２の一次巻線Ｔ１のインダク
タンス成分に電流が流れ同図（ａ）、（ｂ）に示す嫌な
電流が流れる。以上の様な動作を繰り返して発振が継続
し、高周波電力に電力変換される。That is, when the transistor 6 is on (as shown in FIG. 4(a)), a current approximately equal to IcE flows through the primary side of the transformer 2, and when this ON time has elapsed for a predetermined period of time, the transistor 6 is turned off. At that time, the current flowing through the primary side T1 of the transformer 2 oscillates between the inductance component of the transformer 2 and the resonance capacitor, and the transistor 6
At the time of FF, oscillation currents as shown in FIGS. 3(b) and 3(c) flow. Then, after an OFF time of approximately half to one cycle of this oscillation period has elapsed, the transistor 6 is turned on again.
do. Then, current flows again through the inductance component of the primary winding T1 of the transformer 2, resulting in the unwanted current shown in FIGS. Oscillation continues by repeating the above operations, and power is converted into high-frequency power.
一方トランス２の２次側の各動作電圧電流波形を第５図
に示す。負荷３の電圧ＶＡには同図（ａＪｚ電流ＩＡは
同図（ｂ）に示す。すなわちトランス２が負荷３が導通
する方向に電圧が発生した時、負荷３のツェナー電圧に
相当する電圧を超えると負荷が導通して電流ＩＡが流れ
る。そしてこの時の電圧ＶＡにはほぼツェナー電圧程度
に維持される。一般にマグネトロンの場合は一４ＫＶ程
度となる。On the other hand, each operating voltage and current waveform on the secondary side of the transformer 2 is shown in FIG. The voltage VA of the load 3 is shown in the same figure (aJz current IA is shown in the same figure (b). In other words, when the transformer 2 generates a voltage in the direction in which the load 3 conducts, it exceeds the voltage corresponding to the Zener voltage of the load 3. The load becomes conductive and a current IA flows.The voltage VA at this time is maintained at approximately the Zener voltage.Generally, in the case of a magnetron, it is approximately -4KV.
さてトランス２が負荷３の非導通方向に電圧が発生した
時は、負荷３の電流１Ａは流れず、逆バイアスのバイパ
ス用コンデンサＣＨ４を流れる。そしてその時の電圧Ｖ
ＡＫは−６にＶ程度発生する。Now, when the transformer 2 generates a voltage in the non-conducting direction of the load 3, the current 1A of the load 3 does not flow, but flows through the reverse bias bypass capacitor CH4. And the voltage V at that time
AK generates about V at -6.
さてここで、従来の電力供給装置ではこれが一１０ＫＶ
以上発生していた。ところが本発明の電力供給装置では
一６ＫＶ程度である。これは第１図に示す同調回路要素
１を設ける事により実現できる。すなわちこの同調回路
要素１を、インバータ１４の動作周波数より高い周波数
に共振時を有する定数とする。この共振周波数はインバ
ータ１４の動作周波数の高周波にする事が最も効果的で
ある。第１図の実施例では、トランス２に巻線Ｔ３を追
加し、その追加巻線Ｔ３にコンデンサＣ３を接線し、こ
のＴ３とｃ３ の動作状態での共振周波数をインバータ
１４の動作周波数の高調波にする。Now, in the conventional power supply device, this is 110KV.
More than that happened. However, in the power supply device of the present invention, the voltage is about 16 KV. This can be realized by providing a tuning circuit element 1 shown in FIG. In other words, the tuned circuit element 1 is a constant having resonance at a frequency higher than the operating frequency of the inverter 14. It is most effective to set this resonance frequency to a higher frequency than the operating frequency of the inverter 14. In the embodiment shown in FIG. 1, a winding T3 is added to the transformer 2, a capacitor C3 is connected tangentially to the additional winding T3, and the resonant frequency in the operating state of T3 and c3 is set to a harmonic of the operating frequency of the inverter 14. Make it.
そして、この同調回路要素１とトランス２の２次側とは
鉄心を通じて磁気結合した構成である。The tuning circuit element 1 and the secondary side of the transformer 2 are magnetically coupled through an iron core.
以上の様な構成でＶＡＫが６に、ｌζ下がる理出を第６
図に説明する。同図の点線は従来の同調回路要素１がな
い場合の電圧波形であり１０にＶ程度発生する。これに
本発明の同調回路要素１が付加された場合の電圧波形を
実線で示す。この場合の同調回路要素１の共振周波数は
インバータ１４の動作周波数の第３高調波に設定した場
合である。従って、従来の１０ＫＶも発生していた電圧
波形（点線で示す）に同調回路要素１の第３高調波の周
波数（一点鎖線で示す）が重複する事により、実線で示
す低い電圧の波形となる。With the above configuration, VAK decreases to 6 and lζ is calculated in the 6th section.
