JPS63117606A - Controller for electric rolling stock - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To suppress a beat phenomenon by switching the modulating frequency of an inverter to a frequency larger than the twice of a trolley voltage frequency when the frequency of the inverter becomes substantially twice as large as the trolley voltage frequency. CONSTITUTION:An adder/subtractor 21 adds or subtracts a slip frequency fS output from a slip frequency pattern generator 20 and a motor frequency fM to calculate an inverter frequency fINV. A modulator 17, on the basis of the frequency fINV, outputs a signal for specifying the conduction period of 3-phase switching element of a VVVF inverter 7 to a gate signal generator 18. The modulator 17 switches a modulation frequency to three times of the inverter frequency fINV when the inverter frequency fINV becomes twice of a trolley frequency f and an output signal '1' from an inverter output pulse number switching circuit 16 is applied.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流が給電され、これを−旦直流に変換した後
、更に所謂ＶＶＶＦインバータ装置にて交流に変換して
交流電動機を駆動する方式の電気車の制御装置に関する
。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention is a system in which alternating current is supplied, first converted to direct current, and then further converted to alternating current by a so-called VVVF inverter device to drive an alternating current motor. This invention relates to a control device for an electric vehicle.

〔従来技術〕[Prior art]

近年、鉄道車輌においても、３相交流出力の電圧及び周
波数を可変制御する所謂ＶＶＶＦインパーク装置により
誘恵電動機を駆動制御して走行する電気車が実用化され
ている。In recent years, even in railway vehicles, electric vehicles have been put into practical use that run by driving and controlling an induction motor using a so-called VVVF impark device that variably controls the voltage and frequency of a three-phase AC output.

ところで、従来我が国で開発され実用化されているＶＶ
ＶＦインバータ装置により制御される電気車は、給電線
からは直流が給電される所謂直流電化方式の場合がほと
んどであった。その理由としては、国内の電化民営鉄道
が総て直流電化方式であるということの他に、電気車の
制御をＶＶＶＦインバータ装置にて行う場合には交流電
化方式では直流電化方式とは異なる以下のような技術的
問題が存在するためである。By the way, the VV that has been developed and put into practical use in Japan
Most electric cars controlled by VF inverters are of the so-called direct current electrification system, in which direct current is supplied from the feeder line. The reason for this is that all electrified private railways in Japan use the DC electrification system, and when electric cars are controlled by VVVF inverter equipment, the AC electrification system has the following differences from the DC electrification system: This is because such technical problems exist.

第２図は、たとえば特願昭６１−９３８６６号に開示さ
れた交流電化方式の電気車の制御装置としてパルス幅変
調（ＰＷＭ）にて電圧・周波数を可変制御する所謂ＶＶ
ＶＦインバータ装置を使用した場合の主回路図である。FIG. 2 shows a so-called VV, which variably controls voltage and frequency using pulse width modulation (PWM), as a control device for an AC electric car disclosed in Japanese Patent Application No. 61-93866, for example.
It is a main circuit diagram when using a VF inverter device.

図中１はたとえばパンタグラフ等の集電装置であり、こ
れを介して給電線としての架′ｆａｌＦから電気車に交
流が給電される。２は変圧器であり、その−次巻線はパ
ンタグラフ１に接続されて交流の架線電圧が印加され、
二次巻線は交流／直流変換装置３の交流側端子に接続さ
れている。In the figure, reference numeral 1 denotes a current collector, such as a pantograph, through which alternating current is supplied to the electric car from a rack 'falF' serving as a power supply line. 2 is a transformer, the second winding of which is connected to the pantograph 1 and an alternating current catenary voltage is applied;
The secondary winding is connected to the AC side terminal of the AC/DC converter 3.

交流／直流変換装置３の直流側端子はＶＶＶＦインバー
タ装置７の直流側端子にフィルタリアクトル２５を介し
て接続されている他、両ライン間に、フィルタリアクト
ル２５より交流／直流変換装置３側に直列共振りアクド
ル２３と直列共振コンデンサ２４との直列回路からなる
高調波フィルタが、フィルタリアクトル２５よりＶＶＶ
Ｆインバータ装置７側にフィルタコンデンサ４が、また
電圧センサ用抵抗５と電圧センサ６との直列回路が並列
に接続されている。The DC side terminal of the AC/DC converter 3 is connected to the DC side terminal of the VVVF inverter device 7 via the filter reactor 25, and between both lines, a line is connected in series from the filter reactor 25 to the AC/DC converter 3 side. A harmonic filter consisting of a series circuit of a resonant axle 23 and a series resonant capacitor 24 is connected to a VVV from a filter reactor 25.
A filter capacitor 4 and a series circuit of a voltage sensor resistor 5 and a voltage sensor 6 are connected in parallel to the F inverter device 7 side.

