JPS63136956A - Dc voltage regulating circuit - Google Patents
Dc voltage regulating circuitInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
発明の関連する技術分野
本発明は、コンデンサと漏れ抵抗（ないしブリーダ抵抗
）と、操作部と制御回路と比較回路とから成る調整区間
と調整器とを備えた直流電圧調整回路、例えば自動車の
安全機構（例えばエアバック）の給電のための直流電圧
調整回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical field to which the invention pertains The present invention relates to a direct current voltage regulator comprising a capacitor, a leakage resistor (or a bleeder resistor), an adjustment section consisting of an operating section, a control circuit, and a comparison circuit, and a regulator. The present invention relates to a regulation circuit, for example a DC voltage regulation circuit for powering a safety mechanism (for example an airbag) of a motor vehicle.
従来技術
この形式の調整回路は複雑な電子機器中に設けられてお
り、機器自体の回路用の定電圧の発生のため、または機
器により制御される構成素子への定電圧の発生のために
用いられる。これらの大抵の公知の調整回路は制御可能
な分圧器を利用し、この分圧器により電源電圧が必要な
出力電圧値に分圧される。PRIOR ART Regulating circuits of this type are installed in complex electronic equipment and are used for the generation of constant voltages for the circuits of the equipment itself or for the generation of constant voltages for components controlled by the equipment. It will be done. Most of these known regulation circuits utilize a controllable voltage divider by which the supply voltage is divided to the required output voltage value.
この形式の調整は、電源電圧が常に出力電圧よりも著し
く大きいことが前提となっている。This type of regulation assumes that the supply voltage is always significantly greater than the output voltage.
しかし、電子機器またはこの機器により制御される構成
素子にとって、電源電圧が正常状態において必要動作電
圧に比べ同じか又はやや大きいという用途も幾つかある
。不都合な事態により電源電圧が低下すると、分圧器を
用いた調整回路では役に立たない。However, there are also some applications in which the supply voltage is the same or slightly higher than the required operating voltage under normal conditions for electronic equipment or for the components controlled by this equipment. If the power supply voltage drops due to an unfavorable event, the regulator circuit using a voltage divider is useless.
このような可能性は自動車の電子装置で生ずる。そこで
得られる電源電圧は搭載バッテリに依存しており、その
際定格値は６，１２または２４Ｖが通常である。実際の
電圧は充電状態とバッテリの古さとに依存してそれより
上または下にある。多くの電気および電子機器は、通常
生じる電圧領域においてはなお申し分な（動作するのだ
が、安定性の高い電圧を要する用途もある。Such a possibility arises in automotive electronics. The available supply voltage depends on the on-board battery; nominal values of 6, 12 or 24 V are customary. The actual voltage will be above or below depending on the state of charge and the age of the battery. Although many electrical and electronic devices still operate satisfactorily in the voltage range normally encountered, some applications require highly stable voltages.
このような例に、一種の受動的安全装置があり、その装
置は、車両が何か障害物に衝突したの人が乗客室の一部
に衝突するのを防止する。An example of this is a type of passive safety device that prevents a person from hitting a portion of the passenger compartment if the vehicle hits some obstacle.
ガス弾薬の点火のためには動作電圧を所定の最小値以上
に保っておかなければならない。電圧が低すぎる場合、
ガスクッションの膨張が遅すぎたり、あるいは全く機能
しなくなることがある。他方、電圧の上限を決めて、使
用されている電力蓄積部（電解コンデンサ）が過電圧に
よって損傷したり、場合によっては全（破壊されること
がないようにする必要がある。In order to ignite the gas munition, the operating voltage must be kept above a predetermined minimum value. If the voltage is too low,
The gas cushion may inflate too slowly or may not function at all. On the other hand, it is necessary to determine the upper limit of the voltage so that the power storage part (electrolytic capacitor) used is not damaged or even destroyed by overvoltage.
発明が解決しようとする問題点
本発明の課題は、電源電圧に依存しない一定の出力電圧
を、電源電圧が出力電圧以上であっても以下であっても
発生できるように直流電圧調整回路を改善することにあ
る。Problems to be Solved by the Invention An object of the present invention is to improve the DC voltage adjustment circuit so that it can generate a constant output voltage that is independent of the power supply voltage, whether the power supply voltage is above or below the output voltage. It's about doing.
問題点を解決するための手段
この課題は本発明によれば、冒頭に述べた形式の直流電
圧調整装置において、操作部を制御可能な電圧増倍器（
ないし電圧逓倍器）として構成することにより解決され
る。Means for Solving the Problem According to the invention, the problem is solved by providing a DC voltage regulator of the type mentioned at the outset with a voltage multiplier (
This can be solved by configuring it as a voltage multiplier (or a voltage multiplier).
