JPS627796B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 従来の誘導電動機はその負荷の如何に拘らず固
定子捲線にまたがる電圧の全正弦波を維持してい
る。負荷が広汎な制限内で変る場合、例えば電動
機が捲きあげ作業などに用いられるときその電動
機は殆んどの時間その規定負荷一杯を消費してい
ない。こうした場合は固定子内の鉄損は電動機が
規定の全負荷で動作している場合と同様、電動機
が規定の全負荷以下で動作しているときも実質的
には同じであり、かつそのような場合の低電力率
のために固定子電流は高く銅損は同様に多くな
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION A conventional induction motor maintains a full sine wave of voltage across the stator windings regardless of its load. If the load varies within wide limits, for example when the motor is used for hoisting operations, the motor will not be consuming its full specified load most of the time. In such a case, the iron losses in the stator are essentially the same when the motor is operating below the specified full load as when the motor is operating at the specified full load, and Due to the low power factor in this case, the stator current will be high and the copper losses will be high as well.

ある従来の誘導電動機がその規定の全負荷以下
で動作しているとき電圧の正弦波の一部はその電
動機に課せられる実際の負荷要件を満たすであろ
う。こうした正弦波電圧の一部を遮断することは
固定子内の鉄損及び鉄損とその発熱とを可成り低
減されることとなろう。その結果としてのより低
い動作温度は更にオーム抵抗の低下によつて電動
機内の銅損を減少させることになる。これらの要
素が結合して誘導電動機で消費されるエネルギー
は意義ある減少をきたし、その結果利用のできる
エネルギー源の保護と電動機の運転費用の低下と
が可能となる。 When a conventional induction motor is operating below its specified full load, a portion of the voltage sine wave will meet the actual load requirements imposed on the motor. Blocking a portion of this sinusoidal voltage will significantly reduce iron losses and their heat generation within the stator. The resulting lower operating temperature will further reduce copper losses within the motor due to lower ohmic resistance. These factors combine to result in a significant reduction in the energy consumed by the induction motor, thereby allowing for the preservation of available energy sources and lowering the operating costs of the motor.

この発明は上述の要素を認識することに基礎を
おき、修正されない標準の交流誘導電動機の固定
子に供給される電気的エネルギー及び固定子の磁
束密度を、如何なる瞬間においてもその負荷の要
求の函数とならしめるよう動作する、簡単ではあ
るが信頼性のある装置を提供するものである。こ
の発明はある電源からの正弦波の電圧の大もしく
は小部分を電動機のスリツプの％の函数として固
定子に入力させることにより上記のことを達成す
るものである。換言すれば電動機の固定子に供給
される正弦波の電圧は現実の負荷条件に適するよ
うに修正される。これは鉄損及び銅損の減少にな
る。 The present invention is based on the recognition of the above-mentioned factors and allows the electrical energy supplied to the stator of an unmodified standard AC induction motor and the magnetic flux density of the stator to be reduced at any instant in time to a function of its load demand. The present invention provides a simple but reliable device that operates in such a way that the The invention accomplishes this by inputting a large or small portion of a sinusoidal voltage from a power source to the stator as a function of the percentage of motor slip. In other words, the sinusoidal voltage supplied to the motor stator is modified to suit the actual load conditions. This results in a reduction in iron and copper losses.

この発明によると標準の交流誘導電動機は波動
修正器手段を経て正弦波電源から付勢される固定
子捲線をもつており、その修正器手段は電動機の
回転子に結合される負荷検出手段によつて与えら
れる制御信号の制御の下で固定子捲線に電源から
結合される上記正弦波の各サイクルの部分を変え
るように動作し、また同期速度の95％以上の速度
で電動機の負荷の変動につれて変化する制御信号
を発生する非直線閉ループ正帰還手段の一部とし
て動作するものである。 In accordance with the invention, a standard AC induction motor has a stator winding energized from a sinusoidal power source via wave modifier means, the modifier means being coupled to the rotor of the motor by load sensing means. The motor operates to vary the portion of each cycle of the above sinusoidal wave coupled from the power source to the stator winding under the control of a control signal provided by the It operates as part of a non-linear closed loop positive feedback means that generates a varying control signal.