ＶＶＶＦインバータ装置７の３相交流出力は電気車の走
行用電動機である３相誘導電動機１１に与えられており
、υ、　Ｖ、Ｗの各相にはそれぞれ電流センサ８．９．
１０が接続されている。このＶＶＶＦインバータ装置７
は、その交流出力を電圧及び周波数を可変制御するので
あるが、その制御はパルス幅変調（ＰＷＭ）により行わ
れる。The three-phase AC output of the VVVF inverter device 7 is given to a three-phase induction motor 11 which is a running motor of the electric vehicle, and current sensors 8, 9, .
10 are connected. This VVVF inverter device 7
variably controls the voltage and frequency of the AC output, and this control is performed by pulse width modulation (PWM).

なお、誘導電動機１１に番よその回転速度（モータ周波
数）を検出するための速度センサ１２が接続されている
。Note that a speed sensor 12 is connected to the induction motor 11 to detect the rotational speed (motor frequency) of the other motor.

このような従来の交流電化方式におけるＶＶＶＦインバ
ータ装置による電気車の制御装置は以下のように動作す
る。A control device for an electric vehicle using a VVVF inverter device in such a conventional AC electrification system operates as follows.

カ行時には架線ＩＦからパンタグラフ１を介して給電さ
れた交流は変圧器２の一次巻線に印加され、二次巻線か
らは所定電圧に降圧された交流が出力され、交流／直流
変換装置３の交流側端子に与えられる。When the power is on, the AC supplied from the overhead wire IF via the pantograph 1 is applied to the primary winding of the transformer 2, and the secondary winding outputs AC that has been stepped down to a predetermined voltage, and the AC/DC converter 3 is given to the AC side terminal of

交流／直流変換装置３の直流側端子からは所定電圧の直
流が出力されＶＶＶＦインバータ装置７の直流側端子に
与えられる。この際、交流／直流変換装置３の出力であ
る直流に含まれる高調波成分は、直列共振りアクドル２
３と直列共振コンデンサ２４とで構成される高調波フィ
ルタ、フィルタリアクトル２５及びフィルタコンデンサ
４とにより平滑化される。A DC of a predetermined voltage is output from the DC side terminal of the AC/DC converter 3 and applied to the DC side terminal of the VVVF inverter device 7. At this time, harmonic components included in the DC output from the AC/DC converter 3 are
3 and a series resonant capacitor 24, a filter reactor 25, and a filter capacitor 4.

ＶＶシＦインバータ装置７は、誘導電動機１１に取付け
られている速度センサ１２にて検出される誘導電動機１
１の回転数、つまりモータ周波数ｆＭに、すべり周波数
ｆ、を加算してインバータ周波数ｆＩＮｖを演算し、こ
のインバータ周波数ｆｌＮＶを誘導電動機１１への出力
交流の周波数とする。この際、ＶＶＶＦインバータ装置
７はパルス幅変調（ＰＷＭ）により変調制御されるが、
その変調周波数はインバータ周波数ｆ　ｌ＞ＩＶの整数
倍、たとえば高速側から１．３゜５．９．１５．２７．
４５倍の周波数が使用される。ただし、偶数倍は通信障
害等を生じるため使用されない。The VV shift inverter device 7 has an induction motor 1 detected by a speed sensor 12 attached to the induction motor 11.
The inverter frequency fINv is calculated by adding the slip frequency f to the rotational speed of 1, that is, the motor frequency fM, and this inverter frequency flNV is set as the frequency of the output AC to the induction motor 11. At this time, the VVVF inverter device 7 is modulated and controlled by pulse width modulation (PWM).
The modulation frequency is an integer multiple of the inverter frequency fl>IV, for example, 1.3 degrees from the high speed side 5.9.15.27.
45 times the frequency is used. However, even multiples are not used because they may cause communication problems.

このようにしてＶＶＶＦインバータ装置７は３相誘導電
動ａｌｌの実効電流と誘導電動機空隙磁束とが所定値に
制御されるようにスイッチングを行って３相交流出力を
制御し、誘導電動機１１に給電する。In this way, the VVVF inverter device 7 performs switching so that the effective current of the three-phase induction motor all and the induction motor air gap magnetic flux are controlled to predetermined values, controls the three-phase AC output, and supplies power to the induction motor 11. .

一方、回生制動時には、モータ周波数からすべり周波数
を減算してインバータ周波数ｆｌＮＶを算出し、これに
基づいて誘導電動［１１を誘導発電機として動作させ、
その際の抵抗力により車輪に制動力を付与するするので
あるが、誘導電動機１１にて発電された３相交流はＶＶ
ＶＦインバータ装置７により直流に変換されて交流／直
流変換装置３に与えられ、交流／直流変換装置３にて再
度交流に変換されて変圧器２にて昇圧された後、パンタ
グラフ１から架線ＩＦに回生される。この際、ＶシＶＦ
インバータ装置７から交流／直流変換装置３へ出力され
る直流にはやはり高調波成分が含まれているが、この高
調波成分はフィルタコンデンサ４により平滑化される。On the other hand, during regenerative braking, the inverter frequency flNV is calculated by subtracting the slip frequency from the motor frequency, and based on this, the induction motor [11] is operated as an induction generator.
Braking force is applied to the wheels by the resistance force at that time, and the three-phase alternating current generated by the induction motor 11 is VV
It is converted into DC by the VF inverter device 7 and fed to the AC/DC converter 3, then converted to AC again by the AC/DC converter 3, and boosted by the transformer 2, and then from the pantograph 1 to the overhead wire IF. be regenerated. At this time, VshiVF
Although the DC output from the inverter device 7 to the AC/DC converter 3 still contains harmonic components, these harmonic components are smoothed by the filter capacitor 4.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problem that the invention seeks to solve]