電圧逓倍器とも称される電圧増倍器な用いることにより
先ず、直流電圧調整回路の出力電圧がこの回路の電源電
圧よりも大きくてよいという前提ができる。電圧増倍器
な例えば２倍形増倍器または３倍形増倍器として構成す
る可能性が生じる。これにより、電源電圧をその定格値
の半分または％にまで低下させるよう調整できる。さら
に制御可能であることにより、電源電圧値の整数倍と１
倍の値との間の中間値も、また電源電圧より下の値も設
定できる。By using a voltage multiplier, also called a voltage multiplier, it is first possible to assume that the output voltage of the DC voltage adjustment circuit may be higher than the power supply voltage of this circuit. The possibility of configuring the voltage multiplier, for example as a double or triple multiplier, arises. This allows the power supply voltage to be adjusted down to half or % of its rated value. Furthermore, by being controllable, it is possible to
An intermediate value between the double value and a value lower than the power supply voltage can be set.
本発明の直流電圧調整回路は相応に構成すれば形態を変
えずに複数の定格電源電圧に対して用いることができる
ので、形態が多様になるのを防止するのに役立つ。これ
は大量生産の際重要な観点である。高い調整範囲により
、さもなければ必要であった電圧監視回路および警報発
生器を省略できる。本発明の装置は、有利な電気効、率
で実施でき、ひいては熱的および空間的問題を解消する
のに役に立つ。If the DC voltage regulating circuit of the present invention is configured accordingly, it can be used for a plurality of rated power supply voltages without changing its form, which helps to prevent the form from becoming diverse. This is an important point in mass production. The high adjustment range allows the elimination of voltage monitoring circuits and alarm generators that would otherwise be required. The device of the present invention can be implemented with advantageous electrical efficiency, efficiency, and thus helps to overcome thermal and spatial problems.
本発明の実施例において、制御可能な電圧増倍器を少な
くとも２つの電気的弁装置と少なくとも１つの反転充電
可能なコンデンサとを備えたポンプ回路とする。In an embodiment of the invention, the controllable voltage multiplier is a pump circuit with at least two electrical valve arrangements and at least one reversely chargeable capacitor.
この構成により、チ夷ツバで通常ならば容量が大きく高
価なインダクタンスを省略でき、インダクタンスに結び
ついた妨害磁界を回避できる。さらに磁気ひずみによる
ノイズをこ、うむることもない。With this configuration, it is possible to omit the large capacitance and expensive inductance that would normally be used in a chip, and it is possible to avoid the interference magnetic field associated with the inductance. Furthermore, it does not generate noise due to magnetostriction.
具体的実施例によれば本発明の回路では、ポンプ回路が
３つの弁装置と２つの反転充電可能なコンデンサとから
成り、前記弁装置は電源と出力側との間に直列接続され
ており、前記コンデンサの一方の端子が各々２つの弁装
置の互いに接続された接続線に接続されており、前記コ
ンデンサの他方の端子が各々１つのスイッチに接続され
ており、前記スイッチを用いてコンデンサが互いに逆相
で交互に電源から基準電位へと、又はその逆に切換可能
である。According to a specific embodiment, in the circuit of the invention, the pump circuit consists of three valve devices and two reversely chargeable capacitors, said valve devices being connected in series between the power supply and the output side, One terminal of the capacitors is connected in each case to a mutually connected connection line of two valve arrangements, and the other terminals of the capacitors are each connected to a switch, by means of which the capacitors are connected to each other. It is possible to switch alternately from the power source to the reference potential and vice versa in opposite phases.
この回路実施例は、３倍形増倍器を成しており、その際
中央の弁装置は２つの電圧増倍段に対して同時に使用す
ることができる。ともかく回路が僅かな構成素子だけで
構成できるので、１つの弁装置の省略は、割合からいっ
て従来ならば必要であった構成素子の重要な減少といえ
る。反転充電可能なコンデンサをスイッチを備えたコン
デンサとして構成することにより反復可能な充電時間に
よる精確な制御を行うことがテキル・
４成され、ヵ、っ前記前記弁装置がダイオードと
して／スイッチがトランジスタのエミッターコレクタ間
と前記コレクタに接続された抵抗との直列接続回路とし
て構成されており、コンデンサの他方の端子が各々トラ
ンジスタのコレクタに接続されていると有利である。This circuit embodiment forms a triple multiplier, the central valve arrangement being able to be used simultaneously for two voltage multiplier stages. In any case, since the circuit can be constructed with only a few components, the omission of one valve arrangement represents a relatively significant reduction in the number of components that would otherwise have been necessary. Precise control with repeatable charging times can be achieved by configuring the reversely chargeable capacitor as a capacitor with a switch.
The valve device is constructed as a diode/switch is constructed as a series connection circuit between the emitter and collector of a transistor and a resistor connected to the collector, and the other terminal of the capacitor is Advantageously, it is connected to the collector.
トランジスタを用いることにより、迅速な、ひいては切
換時相における熱損失が僅かな切換が行なえる。これは
一方でスイッチングトランジスタの冷却問題を容易にし
、待機状態でのエネルギーを節約し、これは例えば自動
車に用いる場合、負荷の数が多いが故に重要なことであ
る。The use of transistors allows for rapid switching and thus with low heat losses during the switching phase. This, on the one hand, facilitates the cooling problem of the switching transistors and saves energy in standby conditions, which is important, for example, in automotive applications due to the large number of loads.