この負荷検出手段は電動機の負荷の変動に伴つ
て変化する周波数をもつ交流信号を発生するた
め、電動機回転子に結合される比較的小型の交流
発電機から構成することができる。そして前記周
波数変化は波動修正器手段を制御する直流制御信
号の振幅変化に変換される。周波数変化を戻すこ
と、及び周波数変化の直流制御信号変化への変換
は周波数弁別器回路で達成でき、この回路の出力
は信号バイアス直流増幅器（非線形回路）に結合
され、この増幅器は同期速度の95％以上の特別の
エネルギー効率のよい電動機速度で動作する。こ
の信号バイアス直流増幅器はその交流周波数が増
加するとき（電動機のスリツプが減少したことを
表わす）合成直流制御信号の大きさを減少させる
よう働き、またこれに反し発生器により供給され
る交流周波数が減少するとき（電動機スリツプの
増大を表わす）合成直流制御信号の大きさを増大
させるよう働くものである。 Since this load detection means generates an alternating current signal having a frequency that changes as the load on the motor changes, it can be constructed from a relatively small alternating current generator coupled to the motor rotor. Said frequency change is then converted into an amplitude change in a DC control signal controlling the wave modifier means. Returning the frequency change and converting the frequency change to a DC control signal change can be achieved with a frequency discriminator circuit, the output of which is coupled to a signal bias DC amplifier (non-linear circuit), which Operates at a special energy efficient electric motor speed of over %. This signal-biased DC amplifier acts to reduce the magnitude of the resultant DC control signal as its AC frequency increases (representing reduced motor slip) and vice versa. It acts to increase the magnitude of the resultant DC control signal as it decreases (representing an increase in motor slip).

この波動修正器は正弦波エネルギー源から各サ
イクルの全期間又は一部の期間、一連のパルスを
発生する動作をするマルチバイブレータのような
平常は動作しないパルス発生器をできれば含んで
いるものである。このパルス発生器が出力パルス
を発生するように働いている期間は前述の直流制
御信号で制御され、したがつて電動機の負荷及び
速度に依存している。このパルス列は発生される
と正弦波電源と電動機固定子との間に配置される
トライアツクのような全波半導体電源スイツチの
閉路を制御し、したがつて電動機固定子に結合さ
れる各正弦波の部分、それゆえ固定子捲線の磁界
密度はともに電動機の負荷の変動とともに変化す
る。 The wave modifier preferably includes a normally non-operating pulse generator, such as a multivibrator, operative to generate a series of pulses for all or part of each cycle from a sinusoidal energy source. . The period during which this pulse generator is working to generate output pulses is controlled by the aforementioned DC control signal and is therefore dependent on the load and speed of the motor. This pulse train, when generated, controls the closing of a full-wave solid state power switch, such as a triac, placed between the sinusoidal power supply and the motor stator, thus controlling the closing of each sinusoidal power supply coupled to the motor stator. Both the magnetic field density and therefore the stator windings change with variations in the motor load.

第１図に示すように標準交流誘導電動機１０は
固定子捲線１１と負荷に結合されるようにされた
軸１２をもつ回転子とを備えている。交流電源１
３は固定子捲線を付勢するため、例えば波線１３
ａに示すように固定子捲線に平常は結合されてお
り、それによつて回転子の軸１２を回転させる。
この発明によればこの正常の付勢回路は切断さ
れ、固定子捲線に直接結合されないでその代り１
３ｂのところで半導体電源スイツチ１４の片側に
接続され、その他の側は例えば１４ａのところで
固定子捲線１１に接続される。スイツチ１４は例
えばトライアツク群かシリコン制御整流群から成
り、それは波動修正器１５によつて調整される。
その修正器の動作は周波数弁別器１７の出力側に
おいて線１６上に現われる直流制御電圧（制御信
号）により制御され、その制御電圧は電動機１０
の負荷の函数である。 As shown in FIG. 1, a standard AC induction motor 10 includes a stator winding 11 and a rotor having a shaft 12 adapted to be coupled to a load. AC power supply 1
3 is for energizing the stator winding, for example, the wavy line 13
It is normally coupled to the stator windings as shown in a, thereby causing rotation of the rotor shaft 12.
According to the invention, this normal energizing circuit is disconnected and is not directly coupled to the stator windings, but instead
It is connected to one side of the semiconductor power switch 14 at 3b, and the other side is connected to the stator winding 11, for example at 14a. The switch 14 consists, for example, of a triac group or a silicon-controlled rectifier group, which is adjusted by a wave modifier 15.
The operation of the corrector is controlled by a DC control voltage (control signal) appearing on the line 16 at the output of the frequency discriminator 17, which control voltage
is a function of the load.