ところで、上述のような電気車の制御装置においては、
架線ＩＦからは交流が給電されているので、カ行時に交
流／直流変換装置３により交流から変換された直流に高
調波成分が含まれていることは上述の通りであるが、そ
の周波数は架ｖＡＩ　Ｆに印加されている交流の周波数
ｆの２倍の周波数である。By the way, in the electric vehicle control device as described above,
Since alternating current is supplied from the overhead line IF, the direct current converted from alternating current by the AC/DC converter 3 during the trip contains harmonic components, as described above, but the frequency of the alternating current is The frequency is twice the frequency f of the alternating current applied to vAIF.

フィルタコンデンサ４０両端間の電圧を上述の高調波成
分ＥＡと直流成分Ｅ６とに分けて考えると、フィルタコ
ンデンサ４の両端間に印加される電圧Ｅｒｃは下記（１
）式の通りである。Considering the voltage across the filter capacitor 40 divided into the harmonic component EA and the DC component E6, the voltage Erc applied across the filter capacitor 4 is as follows (1
) is as follows.

Ｅｙｅ”Ｅａ　＋ＥＡ　Ｘｃｏｓ（４πｆｔ）　−（１
）但し、ｆは架線周波数 （は時間 また、３相誘導電動機１１の線間電圧の基本波成分Ｅ、
は下記（２）式にて表される。Eye”Ea +EA Xcos(4πft) −(1
), where f is the overhead line frequency (is time, and is the fundamental wave component E of the line voltage of the three-phase induction motor 11,
is expressed by the following formula (2).

ＥＭ＝Ｃ−ｙ”Ｕ／π）・Ｅ、。EM=C−y”U/π)・E,.

Ｘ　−１／’Ｔ　５ｉｎ（２ｉ・ｆ　＋５ｖ−ｔ　）　
”（２）但し、ｆｌＮＶはインバータ周波数 ここて、誘導電動機１１の一次抵抗及び−次、二次漏れ
インダクタンスを無視すると、３相誘導電動機１１の各
−相当たりの等価回路は第３図のようになる。X −1/'T 5in (2i・f +5v−t)
(2) However, if flNV is the inverter frequency, and ignoring the primary resistance of the induction motor 11 and the negative and secondary leakage inductances, the equivalent circuit for each negative phase of the three-phase induction motor 11 is as shown in Figure 3. become.

第３図は誘導電動機１１の一相当たりについて示す等価
回路であり、１３は相互インダクタンス、１４はモータ
二次抵抗、１５は機械出力である。FIG. 3 shows an equivalent circuit for one unit of the induction motor 11, in which 13 is mutual inductance, 14 is motor secondary resistance, and 15 is mechanical output.

第３図において、誘導電動機１１各−相に印加されてい
る相電圧Ｅ。／ＶＴは下記（３）式にて表される。In FIG. 3, phase voltage E is applied to each phase of the induction motor 11. /VT is expressed by the following formula (3).

Ｅ１４／Ｖ’ゴー２／π・（Ｅｔ　＋　ＥＡ−ｃｏｓ（
４π・ｆ−ｔ）　）・５ｉｎ（２π・ｆ　＋ｓｖ・ｔ　
）　＝（３１またモータ電流Ｉ１．ｌは下記（４）式に
て表される。E14/V'go2/π・(Et + EA−cos(
4π・f−t) )・5in(2π・f +sv・t
) = (31Moreover, the motor current I1.l is expressed by the following equation (4).