制御回路としてパルス発生器が用いられ、該パルス発生
器のパルス周波数および／またはパルスオンオフ比が可
変であるようにすると有利である。 。Advantageously, a pulse generator is used as the control circuit, the pulse frequency and/or the pulse on/off ratio of the pulse generator being variable. .
この制御回路の実施例は、トランジスタをスイッチとし
て構成するのに特に適している。この実施例は、トラン
ジスタが冷却の問題が少なく且つエネルギー損失が少な
いという前提を利用シている。パルス周波数および／ま
たはバルスオンオフ比の変化による制御可能性によって
、調整過程自体のために補助的エネルギーを要すること
がほとんどな（なる。さらに、この制御方式は、定義さ
れた、つまり検査のために容易に再現可能な制御信号を
提供する。この観点は、殊に安全装置との関連で重要で
ある。というのは、誤作動防止のために、回路が常に互
いに監視されなければならないからである。This embodiment of the control circuit is particularly suitable for configuring the transistor as a switch. This embodiment takes advantage of the assumption that the transistor has fewer cooling problems and less energy loss. Due to the controllability by varying the pulse frequency and/or the pulse on-off ratio, auxiliary energy is hardly required for the adjustment process itself (in addition, this control scheme can be used for a defined, i.e. Providing easily reproducible control signals, this aspect is particularly important in connection with safety devices, since circuits must constantly monitor each other to prevent malfunctions. .
パルス発生器がクロック発生器と分周比可変の分周器と
を備えていると有利である。It is advantageous if the pulse generator includes a clock generator and a frequency divider with a variable division ratio.
この構成は、構成部品の許容偏差ならびに部品
や老朽化による部分の変化に依存しない正確な制御を可
能にする。ここではまた、回路の機能を有利に監視でき
るようにする。This configuration allows precise control independent of component tolerances and changes in parts due to parts and aging. It also advantageously allows the functioning of the circuit to be monitored.
本発明の実施例において、比較回路がディジタル減算器
である。In an embodiment of the invention, the comparison circuit is a digital subtracter.
この実施例でも、機能チェックが容易になる。This embodiment also facilitates function checking.
また目標値を定めて入力可能であり、回路の精度は構成
部品の許容偏差または熱や老朽化による部品の変化によ
る障害を受けない。Additionally, target values can be defined and entered, and the accuracy of the circuit is not affected by component tolerances or changes in components due to heat or aging.
具体的直流電圧調整回路では、制御回路および比較回路
はプロセス計算機として構成されている。前記一方また
は他方の回路のみプロセス計算機として構成してもよい
。In a specific DC voltage adjustment circuit, the control circuit and comparison circuit are configured as a process computer. Only one or the other circuit may be configured as a process computer.
この構成は、プログラム制御される信号処理を可能にし
、また、プロセス計算機がいずれにせよ別の目的の遂行
のために設けられているときは構成部品コストを低減す
る。さらに自動的機能監視を可能にする。This configuration allows program-controlled signal processing and also reduces component costs when the process computer is anyway provided for the performance of other purposes. Furthermore, it enables automatic function monitoring.
実践的実施例において、調整器はアナログ−ディジタル
変換器として形成されている。In a practical embodiment, the regulator is designed as an analog-to-digital converter.
この形式の回路は、集積部品として入手でき、高い信号
分解能を有する。さらにこのように調整器を構成するこ
とにより、比較回路を既述の利点を伴うディジタル構造
にすることができる。This type of circuit is available as an integrated component and has high signal resolution. Furthermore, by configuring the regulator in this way, the comparator circuit can be of digital construction with the advantages already mentioned.
本発明の変形例において、電圧増倍器が出力側と電源と
の間に設けられたスイッチおよび／または抵抗を備えて
いる。これら部材をいずれか１つ設けるほかに、組み合
せて設けることもできる。さらに、抵抗を調節可能にす
ることもできる。基本的に、この構成により実際に構成
された回路を用いて、出力電圧より著しく高い電源電圧
で比較的大きな調整範囲を達成できる。In a variant of the invention, the voltage multiplier is provided with a switch and/or a resistor between the output side and the power supply. In addition to providing any one of these members, a combination of these members can also be provided. Furthermore, the resistance can also be made adjustable. In principle, with a circuit actually constructed with this configuration, a relatively large adjustment range can be achieved with a supply voltage significantly higher than the output voltage.
抵抗を制御可能な抵抗として構成することにより更に広
い調整範囲に拡張できる。By configuring the resistor as a controllable resistor, an even wider adjustment range can be achieved.
実施例
本発明の有利な実施例が実施態様項に記載されており、
以下に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。EXAMPLES Advantageous embodiments of the invention are described in the implementation section,
Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
第１図に示された直流電圧調整回路は調整区間１ｏとレ
ギュレータ２２とから成る。調整区間１０はコンデンサ
１２と、このコンデンサに並列に接続された漏れ抵抗１
４と、操作部１６と、制御回路１８と、比較回路２０と
を含んでいる。本発明によれば操作部は制御可能な電圧
増倍器１６として構成されている。The DC voltage regulating circuit shown in FIG. 1 consists of a regulating section 1o and a regulator 22. The adjustment section 10 includes a capacitor 12 and a leakage resistor 1 connected in parallel with this capacitor.