特に小型交流発電機１８は誘導電動機１０の回
転軸１２上にそれとともに回転するよう１９のと
こに取付けられる。発電機１８はその周波数が回
転子軸１２の回転速度の変動とともに変化する高
周波交流信号（約1800ヘルツ）を発生する。この
周波数変化、即ち発電機出力側２０に現われる交
流信号の周波数の変化は電動機のスリツプの函数
であり、従つて電動機の負荷の函数である。この
交流信号は周波数弁別器１７の入力に印加され、
線２０上の交流信号の周波数変化を直流制御電
圧、即ち線１６上の制御信号に変換する。その大
きさは同期速度の95％以上の電動機速度で交流信
号の周波数の函数である。 In particular, a small alternator 18 is mounted at 19 on the rotating shaft 12 of the induction motor 10 so as to rotate therewith. Generator 18 generates a high frequency alternating current signal (approximately 1800 hertz) whose frequency varies with variations in the rotational speed of rotor shaft 12. This frequency change, ie the change in the frequency of the alternating current signal present at the generator output 20, is a function of the motor slip and therefore of the motor load. This AC signal is applied to the input of the frequency discriminator 17,
The frequency variation of the AC signal on line 20 is converted to a DC control voltage, ie, a control signal on line 16. Its magnitude is a function of the frequency of the alternating signal at motor speeds greater than 95% of the synchronous speed.

線１６上に直流制御電圧（制御信号）は波動修
正器１５の動作を制御するのに用いられる。この
波動修正器に含まれる各種回路及びそれらの動作
は、第２図を参照してもつと十分に説明されよ
う。現在のところその線１６上の直流制御電圧が
波動修正器１５に結合されており、その修正器が
交流電源１３から各サイクルの時間の所定の期間
の間パルスを発生するように動作するゲートトリ
ガ発生器を含んでいることに注目すれば十分であ
る。上記ゲートトリガー発生器によつて発生され
る一連のパルスの持続時間は、線１６上の直流制
御信号の大きさの函数であり、従つて同期回転子
速度の近くで電動機１２の負荷の函数である。発
生される一連のパルスはそれらが発生すると半導
体電源スイツチ１４の制御端子に結合され、交流
電源１３からの各サイクルの相当する時間部分の
間だけ上記スイツチを閉とする。その結果電源１
３からの各サイクルの比較的大な部分または比較
的小部分が接続線１４ａを経て電動機１０の固定
子捲線１１に電動機の負荷の函数として結合され
る。それゆえ負荷が増大すると電動機の固定子の
磁界密度も同様に増大し、反対に電動機の負荷が
減少すると固定子の磁界密度は減少される。 A DC control voltage (control signal) on line 16 is used to control the operation of wave modifier 15. The various circuits included in this wave modifier and their operation will be fully explained with reference to FIG. The DC control voltage on line 16 is currently coupled to a wave modifier 15, which modifier is gate-triggered to operate to generate pulses from the AC power supply 13 for a predetermined period of time each cycle. Suffice it to note that it includes a generator. The duration of the series of pulses generated by the gate trigger generator is a function of the magnitude of the DC control signal on line 16 and therefore of the load on motor 12 near synchronous rotor speed. be. The series of pulses generated are coupled to the control terminals of the semiconductor power switch 14 as they occur, causing said switch to close for a corresponding portion of time of each cycle from the AC power source 13. As a result, power supply 1
A relatively large part or a relatively small part of each cycle from 3 is coupled via the connecting line 14a to the stator winding 11 of the motor 10 as a function of the motor load. Therefore, as the load increases, the magnetic field density in the stator of the motor likewise increases, and conversely, as the load on the motor decreases, the magnetic field density in the stator decreases.