１、−２＃ｒ　’　Ｅａ　’（（−１／ω＋、４ｖ’Ｍ
）・ｃｏｓ（ωｎｔｖ’ｔ　）＋　（１／Ｒｚ／Ｓ）　
・５ｉｎ（ωＩＮＶ−ｔ　）　１＋（Ｅａ／π）−（（
４／（ωｌ１ＩＶ＋ω）・Ｍ）・ｃｏｓ（ω、Ｈｖ＋　
（１））−ｔ＋　（１／Ｒｚ／Ｓ）　・５ｉｎ（ωＩＮ
Ｖ＋ω）−ｔ　１＋　（Ｅ　ａ　／π）−（（−１／（
ω＋ＭＶ−ω）・Ｍ）−ｃｏｓ（ωＩＮＶ−ω）・１＋
　（１／ｌｈ／Ｓ）　’　５ｔｎ（ωＩ）ＩＶ−ω）・
む）・・・（４） 但し、ωＩＮｖ−２πｆＩＮＶ ω　　＝４π　ｆ いま、インバータ周波数ｆｌＮＶが架線電圧周波数ｆの
２倍に等しいとすると、ωＩＮＶ　＝ωになるから、（
４）式の第３項は無限大になる。このことはモータ電流
Ｉ４が無限大になることを意味するが、実際にはモータ
ー次抵抗により（４）式第３項も制限されるので、モー
タ電流１．はインバータ周波数ｆ　ＩＮＶと架線周波数
ｆの２倍の周波数２１との差の周波数で振動する。これ
が所謂ビート現象と呼ばれる現象である。1, -2#r'Ea' ((-1/ω+, 4v'M
)・cos(ωntv't )+ (1/Rz/S)
・5in(ωINV-t) 1+(Ea/π)-((
4/(ωl1IV+ω)・M)・cos(ω, Hv+
(1))-t+ (1/Rz/S) ・5in(ωIN
V+ω)-t 1+ (E a /π)-((-1/(
ω+MV-ω)・M)-cos(ωINV-ω)・1+
(1/lh/S)' 5tn(ωI)IV-ω)・
)...(4) However, ωINv-2πfINV ω = 4π f Now, if the inverter frequency flNV is equal to twice the overhead line voltage frequency f, then ωINV = ω, so (
4) The third term in the equation becomes infinite. This means that the motor current I4 becomes infinite, but in reality, the third term of equation (4) is also limited by the motor order resistance, so the motor current 1. vibrates at a frequency that is the difference between the inverter frequency f INV and a frequency 21 that is twice the overhead wire frequency f. This is the so-called beat phenomenon.

このようなビート現象は、フィルタリアクトル２５にて
フィルタコンデンサ４の電圧の振動を抑制することによ
り低減される。しかし、フィルタリアクトル２５は従来
の直流電化方式においては前述の如く、インバータ装置
の変調周波数に起因する高調波及び回生制動時のインバ
ータ装置から出力される直流電力に含まれる高調波成分
の平滑化のために設けられているものである。従って、
交流電化方式におけるカ行時のビート現象に対処するた
めのフィルタリアクトル２５は直流電化方式のそれより
も大容量のものが必要であり、このため、交流電化方式
において誘導電動機をインバータ装置により駆動制御す
るための電気車の制御装置では、より大型のフィルタリ
アクトル２５が必要となる。しかしフィルタリアクトル
２５はその構成部材の大半が鉄心であるから大型化に伴
って重量化し、また高価になるという問題がある。Such a beat phenomenon can be reduced by suppressing the vibration of the voltage of the filter capacitor 4 with the filter reactor 25. However, in the conventional DC electrification system, the filter reactor 25 is used to smooth harmonics caused by the modulation frequency of the inverter and harmonic components contained in the DC power output from the inverter during regenerative braking. It is designed for this purpose. Therefore,
The filter reactor 25 in order to cope with the beat phenomenon during running in the AC electrification system requires a larger capacity than that in the DC electrification system, and for this reason, in the AC electrification system, the induction motor is driven and controlled by an inverter device. In a control device for an electric vehicle for this purpose, a larger filter reactor 25 is required. However, since most of the constituent members of the filter reactor 25 are iron cores, there are problems in that as the filter reactor 25 becomes larger, it becomes heavier and more expensive.

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、
インバータ周波数ｆ　Ｌｎｖが架線周波数ｆの２倍にな
った場合には、同じく架線周波数ｒの２倍になっている
インバータ装置の変調周波数を架線周波数の２倍より大
きい周波数に切換えてフィルタリアクトル電圧の高調波
成分から架線周波数の２倍成分を削減することにより、
インバータ周波数が架線周波数のほぼ２倍時に生じるモ
ータ電流のビート現象を、抑制し得る電気車の制御装置
の提供を目的とする。The present invention was made in view of these circumstances, and
When the inverter frequency f Lnv becomes twice the overhead line frequency f, the modulation frequency of the inverter device, which is also twice the overhead line frequency r, is switched to a frequency higher than twice the overhead line frequency to reduce the filter reactor voltage. By reducing the component twice the overhead line frequency from the harmonic components,
An object of the present invention is to provide a control device for an electric vehicle that can suppress the motor current beat phenomenon that occurs when the inverter frequency is approximately twice the overhead line frequency.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

本発明の電気車の制御装置は、インバータ周波数が架線
周波数のほぼ２倍であるか否かを判定する手段と、この
手段によりインバータ周波数が架線電圧のほぼ２倍であ
ると判定された場合にインバータ装置の変調周波数を架
線電圧周波数の２倍より大きい周波数に切換える手段と
を備えている。The electric vehicle control device of the present invention includes means for determining whether the inverter frequency is approximately twice the overhead line frequency, and when the inverter frequency is determined to be approximately twice the overhead line voltage by this means. and means for switching the modulation frequency of the inverter device to a frequency greater than twice the overhead line voltage frequency.