This is explained in the figure. The dotted line in the figure is a voltage waveform in the case where the conventional tuning circuit element 1 is not provided, and approximately 10 V is generated. The voltage waveform when the tuned circuit element 1 of the present invention is added to this is shown by a solid line. In this case, the resonant frequency of the tuned circuit element 1 is set to the third harmonic of the operating frequency of the inverter 14. Therefore, the frequency of the third harmonic of tuning circuit element 1 (shown by the dashed line) overlaps with the voltage waveform (shown by the dotted line) that previously generated 10KV, resulting in a low voltage waveform shown by the solid line. .
さて、同調回路要素１による作用、効果は以上の通りで
あるが、第１図に示す同調回路要素以外にもその実現方
法はある。第１図に示す同調回路要素１とトランス２を
含む点線で囲んだ部分の他の実施例を第２図（ａ）、（
ｂ）、（０）に示す。第２図（ａ）、（ｂ）はトランス
２に巻線Ｔ３を追加し、これにコンデンサＣ３を負荷と
して接続したものである。これは実現が大変容易であり
、第３図にこの場合の実際のトランス２の構成を示す。Now, the functions and effects of the tuned circuit element 1 are as described above, but there are other ways of realizing the same than the tuned circuit element shown in FIG. Other embodiments of the part surrounded by dotted lines including the tuned circuit element 1 and transformer 2 shown in FIG. 1 are shown in FIGS.
b), shown in (0). In FIGS. 2(a) and 2(b), a winding T3 is added to the transformer 2, and a capacitor C3 is connected to this as a load. This is very easy to realize, and FIG. 3 shows the actual configuration of the transformer 2 in this case.
同図（Ｃ）はトランス２の２次巻線Ｔ２に中間タップを
設け、これにコンデンサを接続したものである。In the same figure (C), an intermediate tap is provided in the secondary winding T2 of the transformer 2, and a capacitor is connected to this tap.
第１図に示す同調回路要素１には第５図（ｅ）に示す電
圧が発生し、同図（ｄ）に示す様な電流が変れる。The voltage shown in FIG. 5(e) is generated in the tuned circuit element 1 shown in FIG. 1, and the current changes as shown in FIG. 5(d).
この波形はインバータ１４の動作周波数の３倍周波数に
負荷電圧が重複されたものである。This waveform is obtained by superimposing the load voltage on a frequency three times the operating frequency of the inverter 14.
以上の様にトランス２に巻線を設けこれにコンデンサ負
荷を接続する事により同調回路を構成し、負荷３の逆電
圧を下げる事ができる。その事によりコロナ放電、アー
ク放電の発生をなくし、安定した動作が得られる。As described above, by providing a winding in the transformer 2 and connecting a capacitor load thereto, a tuned circuit is constructed, and the reverse voltage of the load 3 can be lowered. This eliminates the occurrence of corona discharge and arc discharge, resulting in stable operation.
発明の効果
以上の様に本発明の電力供給装置によれば次の効果を得
ることができる。Effects of the Invention As described above, the power supply device of the present invention provides the following effects.
（１）発生間圧を下げる憂ができ、コロナ放電、アーク
放電の発生がなく安定した電力供給ができる。(1) It is possible to lower the pressure between generation, and stable power supply is possible without the occurrence of corona discharge or arc discharge.
（２）同調回路要素をトランスの巻線を利用しているた
め実現が容易でかつ構成が簡単である。(2) Since the winding of a transformer is used as the tuning circuit element, it is easy to realize and the configuration is simple.
（３）構成部品の絶縁耐圧、配線の耐圧を下げ、配線の
引き廻しを簡単にしコストが下がる。(3) Lower the dielectric strength voltage of component parts and the withstand voltage of wiring, simplify the routing of wiring, and reduce costs.