上述のような工合に動作する好ましい回路を第
２図に示す。次の記述のために交流誘導電動機１
０は単相誘導電動機であると仮定し、第２図の回
路は固定子のフラツクス密度がその単一位相の電
動機負荷の函数として如何に制御しうるかを示し
ている。多相電動機はそのいくつかの位相に対し
それぞれ第２図に示す型の２つまたはそれ以上の
回路を用いて同様に動作させられることができ
る。 A preferred circuit operating in the manner described above is shown in FIG. AC induction motor 1 for the following description
Assuming that 0 is a single phase induction motor, the circuit of FIG. 2 shows how the stator flux density can be controlled as a function of its single phase motor load. A polyphase motor can similarly be operated using two or more circuits of the type shown in FIG. 2 for each of its several phases.

第１図の発電機１８は誘導電動機１０の軸上１
９のところに取付けられる歯付車からなり、固定
子１８ｂと協力して動作する。その固定子捲線１
８ｃは直流電源３１の正側３１ａから抵抗器３０
を経て付勢される。歯付車１８ａとその関連固定
子とは小型交流発電機を構成し、その発電機の出
力周波数はその回転速度と車１８ａの歯数とによ
つて決定される。その発電機の出力周波数は誘導
電動機１０の回転速度の整数倍であり、例えば電
動機の毎秒回転数（RPS）の60倍であつてもよ
い。後の説明のためにその誘導電動機は毎秒30回
転の速度で回転し、それに接続された小型発電機
の交流出力は、従つて1800ヘルツであり、なおこ
れらのパラメータは今後例示の目的で言及される
であろう。しかし第２図に示す構成より外の構成
が希望する交流出力信号を発生するのに用いるこ
とができ、その信号の周波数はここに規定するも
のより外のものであつてもよいことが理解される
であろう。 The generator 18 in FIG.
It consists of a toothed wheel mounted at 9 and operates in cooperation with the stator 18b. The stator winding 1
8c is the resistor 30 from the positive side 31a of the DC power supply 31.
It is energized through . The toothed wheel 18a and its associated stator constitute a small alternator whose output frequency is determined by its rotational speed and the number of teeth of the wheel 18a. The output frequency of the generator is an integer multiple of the rotational speed of the induction motor 10, and may be, for example, 60 times the revolutions per second (RPS) of the motor. For the sake of later explanation, the induction motor rotates at a speed of 30 revolutions per second, and the alternating current output of the small generator connected to it is therefore 1800 hertz; it should be noted that these parameters will be mentioned hereafter for illustrative purposes. There will be. However, it is understood that configurations other than that shown in FIG. 2 may be used to generate the desired AC output signal, and the frequency of that signal may be other than that specified herein. There will be.

交流発電機１８ａ―１８ｃからの出力信号は
LC回路３２の両端間に発生される。その回路３
２はもつと正弦波に近い波形出力を得るために発
電機の周波数において幅ひろく共振している。そ
の結果の交流信号は蓄電器３３を経てトランジス
タ３４のベースに印加される。そのトランジスタ
３４のコレクタは直流電源３１の正側から抵抗器
３５を経て付勢される。交流発電機１８ａ―１８
ｃからの信号の振幅変動はどんなものでも、ダイ
オード３６のクランプ動作とトランジスタ３４の
ベースエミツタ間接合の制限動作（リミツタ動
作）とによつて除去される。 The output signals from the alternators 18a-18c are
generated across the LC circuit 32. The circuit 3
2 resonates in a wide range at the frequency of the generator in order to obtain a waveform output close to a sine wave. The resulting AC signal is applied to the base of transistor 34 via capacitor 33. The collector of the transistor 34 is energized from the positive side of the DC power supply 31 via a resistor 35. AC generator 18a-18
Any amplitude variations in the signal from c are eliminated by the clamping action of diode 36 and the limiting action of the base-emitter junction of transistor 34.