〔作用〕[Effect]

本発明の電気車の制御装置では、カ行時にインバータ周
波数がモータ電流にビート現象が生じる架線電圧周波数
のほぼ２倍になった場合には、インバータ装置の変調周
波数を架線電圧周波数の２倍より大きい周波数に切換え
るので、フィルタコンデンサ電圧の高調波成分の周波数
が架線周波数の２倍の周波数から外れ、これによりビー
ト現象が抑制される。In the control device for an electric vehicle of the present invention, when the inverter frequency becomes approximately twice the overhead line voltage frequency at which a beat phenomenon occurs in the motor current, the modulation frequency of the inverter device is changed from twice the overhead line voltage frequency. Since the frequency is switched to a high frequency, the frequency of the harmonic component of the filter capacitor voltage deviates from the frequency twice the overhead wire frequency, thereby suppressing the beat phenomenon.

〔実施例〕〔Example〕

以下、本発明をその実施例を示す図面に基づいて詳述す
る。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described in detail below based on drawings showing embodiments thereof.

第１図は本発明に係る電気車の制御装置の構成を示す主
回路及び制御回路図である。FIG. 1 is a main circuit and control circuit diagram showing the configuration of a control device for an electric vehicle according to the present invention.

なお、第１図に示した主回路において、前述の第２図に
示した従来例と同一または相当する構成部材には同一参
照符号を付しである。In the main circuit shown in FIG. 1, constituent members that are the same as or correspond to those of the conventional example shown in FIG. 2 are given the same reference numerals.

図中１はたとえばパンタグラフ等の集電装置であり、給
電線としての架線ＩＦから交流が給電される。２は変圧
器であり、その−次巻線はパンタグラフ１に接続されて
架線電圧が印加され、二次巻線は交流／直流変換装置３
の交流側端子に接続されている。In the figure, reference numeral 1 denotes a current collector such as a pantograph, to which alternating current is supplied from an overhead wire IF serving as a power supply line. 2 is a transformer, the secondary winding of which is connected to the pantograph 1 to apply overhead wire voltage, and the secondary winding of which is connected to the AC/DC converter 3.
is connected to the AC side terminal of the

交流／直流変換装置３の直流側端子はＶＶＶＦインバー
タ装置７の直流側端子に接続されている他、両ライン間
に交流／直流変換装置３側から順に直列共振りアクドル
２３と直列共振コンデンサ２４との直列回路からなる高
調波フィルタ、フィルタコンデンサ４、電圧センサ用抵
抗５と電圧センサ６との直列回路が並列に接続されてい
る。The DC side terminal of the AC/DC converter 3 is connected to the DC side terminal of the VVVF inverter 7, and a series resonant axle 23 and a series resonant capacitor 24 are connected between both lines in order from the AC/DC converter 3 side. A harmonic filter consisting of a series circuit, a filter capacitor 4, a series circuit consisting of a voltage sensor resistor 5 and a voltage sensor 6 are connected in parallel.

ＶＶＶＦインバータ装置７の３相交流出力は電気車の走
行用電動機である３相誘導電動機１１に与えられており
、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相にはそれぞれ電流センサ８．９．１
０が接続されている。The three-phase AC output of the VVVF inverter device 7 is given to a three-phase induction motor 11 which is a running motor of the electric car, and each phase of U, V, and W is provided with a current sensor 8.9.1.
0 is connected.

なお、誘導電動機１１にはその回転速度（モータ周波数
ｒＭ）を検出するための速度センサ１２が接続されてい
る。Note that a speed sensor 12 is connected to the induction motor 11 to detect its rotational speed (motor frequency rM).

以上の主回路の構成は従来と同様であるが、以下にこれ
を制御する本発明の制御回路の構成を述べる。Although the configuration of the main circuit described above is the same as the conventional one, the configuration of the control circuit of the present invention that controls it will be described below.

図中２０はすべり周波数パターン発生器であり、カ行時
あるいは回生制動時にそれぞれ力行指令信号Ｐまたは回
生制動指令信号Ｂに基づいて誘導電動機１１に通流され
るべきモータ電流に対応して予め設定されたすべり周波
数パターンｆｓの信号を発生する。このすべり周波数パ
ターン発生器２０の出力信号は加減算器２１に与えられ
ている。In the figure, reference numeral 20 denotes a slip frequency pattern generator, which is preset in accordance with the motor current to be passed through the induction motor 11 based on the power running command signal P or the regenerative braking command signal B during running or regenerative braking, respectively. A signal having a slip frequency pattern fs is generated. The output signal of this slip frequency pattern generator 20 is given to an adder/subtracter 21.