4, an operation section 16, a control circuit 18, and a comparison circuit 20. According to the invention, the operating element is designed as a controllable voltage multiplier 16.
個々の構成ユニットの構造についての説明に入る前に、
基本的動作機能方法を説明する。先ず、基準量Ｗが予め
与えられ、この基準量が出力電圧Ｕａを決める。基準量
Ｗは電圧値でもその他の値でもよく、この値は電圧値Ｕ
ａと何らかの関連を有するものである。Before going into the explanation of the structure of the individual constituent units,
Describe basic operating function methods. First, a reference amount W is given in advance, and this reference amount determines the output voltage Ua. The reference amount W may be a voltage value or any other value, and this value is equal to the voltage value U.
It has some relation to a.
直流電圧調整回路が投入接続されると、先ず出力電圧Ｕ
ａはゼロである。それに応じて、レギュレータ２２を介
して比較回路２０に達する値もゼロである。従って、制
御回路１８には正の制御信号が生じる。この制御信号に
基づいて、制御回路１８は制御可能な電圧増倍器１６に
、電圧を高めるようにとの操作命令を与える。これは、
コンデンサ１２が脈動的充電電流で充電されることによ
り行なわれる。When the DC voltage regulator circuit is turned on and connected, first the output voltage U
a is zero. Correspondingly, the value reaching comparator circuit 20 via regulator 22 is also zero. Therefore, a positive control signal is generated in the control circuit 18. Based on this control signal, the control circuit 18 provides an operational command to the controllable voltage multiplier 16 to increase the voltage. this is,
This is done by charging the capacitor 12 with a pulsating charging current.
コンデンサ１２に生じる電圧の値（これは出力電圧Ｕａ
に等しい）が常にレギュレータ２２を介して比較回路２
０に帰還されるので、基準量Ｗと帰還接続された出力信
号Ｕａとの間の差信号が次第に減少する。最終的にもは
やほとんど又は全く偏差がなくなれば、制御可能な電圧
増倍器１６が制御回路１８を介して操作命令を受は取る
ことはもはやなくなる。コンデンサ１２の充電はこれを
受けて中断される。The value of the voltage generated across the capacitor 12 (this is the output voltage Ua
) is always connected to the comparator circuit 2 via the regulator 22.
Since the signal is fed back to 0, the difference signal between the reference quantity W and the feedback-connected output signal Ua gradually decreases. Eventually, if there is little or no deviation anymore, the controllable voltage multiplier 16 no longer receives or receives operating commands via the control circuit 18. In response to this, charging of the capacitor 12 is interrupted.
しかし漏れ抵抗１４を介して常に漏れ電流が流れるので
、次第に出力電圧Ｕａも再び低下し、その結果、比較回
路２０に生じる基準量Ｗと帰還接続された出力電圧Ｕａ
との間の差がひろがるので、制御回路１８を介して改め
て、コンデンサ１２を充電するようにとの操作命令が制
御可能な電圧増倍器１６に加わる。定常動作において最
終的に、漏れ抵抗１４を介して漏出される電荷が、制御
可能な電圧増倍器１６の充電によりちょうど補償される
状態が設定される。However, since a leakage current always flows through the leakage resistor 14, the output voltage Ua gradually decreases again, and as a result, the reference amount W generated in the comparator circuit 20 and the output voltage Ua connected in feedback.
As the difference between . In steady-state operation, a situation is finally established in which the charge leaking through the leakage resistor 14 is just compensated by the charging of the controllable voltage multiplier 16.
別個の構成素子で形成された制御可能な電圧増倍器の回
路を第２図に示す。動作をよりよく理解するためにここ
ではコンデンサ１２および漏れ抵抗１４もいっしょに示
されている。A controllable voltage multiplier circuit formed from separate components is shown in FIG. Capacitor 12 and leakage resistor 14 are also shown here for a better understanding of operation.
制御可能な電圧増倍器はここではポンプ回路１６として
形成されている。このようなポンプ回路は最も簡単な場
合電圧２倍化のために２つの電気弁２４．２６（ここで
は電気弁はダイオードの形に形成されている）ならびに
反転充電可能なコンデンサ２８を必要とする。図示の実
施例ではポンプ回路は順序数が１つ大きい数の電圧増倍
化、即ち電圧３倍化を行う。このために付加的構成素子
として別の１つの弁３ｏがダイオードの形で設けられ且
つ別の１つの反転充電可能なコンデンサ３２が設けられ
ている。The controllable voltage multiplier is designed here as a pump circuit 16. In the simplest case, such a pump circuit requires two electric valves 24, 26 for voltage doubling (here the electric valves are designed in the form of diodes) as well as a reversely chargeable capacitor 28. . In the illustrated embodiment, the pump circuit performs voltage multiplication by one higher ordinal number, ie, voltage tripling. For this purpose, a further valve 3o in the form of a diode and a further reversely chargeable capacitor 32 are provided as additional components.