正および負のクランプ動作によつてトランジス
タ３４のベースとコレクタとにおける波形は頭部
が平らな波となる。これら頭部の平なパルスは高
いＱをもつ共振回路３７に供給され励振する。そ
の共振回路は発電機１８ａ―１８ｃの周波数より
高くほぼ1850ヘルツに同調される。上記交流発電
機の出力周波数は回路３７の共振曲線の傾斜部分
で動作するので、上記回路３７は実際には周波数
弁別器として動作する。即ち回路３７の両端間に
現われる電圧はトランジスタ３４からそれに供給
される信号の周波数に応じて振幅が変る。 The positive and negative clamping actions cause the waveforms at the base and collector of transistor 34 to be flat-topped waves. These flat head pulses are fed to a high Q resonant circuit 37 to excite it. The resonant circuit is tuned to approximately 1850 hertz above the frequency of generators 18a-18c. Since the output frequency of the alternator operates on the slope of the resonant curve of the circuit 37, the circuit 37 actually operates as a frequency discriminator. That is, the voltage appearing across circuit 37 varies in amplitude depending on the frequency of the signal supplied thereto from transistor 34.

共振回路３７の両端間に現われる信号は可変抵
抗器３８と蓄電器３９を経てトランジスタ４０よ
りなる信号バイアス直流増幅器（非線形回路）に
供給される。バイアス電圧により導出される信号
がその遮断しきい値の上に上昇すると、トランジ
スタ４０のコレクタ電流の急速な非直線的導通と
なる。可変抵抗器３８は電動機の同期速度の約95
％以上の特別のエネルギー効率のよい速度で前記
非直線の導通が始まるように選定される。その後
トランジスタ４０の導通は前記信号電圧の大きさ
により直線的応答に徐々になる。トランジスタ４
０は蓄電器３９に蓄積される負の電荷でバイアス
される。このバイアスはほぼ一定のバイアス電圧
であつて交流電流が蓄電器３９を通過し、トラン
ジスタ４０によつて引続いて整流されることによ
りつくられる。このバイアスのためにトランジス
タ４０により共振回路３７に課せられる負荷は最
小となる。ダイオード４２と大地間に接続される
ツエナーダイオード４１は、その導通しきい値
（ツエナー）電圧を越す負の信号交番ピークの間
蓄電器３９に対して低抵抗放電径路を提供するこ
とになる。ダイオード４２は正の信号交番（ピー
ク）がツエナーダイオード４１を経て大地に導通
させられるのを防いでいる。 A signal appearing across the resonant circuit 37 is supplied to a signal bias DC amplifier (nonlinear circuit) consisting of a transistor 40 via a variable resistor 38 and a capacitor 39. When the signal derived by the bias voltage rises above its cut-off threshold, there is a rapid non-linear conduction of the collector current of transistor 40. The variable resistor 38 is set at approximately 95% of the synchronous speed of the motor.
The non-linear conduction is selected to begin at a particular energy-efficient rate of at least %. Thereafter, the conduction of transistor 40 gradually becomes a linear response depending on the magnitude of the signal voltage. transistor 4
0 is biased with negative charge stored in capacitor 39. This bias is a substantially constant bias voltage created by passing an alternating current through capacitor 39 and subsequent rectification by transistor 40. This bias imposes a minimum load on resonant circuit 37 by transistor 40. A Zener diode 41 connected between diode 42 and ground will provide a low resistance discharge path for capacitor 39 during negative signal alternating peaks that exceed its conduction threshold (Zener) voltage. Diode 42 prevents positive signal peaks from being conducted through Zener diode 41 to ground.