加減算器２１には、上述のすべり周波数パターン発生器
２０が出力するすべり周波数ｆ３の信号の他に、誘導電
動機１１の速度センサ１２の出力（モータ周波数ｒｓ）
を表す信号が与えられている。そして加減算器２１は、
カ行時にはすべり周波数パターン発生器２０の出力信号
ｆ、に速度センサ１２の出力であるモータ周波数ｆ１４
を表す信号を加算し、回生制動時には減算することによ
りＶＶＶＦインバータ装置７が出力すべきインバータ周
波数ｆ１□を算出し、これを表す信号をすべり周波数パ
ターン発生器２０．変調回路１７及びインバータ出力パ
ルス数切換回路１６にそれぞれ与えている。The adder/subtractor 21 receives the output of the speed sensor 12 of the induction motor 11 (motor frequency rs) in addition to the signal of the slip frequency f3 outputted by the above-mentioned slip frequency pattern generator 20.
A signal representing . And the adder/subtractor 21 is
When moving, the output signal f of the slip frequency pattern generator 20 is combined with the motor frequency f14, which is the output of the speed sensor 12.
The inverter frequency f1□ to be output by the VVVF inverter device 7 is calculated by adding the signals representing this and subtracting it during regenerative braking, and the signal representing this is sent to the slip frequency pattern generator 20. It is applied to the modulation circuit 17 and the inverter output pulse number switching circuit 16, respectively.

インバータ出力パルス数切換回路１６は、その入力信号
であるインバータ周波数ｆｌＮＶを表す信号が架線周波
数ｆ（たとえば５０Ｈｚあるいは６０ｔｌｚで一定）の
２倍周波数ｆＯ（＝２ｆ）を中心としてヒステリシスｒ
Ｈの範囲内、即ちｆｏ−ｆ）Ｉ≦ｆｌＮＶ≦ｆ、＋ｆ。The inverter output pulse number switching circuit 16 is configured such that its input signal, a signal representing the inverter frequency flNV, has a hysteresis r around a frequency fO (=2f) that is twice the overhead line frequency f (for example, fixed at 50 Hz or 60 tlz).
Within the range of H, i.e. fo-f) I≦flNV≦f, +f.

である場合に、インバータ周波数ｆｌＮＶが実質的に架
線周波数ｆの２倍であると見做して信号“１”を変調回
路１７に出力する。In this case, it is assumed that the inverter frequency flNV is substantially twice the overhead wire frequency f, and a signal "1" is output to the modulation circuit 17.

変調回路１７は、加減算器２１から与えられるインバー
タ周波数ｆｌＮＶを表す信号に基づいてパルス幅変調（
ＰＷＭ）によりＶＶＶＦインバータ装置７の３相のスイ
ッチング素子の導通期間を規定する信号をゲート信号発
生器１８に出力する。この変調回路１７による変調制御
は、従来同様にインバータ周波数ｆＩＮｖのたとえば高
速側から１．３，５，９．１５．２７．４５倍の周波数
を使用して行われる。具体的には、インバータ周波数ｆ
ｌＮＶのＩ　Ｈｚにつき１，３．５・・・個のパルスを
発生してＰＷＭを行うことにより変調周波数を変化させ
ている。従って、比較的高速にて走行している場合には
変調周波数はインバータ周波数ｆｌＮＶの１倍にされて
いるので、インバータ周波数ｒ＋Ｎｖが架線周波数ｆの
２倍になると、変調周波数も架線周波数ｆの２倍になる
。The modulation circuit 17 performs pulse width modulation (
PWM), a signal defining the conduction period of the three-phase switching elements of the VVVF inverter device 7 is output to the gate signal generator 18. Modulation control by the modulation circuit 17 is performed using frequencies that are, for example, 1.3, 5, 9.15.27.45 times from the high speed side of the inverter frequency fINv, as in the conventional case. Specifically, the inverter frequency f
The modulation frequency is changed by generating 1, 3.5, . . . pulses per IHz of lNV and performing PWM. Therefore, when traveling at a relatively high speed, the modulation frequency is set to 1 times the inverter frequency flNV, so when the inverter frequency r+Nv becomes twice the overhead wire frequency f, the modulation frequency is also 2 times the overhead wire frequency f. Double.

しかしこの変調回路１７は、インバータ周波数ｆＩＮＶ
が架線周波数ｆの２倍になってインバータ出力パルス数
切換回路１６から出力信号“１”が与えられた場合には
、インバータ出力パルス数を変調周波数のＩＨｚ当たり
３パルスに切換えることにより、変調周波数をインバー
タ周波数ｆｌＮＶの３倍に切換え、これにより変調周波
数を架線周波数ｒの２倍から外れた値に強制的に変更す
る。However, this modulation circuit 17 has an inverter frequency fINV
When the number of inverter output pulses is twice the overhead line frequency f and the output signal "1" is given from the inverter output pulse number switching circuit 16, the modulation frequency is changed by switching the inverter output pulse number to 3 pulses per IHz of the modulation frequency. is switched to three times the inverter frequency flNV, thereby forcibly changing the modulation frequency to a value outside of twice the overhead line frequency r.

ゲート信号発生器１８は、ＶＶＶＦインバータ装置７の
スイッチング素子に与えられるゲート信号を上述の変調
回路１７の出力に応じて発生し、ゲートパルス増幅器１
９に与える。The gate signal generator 18 generates a gate signal to be applied to the switching element of the VVVF inverter device 7 in accordance with the output of the modulation circuit 17, and generates a gate signal to be applied to the switching element of the VVVF inverter device 7.
Give to 9.