ダイオード３０．２４．２６は電圧Ｕｖを有する電源３
４と出力側３６との間に直列接続されており、出力側に
はコンデンサ１２と漏れ抵抗１４とが接続されている。Diode 30.24.26 connects power supply 3 with voltage Uv
4 and an output side 36, and a capacitor 12 and a leakage resistor 14 are connected to the output side.
コンデンサ２８および３２の一方の端子３８および４ｏ
は、各々ダイオード２４と２６の共通の端子ないしダイ
オード２４と３ｏの共通の端子に接続されている。コン
デンサ２８および３２の他方の端子４２．４４はスイッ
チ４６．４８に接続されており、このスイッチを用いて
逆相で交互に電源３４から基準電位５０へ、ないしはそ
の逆に切換接続される。One terminal 38 and 4o of capacitors 28 and 32
are connected to a common terminal of diodes 24 and 26 or a common terminal of diodes 24 and 3o, respectively. The other terminals 42.44 of the capacitors 28 and 32 are connected to a switch 46.48 by means of which they are switched alternately in opposite phase from the power source 34 to the reference potential 50 and vice versa.
スイッチ４６および４８は、２つのトランジスタ５２お
よび５４の各々１つのエミッターコレクタ間とこれらト
ランジスタのコレクタ６０．６２に接続された抵抗５６
．５８とから成る。Switches 46 and 48 include a resistor 56 connected between the emitter-collector of each one of two transistors 52 and 54 and to the collectors 60, 62 of these transistors.
．． It consists of 58.
その際トランジスタ５２．５４のコレクタ６゜、６２は
コンデンサ２８．３２の別の端子４２．４４との接続点
を形成している。トランジスタ５２および５４のエミッ
タは電源３４の電位Ｕｖにあり、他方コレクタは抵抗５
６および５８の基準電位５０側とは反対の端子に接続さ
れている。トランジスタのペースは設定入力側７２およ
び７４を介して制御可能である。設定入力側に必要な制
御電圧の時間経過を各々設定入力側の横に示す。両電圧
を比較すればわかるように、逆相での制御が必要である
。The collector 6°, 62 of the transistor 52.54 then forms a connection point with a further terminal 42.44 of the capacitor 28.32. The emitters of transistors 52 and 54 are at the potential Uv of power supply 34, while the collectors are at resistor 5
6 and 58, which are connected to terminals opposite to the reference potential 50 side. The pace of the transistors is controllable via setting inputs 72 and 74. The time course of the control voltage required at the setting input is shown next to each setting input. As can be seen by comparing both voltages, control in opposite phases is necessary.
動作説明のために先ず、直流電圧調整回路が電源３４に
接続されるものと仮定する。このとき先ず電流がダイオ
ード３０．２４．２６を流れ、この電流がコンデンサ１
２を電圧Ｕａまで充電し、この電圧はダイオードの閾値
電圧の和（約０．７Ｘ３Ｖ）だけ小さい。この値は、こ
のポンプ回路１６の構成では、出力電圧Ｕａが取り得る
もつとも低い値である。出力電圧Ｕａを更に低減する方
法についても後述する。To explain the operation, it is first assumed that the DC voltage adjustment circuit is connected to the power supply 34. At this time, the current first flows through the diode 30, 24, 26, and this current flows through the capacitor 1.
2 is charged to voltage Ua, which is smaller by the sum of the threshold voltages of the diodes (approximately 0.7×3V). This value is the lowest value that the output voltage Ua can take with this configuration of the pump circuit 16. A method for further reducing the output voltage Ua will also be described later.
次に所望の出力電圧Ｕａが目下の実際値より大きいもの
であるべきものと仮定する。このとき先に述べた制御回
路１８から制御パルスが設定入力側７２および７４に加
わる。設定入力側７２が第１の時相において電源電位Ｕ
ｖにあれば、トランジスタ５２が遮断されて、コンデン
サ２８の端子４２が抵抗５６を介して基準電位６０に接
続される。コンデンサ２８の端子３８はこれに対して、
ダイオードの閾値電圧な一担度外視すれば電源電位に接
続される。Now assume that the desired output voltage Ua should be greater than the current actual value. At this time, control pulses from the previously mentioned control circuit 18 are applied to the setting inputs 72 and 74. The setting input side 72 is at the power supply potential U in the first time phase.
When at v, transistor 52 is cut off and terminal 42 of capacitor 28 is connected to reference potential 60 via resistor 56. Terminal 38 of capacitor 28, on the other hand,
Except for the threshold voltage of the diode, it is connected to the power supply potential.
第２０時相において信号パルスが設定入力側７２に入る
と、トランジスタ５２が導通制御されて、コンデンサ２
８の端子４２が電源電位に接続される。従ってコンデン
サ２８の端子３８は電源電位の２倍の値を有する。この
電位に関してダイオード２４が遮断し、しかしダイオー
ド２６は導通しており、このときコンデンサ１２へと電
荷が流入するので、電圧は理想的場合には２倍になるは
ずである。When a signal pulse enters the setting input 72 in the 20th time phase, the transistor 52 is controlled to conduct and the capacitor 2
8 terminal 42 is connected to the power supply potential. Terminal 38 of capacitor 28 therefore has a value twice the power supply potential. With respect to this potential, diode 24 is blocking, but diode 26 is conducting, so that charge flows into capacitor 12, so that in the ideal case the voltage should double.