第１図は本発明の一実施例である電力供給装置の回路図
、第２図は同回路図中の同調回路要素の池の実施例を示
す回路図、第３図は同調回路要素を構成するためのトラ
ンスの断面図、第４図および第５図は同回路図の動作波
形図、第６図は同回路の要部説明のための波形図、第７
図は同マグネトロンの動作特性図、第８図は従来の電力
供給装置の回路図、第９図は同回路図の波形図である。
１・・・・・・同調回路要素、２・・・・・・トランス
、３・・・・・・逆阻止特性負荷（マグネトロン）、４
・・・・・逆バイアスのバイパス用コンデンサ、５・・
・・・・共振コンデンサ、６・・・・・・半導体スイッ
チ（トランジスタ）、７・・・・・・ダイオード、８・
・・・・・駆動回路、９・・・・・商用電源、１ｏ・・
・・・ダイオードブリッジ、１１ ・・・・チョークコ
イル、１２・・・・・平滑コンデンサ、１３・・・・・
・直流電源回路、１４・・・・・・インバータ。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図
第３図
第４図
トランジスタ
第５図
第６図
第９図Fig. 1 is a circuit diagram of a power supply device that is an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of a pond of tuned circuit elements in the circuit diagram, and Fig. 3 is a configuration of the tuned circuit elements. 4 and 5 are operational waveform diagrams of the same circuit diagram. FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the main parts of the circuit.
The figure is an operating characteristic diagram of the same magnetron, FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional power supply device, and FIG. 9 is a waveform diagram of the same circuit diagram. 1...Tuned circuit element, 2...Transformer, 3...Reverse blocking characteristic load (magnetron), 4
... Reverse bias bypass capacitor, 5...
... Resonance capacitor, 6 ... Semiconductor switch (transistor), 7 ... Diode, 8.
...Drive circuit, 9...Commercial power supply, 1o...
... Diode bridge, 11 ... Choke coil, 12 ... Smoothing capacitor, 13 ...
・DC power supply circuit, 14...Inverter. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person 2nd
Figure 3 Figure 4 Transistor Figure 5 Figure 6 Figure 9
Claims (3)
導体スイッチとその駆動手段を有し高周波電力を発生す
る電力変換器と、逆阻止特性を有する負荷と、この負荷
に前記電力変換器の発生電力を供給するトランスと、前
記電力変換器の動作周波数より高い共振周波数を有する
同調回路要素とを備え、前記回路要素は前記トランスに
巻線を設けて結合し、前記電力変換器に同調動作する構
成した電力供給装置。(1) A power source such as a commercial power source or a battery, a power converter that generates high-frequency power and has at least one semiconductor switch and its driving means, a load that has reverse blocking characteristics, and a power converter that is connected to the load. a transformer for supplying generated power; and a tuned circuit element having a resonant frequency higher than the operating frequency of the power converter, the circuit element being coupled to the transformer with a winding and providing a tuned operation to the power converter. The configured power supply device.
波数の高調波になる構成とした特許請求の範囲第１項記
載の電力供給装置。(2) The power supply device according to claim 1, wherein the resonance frequency of the tuning circuit element is a harmonic of the operating frequency of the power converter.
負荷を接続する構成とした特許請求の範囲第１項記載の
電力供給装置。(3) The power supply device according to claim 1, wherein the tuning circuit element is configured to connect a capacitive load to a winding provided in a transformer.
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61298144A JPS63150882A (en) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | Power feeder |
| US07/131,717 US4812960A (en) | 1986-12-15 | 1987-12-11 | Power feeding apparatus |
| DE8787118439T DE3786238T2 (en) | 1986-12-15 | 1987-12-12 | POWER DELIVERY DEVICE. |
| KR1019870014220A KR900004348B1 (en) | 1986-12-15 | 1987-12-12 | Power feeding apparatus |
| EP87118439A EP0271850B1 (en) | 1986-12-15 | 1987-12-12 | Power feeding apparatus |
| AU82574/87A AU595083B2 (en) | 1986-12-15 | 1987-12-15 | Power feeding apparatus |
| CA000554402A CA1290817C (en) | 1986-12-15 | 1987-12-15 | Power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61298144A JPS63150882A (en) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | Power feeder |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63150882A true JPS63150882A (en) | 1988-06-23 |
Family
ID=17855764
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61298144A Pending JPS63150882A (en) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | Power feeder |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63150882A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63150884A (en) * | 1986-12-15 | 1988-06-23 | 松下電器産業株式会社 | Power feeder |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61259488A (en) * | 1985-05-14 | 1986-11-17 | 松下電器産業株式会社 | High frequency heater |
| JPS63150884A (en) * | 1986-12-15 | 1988-06-23 | 松下電器産業株式会社 | Power feeder |
-
1986
- 1986-12-15 JP JP61298144A patent/JPS63150882A/en active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61259488A (en) * | 1985-05-14 | 1986-11-17 | 松下電器産業株式会社 | High frequency heater |
| JPS63150884A (en) * | 1986-12-15 | 1988-06-23 | 松下電器産業株式会社 | Power feeder |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS63150884A (en) * | 1986-12-15 | 1988-06-23 | 松下電器産業株式会社 | Power feeder |
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