ゲートパルス増幅器１９は、ゲート信号発生器１８から
出力されたゲート信号を増幅してゲートパルスとしてＶ
ＶＶＦインバータ装置７に与える。The gate pulse amplifier 19 amplifies the gate signal output from the gate signal generator 18 and generates a gate pulse of V
It is applied to the VVF inverter device 7.

このように構成された本発明の電気車の制御装置は以下
のように動作する。The electric vehicle control device of the present invention configured as described above operates as follows.

カ行指令信号Ｐがすべり周波数パターン発生器２０に与
えられている場合には、これに対応するすべり周波数パ
ターンｆ、の信号がすべり周波数パターン発生器２０か
ら加減算器２１に出力される一方、速度センサ１２にて
検出された誘導電動機１１のモータ周波数ｆＭの信号も
加減算器２１に与えられる。When the row command signal P is given to the slip frequency pattern generator 20, a signal of the corresponding slip frequency pattern f is outputted from the slip frequency pattern generator 20 to the adder/subtractor 21, while the speed A signal of the motor frequency fM of the induction motor 11 detected by the sensor 12 is also given to the adder/subtractor 21 .

加減算器２１はカ行時には両者を加算し、ＶＶＶＦイン
バータ装置７から誘導電動機１１に出力されるべきイン
バータ周波数ｆ　ｔＮＶを表す信号として変調回路１７
３　インバータ出力パルス数切換回路１６及びすべり周
波数パターン発生器２０に出力する。The adder/subtractor 21 adds the two in the case of a row, and outputs the result to the modulation circuit 17 as a signal representing the inverter frequency ftNV to be output from the VVVF inverter device 7 to the induction motor 11.
3 Output to the inverter output pulse number switching circuit 16 and slip frequency pattern generator 20.

変調回路１７は加減算器２１から与えられるインバータ
周波数ｆｌＮＶを指示する信号をパルス幅変調（ＰＷＭ
）　してゲート信号発生器１８にゲート信号を発生させ
る。このゲート信号がゲートパルス増幅器１９にて増幅
されてＶＶＶＦインバータ装置７に与えれることにより
、カ行指令信号Ｐに対応した誘導電動機１１の駆動制御
が行われる。The modulation circuit 17 performs pulse width modulation (PWM) on the signal instructing the inverter frequency flNV given from the adder/subtractor 21.
) to cause the gate signal generator 18 to generate a gate signal. This gate signal is amplified by the gate pulse amplifier 19 and given to the VVVF inverter device 7, whereby drive control of the induction motor 11 corresponding to the row command signal P is performed.

さて、上述のようなカ行時にインバータ周波数ｆｌＮＶ
が架線周波数ｆのほぼ２倍（ｆｏ）になった場合に、変
調回路１７による変調周波数がインバータ周波数ｆｌＮ
Ｖの１倍であれば、この変調周波数も架線周波数ｆの２
倍になる。そしてこの場合、インバータ出力パルス数切
換回路１６によりインバータ周波数ｆｌＮＶが架線周波
数ｆのほぼ２倍（本実施例では２倍を中心としてヒステ
リシスｆＨの範囲内）であることが検出されるので、イ
ンバータ出力パルス数切換回路１６から信号“１”が変
調回路１７に出力される。これにより、変調回路１７の
変調周波数はインバータ周波数ｆいＶの３倍に切換えら
れる。Now, when the above-mentioned operation is performed, the inverter frequency flNV
becomes approximately twice the overhead wire frequency f (fo), the modulation frequency by the modulation circuit 17 becomes the inverter frequency flN
If it is 1 times V, this modulation frequency is also 2 times the overhead wire frequency f.
Double. In this case, the inverter output pulse number switching circuit 16 detects that the inverter frequency flNV is approximately twice the overhead line frequency f (in this embodiment, within the range of the hysteresis fH around twice the overhead line frequency f), the inverter output A signal “1” is output from the pulse number switching circuit 16 to the modulation circuit 17. As a result, the modulation frequency of the modulation circuit 17 is switched to three times the inverter frequency fV.

従って、インバータ周波数ｆ　ＩＮＶとフィルタコンデ
ンサ４電圧に含まれる架線周波数ｒの２倍の周波数の高
調波成分とが一致すること、換言すればインバータ周波
数ｆｌＮＶが架線周波数ｆの２倍になることにより発生
するモータ電流のビート現象は、フィルタコンデンサ４
電圧に含まれる架線周波数「の２倍の周波数の高調波成
分の内、ＶＶＶＦインバータ装置７の変調周波数に起因
する部分が減少するので、抑制される。Therefore, the inverter frequency f INV and the harmonic component of the frequency twice the overhead line frequency r contained in the filter capacitor 4 voltage match, in other words, the inverter frequency flNV becomes twice the overhead line frequency f. The motor current beat phenomenon caused by filter capacitor 4
Among the harmonic components of the frequency twice the overhead line frequency included in the voltage, the portion caused by the modulation frequency of the VVVF inverter device 7 is reduced and suppressed.