制御パルスのこの時相の終りに設定入力側７７２が再び
電源電位に戻り、トランジスタ５２が非導通状態に移行
する。これによりコンデンサ２８の端子４２が基準電位
６０になり、端子３８が電源電位Ｕｖになる。ダイオー
ド２６は、その際コンデンサ１２が再びコンデンサ２８
に逆に放電されるのを防止する。設定入力側７２のパル
スが再び電源電位になるのと同時に、反転されたパルス
が設定入力側７４に加わる。こうして上記の過程が同様
にトランジスタ５４で抵抗５８とコンデンサ３２を用い
て繰返される。At the end of this phase of the control pulse, the setting input 772 returns to the supply potential again and the transistor 52 enters the non-conducting state. As a result, the terminal 42 of the capacitor 28 becomes the reference potential 60, and the terminal 38 becomes the power supply potential Uv. Diode 26 then connects capacitor 12 again to capacitor 28.
This prevents the battery from being discharged in the opposite direction. At the same time that the pulse at the setting input 72 is again at the supply potential, an inverted pulse is applied to the setting input 74. The above process is thus repeated in the same manner using transistor 54, resistor 58 and capacitor 32.
この時相において、コンデンサ３２の端子４０に加わる
電位は電源電圧Ｕｖの約２倍の値に高まる。この電位に
関してダイオード２４が導通するので、端子３８もほぼ
同じ電位になる。In this phase, the potential applied to the terminal 40 of the capacitor 32 increases to a value approximately twice the power supply voltage Uv. Since diode 24 is conductive with respect to this potential, terminal 38 is also at approximately the same potential.
引続き上記のサイクルが新たに行なわれると、端子３８
に加わる電位はほぼ電源電位の３倍の値になる。とはい
え、反転充電の間のコンデンサでの電圧低下により、こ
の状態は、制御パルスの２つのパルス列の後に既に達成
されるわけではなく、もつと遅い時間の後に達成される
。When the above cycle is repeated anew, the terminal 38
The potential applied to is approximately three times the power supply potential. However, due to the voltage drop across the capacitor during reversal charging, this state is not reached already after two pulse trains of control pulses, but only after a later time.
静止状態において、コンデンサ１２に流入する電荷と漏
れ抵抗１４を介して流れる電荷との間に平衡状態が設定
される。最終的に設定すべき出力電圧Ｕａは、設定入力
側７２および７４に加わる制御信号パルスのパルス周波
数を適当に選択すること、ならびにパルスオンオフ比を
変化させることにより得られる。At rest, an equilibrium condition is established between the charge flowing into the capacitor 12 and the charge flowing through the leakage resistor 14. The output voltage Ua to be finally set is obtained by suitably selecting the pulse frequency of the control signal pulses applied to the setting inputs 72 and 74 and by varying the pulse on/off ratio.
出力電圧Ｕａとして電源電圧Ｕｖの値より低い値をダイ
オードの閾値電圧に関して選択すべきとき、付加的スイ
ッチまたは抵抗７０を出力側３６と電源２４との間に設
けるとよい。抵抗７０はその際制御可能に構成するとよ
い。スイッチは、ダイオード３０．２４または２６をサ
イリスタとして構成することで実現してもよい。If a value lower than the value of the supply voltage Uv is to be selected for the output voltage Ua with respect to the threshold voltage of the diode, an additional switch or resistor 70 can be provided between the output side 36 and the power supply 24. In this case, the resistor 70 is advantageously designed to be controllable. The switch may be realized by configuring the diode 30, 24 or 26 as a thyristor.
次にその他の構成ユニットの説明を再び第１図を参照し
て行う。ポンプ回路の説明に関連して既に述べたように
、制御のためにパルスの形の制御信号が必要である。制
御回路は従ってパルス発生器１８として形成されている
。パルス周波数および／またはパルスオンオフ比を容易
に変化できるように、パルス発生器１８はクロック発生
器６４と可変分局比の分周器６４とを備えている。分周
比の実際値はディジタル入力信号により決まる。このデ
ィジタル入力信号を、パルス発生器の分周器６６は比較
回路２０から受は取り、比較回路はディジタル減算器と
して構成されている。Next, the other constituent units will be explained with reference to FIG. 1 again. As already mentioned in connection with the description of the pump circuit, a control signal in the form of pulses is required for control. The control circuit is therefore designed as a pulse generator 18. The pulse generator 18 includes a clock generator 64 and a frequency divider 64 with a variable division ratio so that the pulse frequency and/or pulse on/off ratio can be easily changed. The actual value of the division ratio is determined by the digital input signal. A frequency divider 66 of the pulse generator receives this digital input signal from a comparator circuit 20, which is configured as a digital subtracter.
制御回路１８と比較回路２０（例えばクロック発生器を
備えた分周器とディジタル減算器として構成される）は
、実施例においてプロセス計算機６８として構成されて
いる。従って構成ユニットの動作経過はプログラム制御
される。The control circuit 18 and the comparison circuit 20 (for example configured as a frequency divider with a clock generator and a digital subtractor) are configured as a process computer 68 in the exemplary embodiment. The operating sequence of the component units is therefore program-controlled.