共振回路３７の両端間の交流電圧の振幅はそれ
に供給される変化する周波数にもとづいて変るの
で、トランジスタ４０にかかるバイアスもまた変
化し、トランジスタ４０を導通させるに効果のあ
る正弦波の部分も同様に変化する。トランジスタ
４０の前記非直線導通しきい値の上では共振回路
３７の両端間の交流電圧の振幅の増加により抵抗
器４３を流れる電流が増大し、順次抵抗器４３の
両端間の電圧降下が大きくなり、トランジスタ４
０のコレクタにおける電圧を減少させる。そして
その逆もまた同様である。その結果この回路のこ
の特別の部分は逆（反転）信号発生器として動作
する。即ち振幅変動の反転がトランジスタ４０の
ベースとコレクタとの間において発生する。トラ
ンジスタ４０のコレクタは蓄電器４４の一方の側
に接続され、その他の側は接地される。蓄電器４
４は抵抗器４３を経てある時間、即ちトランジス
タ４０が非導通であるとき充電され、トランジス
タ４０が導通されるときトランジスタ４０と抵抗
器４５を経て放電される。RC回路４３，４４の
時定数は1800ヘルツ（即ち交流発電機１８ａ―１
８ｃ正規出力周波数）にくらべて長く、従つて蓄
電器４４の両端間のリツプル電圧の振幅は小さ
い。その結果蓄電器４４の両端間電圧は可成り一
定の直流電位であり、その振幅は同期速度の95％
以上の電動機速度で共振回路３７の両端間の電圧
の大きさの変動に逆比例して変化する。 Since the amplitude of the alternating voltage across resonant circuit 37 varies based on the varying frequency applied to it, the bias on transistor 40 also varies, as does the portion of the sine wave that is effective in causing transistor 40 to conduct. Changes to Above the non-linear conduction threshold of the transistor 40, the current flowing through the resistor 43 increases due to an increase in the amplitude of the alternating current voltage across the resonant circuit 37, and the voltage drop across the resistor 43 increases in turn. , transistor 4
Decrease the voltage at the collector of 0. And vice versa. As a result, this particular part of the circuit operates as an inverse (inverted) signal generator. That is, an inversion of the amplitude fluctuation occurs between the base and collector of transistor 40. The collector of transistor 40 is connected to one side of capacitor 44, and the other side is grounded. Capacitor 4
4 is charged through resistor 43 for a certain time, ie when transistor 40 is non-conducting, and discharged through transistor 40 and resistor 45 when transistor 40 is conductive. The time constant of the RC circuits 43 and 44 is 1800 hertz (i.e. the AC generator 18a-1
8c (normal output frequency), and therefore the amplitude of the ripple voltage across the capacitor 44 is small. As a result, the voltage across the capacitor 44 is a fairly constant DC potential, and its amplitude is 95% of the synchronous speed.
At motor speeds above, the magnitude of the voltage across the resonant circuit 37 changes inversely.

蓄電器４４の両端間の電圧は第１図の線１６上
に示す直流制御電圧を構成する。それはダイオー
ド４６と抵抗器４７を経て、さらに付け加えた蓄
電器４８に供給されて第１図に関して以前に議論
した波動修正器１５の入力を構成する。ダイオー
ド４６は蓄電器４４がその波動修正器回路からど
んな電荷をも受けとらないように防ぐものであ
る。 The voltage across capacitor 44 constitutes the DC control voltage shown on line 16 in FIG. It is fed via a diode 46 and a resistor 47 to an additional capacitor 48 forming the input of the wave modifier 15 previously discussed with respect to FIG. Diode 46 prevents capacitor 44 from receiving any charge from the wave modifier circuit.

変圧器５０（その第一次捲線は例えば交流電源
１３上のタツプに結合されてもよい）はある低電
位（例えば12.6Vac）60サイクルの電圧を、その
第二次捲線に接続された全波整流器５１に供給す
る。整流器５１はそれらの出力が負方向（例えば
５１ａに示すように）にあるよう組立てられてい
る。そしてこれらの負方向パルスは一つの零交叉
リセツトスイツチの一部を構成するトランジスタ
５２のベースに印加される。即ちこのようにして
トランジスタ５２に供給される負方向パルスは60
サイクル波の零交叉の間のみ変えられる条件でト
ランジスタ５２を各サイクルの大部分の間非導通
に維持する。 A transformer 50 (the primary winding of which may be coupled, for example, to a tap on the AC power source 13) carries a voltage of some low potential (for example 12.6 Vac) for 60 cycles to a full wave voltage connected to its secondary winding. Supplied to a rectifier 51. Rectifiers 51 are constructed so that their outputs are in the negative direction (eg, as shown at 51a). These negative going pulses are then applied to the base of transistor 52, which forms part of a zero-crossing reset switch. That is, the negative direction pulse thus supplied to transistor 52 is 60
Transistor 52 is maintained non-conducting for the majority of each cycle with conditions varying only during the zero crossings of the cycle wave.