なお、回生制動における動作は前述の従来装置ど同様で
ある。Note that the operation in regenerative braking is similar to that of the conventional device described above.

ところで、上記実施例では架′ｌａＩ　Ｆからパンタグ
ラフ１により交流を給電される構成の電気車に本発明を
適用しているが、第３軌条から集電化にて交流を給電さ
れる構成の電気車、あるいは自身に搭載した内燃機関に
て発電機を駆動して交流を給電する構成の電気式内燃動
車等にも本発明が適用可能であることはいうまでもない
。By the way, in the above embodiment, the present invention is applied to an electric car configured to receive AC power from the pantograph 1 from the rack 'laI F, but it is also applicable to an electric car configured to receive AC power from the third rail through a collector. It goes without saying that the present invention is also applicable to an electric internal combustion vehicle configured to supply AC power by driving a generator using an internal combustion engine mounted on the vehicle.

〔効果〕〔effect〕

以上のように本発明によれば、給電線から給電される交
流を直流に変換し、これをＶＶＶＦインバータ装置にて
再度交流に変換して交流電動機を駆動制御する電気車の
制御装置において、給電周波数の２倍の周波数にインバ
ータ周波数が一致するようなカ行状態になった場合にも
、モータ電流のビート現象が抑制され、制御の安定性が
向上する。As described above, according to the present invention, in an electric vehicle control device that converts alternating current supplied from a power supply line into direct current, converts it back into alternating current using a VVVF inverter device, and controls the drive of an alternating current motor, Even in the case of a running state in which the inverter frequency matches twice the frequency, the beat phenomenon of the motor current is suppressed and the stability of control is improved.

また、カ行時のビート現象に備えて大容量のフィルタリ
アクトルを装備する必要がなくなるので、交流電化方式
の電気鉄道においても安価で小型の制御装置を使用した
インバータ制御電気車が実現される。Furthermore, since there is no need to equip a large-capacity filter reactor in preparation for the beat phenomenon when traveling, an inverter-controlled electric car using a small and inexpensive control device can be realized even in an AC electric railway.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の電気車の制御装置の構成を示す回路図
、第２図は従来の交流電化方式の電気車をインバータ装
置にて制御する場合の制御装置の回路図、第３図は誘導
電動機の一相当たりの簡略化した等価回路図である。 １Ｆ・・・架線　　３・・・交流／直流変換装置　　４
・・・フィルタコンデンサ　　７・・・ＶＶＶＦインバ
ータ”Ｗｆｆｌｌ・・・誘導電動機　　１６・・・イン
バータ出力パルス数切換回路　　１７・・・変調回路　
　２０・・・すべり周波数パターン発生器 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示す。Fig. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a control device for an electric car of the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram of a control device when controlling a conventional AC electrified electric car with an inverter device, and Fig. 3 is a circuit diagram showing the configuration of a control device for an electric car of the present invention. FIG. 2 is a simplified equivalent circuit diagram of one unit of an induction motor. 1F... Overhead line 3... AC/DC converter 4
... Filter capacitor 7 ... VVVF inverter "Wffll ... Induction motor 16 ... Inverter output pulse number switching circuit 17 ... Modulation circuit
20...Slip frequency pattern generator Note that the same reference numerals in each figure indicate the same or corresponding parts.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、給電線から給電される交流を直流に変換する交流／
直流変換装置と、該変換装置の直流出力をパルス幅変調
して電圧及び周波数が可変の交流に変換出力することに
より交流電動機を駆動するインバータ装置と、該インバ
ータ装置から出力される交流周波数の整数倍の周波数に
て前記インバータ装置を変調制御する変調回路とを備え
た電気車の制御装置において、 前記インバータ装置から出力される交流周 波数が前記給電線から給電される交流周波数の実質的に
２倍であるか否かを判定する手段と、 該手段にて前記インバータ装置から出力さ れる交流周波数が前記給電線から給電される交流周波数
の実質的に２倍であると判定された場合に、前記変調回
路の変調周波数を前記インバータ装置から出力されてい
る交流周波数の２倍以上に切換える手段と を備えたことを特徴とする電気車の制御装 置。[Claims] 1. An alternating current that converts alternating current supplied from a power line into direct current/
a DC converter, an inverter that drives an AC motor by pulse-width modulating the DC output of the converter and converting it into AC with variable voltage and frequency; and an integer of the AC frequency output from the inverter. A control device for an electric vehicle comprising a modulation circuit that modulates and controls the inverter device at twice the frequency, wherein the AC frequency output from the inverter device is substantially twice the AC frequency supplied from the power supply line. means for determining whether the AC frequency output from the inverter device is substantially twice the AC frequency supplied from the power supply line; A control device for an electric vehicle, comprising means for switching the modulation frequency of the modulation circuit to at least twice the AC frequency output from the inverter device.