調整器２２としてアナログ−ディジタル変換器が用いら
れ、この変換器が、アナログ出力電圧Ｕａを、ディジタ
ル減算器２０においてやはりディジタルな基準値Ｗと直
接比較できるようなディジタル信号に変換する。An analog-to-digital converter is used as the regulator 22, which converts the analog output voltage Ua into a digital signal that can be directly compared in the digital subtractor 20 with a reference value W, which is also digital.
発明の効果
本発明の構成において、図示の直流電圧調整回路は、成
る一定の出力電圧Ｕａを、より太きい、又は同じ値の、
又はより小さい電源電圧Ｕｖのときでも得ることができ
るという調整範囲を有する。Effects of the Invention In the configuration of the present invention, the illustrated DC voltage adjustment circuit can adjust the constant output voltage Ua to a higher value or a value of the same value.
or has an adjustment range that can be obtained even when the power supply voltage Uv is smaller.
第１図は本発明による直流電圧調整回路のブロック回路
図、第２図は個別の複数のスイッチ素子を備えた制御可
能な電圧増倍器の実施例の回路図である。
１０・・・調整区間、１２・・・コンデンサ、１４・・
・漏れ抵抗、１６・・・ポンプ回路、１８・・・制御回
路、牛
２０・・・比較回路、２２・・・調整器、３今・・・電
源、７２．７４・・・設定入力側FIG. 1 is a block diagram of a DC voltage regulating circuit according to the invention, and FIG. 2 is a circuit diagram of an embodiment of a controllable voltage multiplier with individual switching elements. 10...adjustment section, 12...capacitor, 14...
・Leakage resistance, 16... Pump circuit, 18... Control circuit, Cow 20... Comparison circuit, 22... Regulator, 3 Now... Power supply, 72.74... Setting input side
Claims (1)
（１６）と制御回路（１８）と比較回路（２０）とから
成る調整区間（１０）と調整器（２２）とを備えた 給電のための直流電圧調整回路において、設定素子を制
御可能な電圧増倍器（１６）として構成したことを特徴
とする直流電圧調整回路。 ２、制御可能な電圧増倍器が少なくとも２つの電気的弁
装置（２４、２６）と少なくとも１つの反転充電可能な
コンデンサ（２８）とを備えたポンプ回路（１６）であ
る特許請求の範囲第１項記載の直流電圧調整回路。 ３、ポンプ回路（１６）が３つの弁装置（２４、２６、
３０）と２つの反転充電可能なコンデンサ（２８、３２
）とから成り、前記弁装置（２４、２６、３０）は電源
（３４）と出力側（３６）との間に直列接続されており
、前記コンデンサ（２８、３２）の一方の端子（３８、
４０）が各々２つの弁装置（２６、２４；２４、３０）
の互いに接続された接続線に接続されており、前記コン
デンサの他方の端子（４２、４４）が各々１つのスイッ
チに接続されており、（４６、４８）、前記スイッチを
用いてコンデンサが互いに逆相で交互に電源（３４）か
ら基準電位（６０）へと、又はその逆に切換可能である
特許請求の範囲第２項記載の直流電圧調整回路。 ４、前記弁装置がダイオード（２４、２６、３０）とし
て、スイッチ（４６、４８）がトランジスタ（５２、５
４）のエミッターコレクタ間と前記コレクタ（６０、６
２）に接続された抵抗（５６、５８）との直列接続回路
として構成されており、コンデンサ（２８、３２）の他
方の端子（４２、４４）が各々トランジスタ（５２、５
４）のコレクタ（６０、６２）に接続されている特許請
求の範囲第２項または第３項記載の直流電圧調整回路。 ５、制御回路としてパルス発生器（１８）が用いられ、
該パルス発生器のパルス周波数および／またはパルスオ
ンオフ比が可変である特許請求の範囲第１項から第４項
までのうちのいずれかに記載の直流電圧調整回路。 ６、パルス発生器（１８）がクロック発生器（６４）と
分周比可変の分周器（６６）とを備えている特許請求の
範囲第３項記載の直流電圧調整回路。 ７、分周比の実際の値がディジタル入力信号によつて決
められる特許請求の範囲第６項記載の直流電圧調整回路
。 ８、比較回路がディジタル減算器（２０）である特許請
求の範囲第７項記載の直流電圧調整回路。 ９、制御回路（１８）および／または比較回路（２０）
がプロセス計算機（６８）として構成されている特許請
求の範囲第５項から第８項までのうちのいずれかに記載
の直流電圧調整回路。 １０、プロセス計算機（６８）が調整器として構成され
ており、アナログ−ディジタル変換器（２２）が実際値
を送出する特許請求の範囲第７項から第９項までのうち
のいずれかに記載の直流電圧調整器。 １１、電圧増倍器（１６）が出力側（３６）と電源（３
４）との間に設けられたスイッチおよび／または抵抗（
７０）を備えている特許請求の範囲第１項から第１０項
までのうちのいずれかに記載の直流電圧調整器。 １２、抵抗（７０）が調節可能である特許請求の範囲第
１１項記載の直流電圧調整器。[Claims] 1. An adjustment section (10) consisting of a capacitor (12), a leakage resistor (14), an operating section (16), a control circuit (18), and a comparison circuit (20), and a regulator (22). ) A DC voltage adjustment circuit for power supply, characterized in that the setting element is configured as a controllable voltage multiplier (16). 2. The controllable voltage multiplier is a pump circuit (16) with at least two electrical valve arrangements (24, 26) and at least one reversely chargeable capacitor (28) The DC voltage adjustment circuit according to item 1. 3. The pump circuit (16) has three valve devices (24, 26,
30) and two inversely chargeable capacitors (28, 32
), the valve device (24, 26, 30) is connected in series between the power source (34) and the output side (36), and one terminal (38,
40) each have two valve devices (26, 24; 24, 30)
and the other terminals (42, 44) of the capacitors are each connected to one switch (46, 48), by means of which the capacitors are inverted with respect to each other. 3. The DC voltage regulating circuit according to claim 2, wherein the DC voltage regulating circuit is switchable alternately in phases from the power supply (34) to the reference potential (60) and vice versa. 4. The valve device is a diode (24, 26, 30), and the switch (46, 48) is a transistor (52, 5).