特にトランジスタ５２のベースには整流器５１
から負方向交番が供給されるのに加えて、直流電
源３１の正側に接続される抵抗器５３を経て、順
方向のバイアス電流が供給される。この順方向バ
イアス電流によつて零交叉の間中、トランジスタ
５２のコレクタエミツタ間の飽和が起り、またこ
の期間中抵抗器４７，５４及び蓄電器４８の接合
点（即ちトランジスタ５２のコレクタ）は略
0.1Vdcの大地に近い電位にクランプされる。交
流電源電圧が零を横切つた後整流器５１により供
給される電圧は略々―12Vdcの負値の方に低下し
はじめる。トランジスタ５２のベースにかかるそ
の結果の電圧は略々＋0.7Vdc以下に低下した
時、コレクタエミツタ間のカツトオフが発生す
る。トランジスタ５２はそのベースの電圧が抵抗
器５３により供給される順方向バイアスと、その
次の零交叉の到来によつて＋0.7Vdcにまで上昇
しないうちはカツトオフのままにとどまつてい
る。かくしてトランジスタ５２は各交流電源電圧
交番の間殆どの時間カツトオフされ、これらの交
番の零交叉の以前僅かその間その以後僅かの間の
み導通する。トランジスタ５２の導通の時間は略
１ミリ秒である。 In particular, a rectifier 51 is connected to the base of the transistor 52.
In addition to being supplied with a negative alternating current, a forward bias current is supplied via a resistor 53 connected to the positive side of the DC power supply 31. This forward bias current causes saturation between the collector and emitter of transistor 52 during the zero crossing, and during this period the junction of resistors 47, 54 and capacitor 48 (i.e., the collector of transistor 52) approximately
Clamped to a potential close to ground of 0.1Vdc. After the AC mains voltage crosses zero, the voltage supplied by rectifier 51 begins to fall toward a negative value of approximately -12 Vdc. Collector-emitter cutoff occurs when the resulting voltage across the base of transistor 52 drops below approximately +0.7 Vdc. Transistor 52 remains cut off until the voltage at its base rises to +0.7 Vdc due to the forward bias provided by resistor 53 and the arrival of the next zero crossing. Thus, transistor 52 is cut off most of the time during each alternating current voltage alternation, and conducts only briefly before and briefly after the zero crossings of these alternations. The conduction time of transistor 52 is approximately 1 millisecond.

トランジスタ５２が導通すると蓄電器４８は放
電し、カツトオフになると上述のように蓄電器４
８は抵抗器４７を経て蓄電器４４によつて供給さ
れる直流制御電圧のレベルの方に充電を始める。
この結果の信号は抵抗器５４を経てトランジスタ
５５のベースに供給され、トランジスタ５５を導
通させる。しかしトランジスタ５５の導通は蓄電
器４８の正側にその時存在する電圧に応じて遅延
される。特にトランジスタ５５は抵抗器５４を経
てトランジスタ５５のベースに結合される蓄電器
４８両端間電圧が略＋0.7Vdcに達しないうちは
非導通のままであり、その後にトランジスタ５５
（トリガ遅延スイツチを構成している）はコレク
タエミツタ電流を導き始める。このようにダイオ
ード４６、抵抗器４７，５３，５４、コンデンサ
４８、トランス５０、ダイオード５１、トランジ
スタ５２，５５は直流制御電圧の大きさを電源電
圧の零交叉時より経過する時間に変換する機能を
もつている。 When transistor 52 conducts, capacitor 48 discharges, and when cut off, capacitor 48 discharges as described above.
8 begins charging to the level of the DC control voltage supplied by capacitor 44 via resistor 47 .
The resulting signal is applied through resistor 54 to the base of transistor 55, causing transistor 55 to conduct. However, the conduction of transistor 55 is delayed depending on the voltage then present on the positive side of capacitor 48. In particular, transistor 55 remains nonconductive until the voltage across capacitor 48, which is coupled to the base of transistor 55 via resistor 54, reaches approximately +0.7 Vdc;
(which constitutes a trigger delay switch) begins to conduct a collector-emitter current. In this way, the diode 46, resistors 47, 53, 54, capacitor 48, transformer 50, diode 51, and transistors 52, 55 have the function of converting the magnitude of the DC control voltage into the time elapsed from the zero crossing of the power supply voltage. I have it too.