4) between the emitter collector and the collector (60, 6
2), and the other terminals (42, 44) of the capacitors (28, 32) are connected to the transistors (52, 5), respectively.
4) The DC voltage regulating circuit according to claim 2 or 3, which is connected to the collector (60, 62) of claim 4). 5. A pulse generator (18) is used as a control circuit,
The DC voltage adjustment circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein the pulse frequency and/or pulse on/off ratio of the pulse generator are variable. 6. The DC voltage regulating circuit according to claim 3, wherein the pulse generator (18) includes a clock generator (64) and a frequency divider (66) with a variable division ratio. 7. The DC voltage regulating circuit according to claim 6, wherein the actual value of the frequency division ratio is determined by a digital input signal. 8. The DC voltage adjustment circuit according to claim 7, wherein the comparison circuit is a digital subtracter (20). 9. Control circuit (18) and/or comparison circuit (20)
The DC voltage regulating circuit according to any one of claims 5 to 8, wherein the DC voltage regulating circuit is configured as a process computer (68). 10. According to one of the claims 7 to 9, the process computer (68) is configured as a regulator and the analog-to-digital converter (22) delivers the actual values. DC voltage regulator. 11. Voltage multiplier (16) connects output side (36) and power supply (3
4) A switch and/or a resistor (
70) A DC voltage regulator according to any one of claims 1 to 10. 12. A DC voltage regulator according to claim 11, wherein the resistor (70) is adjustable.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19863638957 DE3638957A1 (en) | 1986-11-14 | 1986-11-14 | DC voltage control circuit (regulating circuit) |
| DE3638957.9 | 1986-11-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63136956A true JPS63136956A (en) | 1988-06-09 |
Family
ID=6313954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28564587A Pending JPS63136956A (en) | 1986-11-14 | 1987-11-13 | Dc voltage regulating circuit |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63136956A (en) |
| DE (1) | DE3638957A1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6427945A (en) * | 1987-07-24 | 1989-01-30 | Fujitsu Ltd | Gradation-representing system for led printer |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6917239B2 (en) | 2000-10-24 | 2005-07-12 | Fujitsu Limited | Level shift circuit and semiconductor device |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5265815A (en) * | 1975-11-27 | 1977-05-31 | Sharp Corp | Booster circuit |
| JPS5574376A (en) * | 1978-11-28 | 1980-06-04 | Rca Corp | Voltage supply device |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1556312A (en) * | 1967-12-14 | 1969-02-07 | ||
| FR2117707B1 (en) * | 1970-12-08 | 1973-11-30 | Ericsson Telefon Ab L M | |
| US3821627A (en) * | 1971-07-26 | 1974-06-28 | S Milovancevic | D c voltage multipliers and polarity converters |
| US3970919A (en) * | 1975-06-19 | 1976-07-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Regulating digital power supply |
| US4309650A (en) * | 1979-06-18 | 1982-01-05 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Average current controlled switching regulator utilizing digital control techniques |
| DE4122945A1 (en) * | 1991-07-11 | 1993-01-14 | Philips Patentverwaltung | MICROPROCESSOR CONTROLLED DC CONVERTER |
-
1986
- 1986-11-14 DE DE19863638957 patent/DE3638957A1/en not_active Withdrawn
-
1987
- 1987-11-13 JP JP28564587A patent/JPS63136956A/en active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5265815A (en) * | 1975-11-27 | 1977-05-31 | Sharp Corp | Booster circuit |
| JPS5574376A (en) * | 1978-11-28 | 1980-06-04 | Rca Corp | Voltage supply device |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6427945A (en) * | 1987-07-24 | 1989-01-30 | Fujitsu Ltd | Gradation-representing system for led printer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3638957A1 (en) | 1988-05-19 |
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