トランジスタ５５はトランジスタ５６のエミツ
タに接続され、トランジスタ５６はさらに追加さ
れたトランジスタ５７及び複数の関連の蓄電器、
抵抗器とともに衆知の回路である無安定（自走）
マルチバイブレータを提供するが、そこには一つ
の例外がある。その例外とはトランジスタ５７の
エミツタが直接接地されるのに反し、上記マルチ
バイブレータのトランジスタ５６のエミツタは接
地されないで、その代りにトランジスタ５５を経
て大地に接続される。その結果トランジスタ５
６，５７の代表的マルチバイブレータ動作はトラ
ンジスタ５５が、トランジスタ５６のエミツタに
対し大地への導通径路を提供するよう導通しない
うちは妨げられる。トランジスタ５５が飽和導通
状態にもちこまれると（５６のエミツタは接地さ
れるので）すぐ代表的無安定マルチバイブレータ
動作がおこる。多いゲートトリガ発生器５６，５
７のスタートはその発生器の出力側からのスター
トパルスをトランジスタスイツチ５５に供給する
蓄電器５８により加速される。 Transistor 55 is connected to the emitter of transistor 56, which further includes an additional transistor 57 and a plurality of associated capacitors.
Astable (self-running) circuits that are common knowledge along with resistors
We offer multi-vibrators, with one exception. The exception is that the emitter of transistor 57 is directly grounded, whereas the emitter of transistor 56 of the multivibrator is not grounded, but is instead connected to ground through transistor 55. As a result transistor 5
The typical multivibrator operation of 6,57 is prevented until transistor 55 conducts to provide a conduction path to ground for the emitter of transistor 56. As soon as transistor 55 is brought into saturated conduction (since the emitter of 56 is grounded), typical astable multivibrator operation occurs. Many gate trigger generators 56,5
The start of 7 is accelerated by a capacitor 58 which supplies a transistor switch 55 with a start pulse from the output of its generator.

マルチバイブレータ（または多ゲートトリガ発
生器）５６，５７の構成部品の値は、マルチバイ
ブレータ動作が略20キロヘルツで発生するように
選ばれる。その多ゲートトリガ発生器が動作状態
にされるとき発生される出力信号は第２図の２５
ａに示す形をとる。即ち一連のトリガパルスであ
つて、その各パルスは25マイクロ秒のオーダの幅
をもち、交流電源１３の交番あたり７ミリ秒の最
大時間周期以上発生するか、トランジスタ５５が
上記多ゲートトリガ発生器を動作させるため導通
状態にされる時間によつて決まる、上記交流電源
サイクルの比較的少ない部分の間発生する。蓄電
器４８から結合される順方向バイアスと、トリガ
発生器２５の出力側から蓄電器５８を経てトラン
ジスタ５５のベースに結合される正方向、換言す
れば順方向バイアスとの混合作用でトランジスタ
５５が飽和状態にされた後、トランジスタ５５は
その電源電圧交番の残りの部分に対し、上記の混
合された順方向バイアスによつてこの状態に維持
される。上記多ゲートトリガ発生器の出力側に現
われる正の電圧パルス２５ａは抵抗器５９を経て
トランジスタ６０、関連トランス６１及び故障保
護用ダイオード６１ａからなるゲートトリガ増幅
器により高電力電流パルスに変換するため結合さ
れる。そのパルスは順次交流電源１３と誘導電動
機１０の固定子捲線１１との間に接続されるトラ
イアツク群（アセンブリ）６３のゲート電極、即
ち制御端子６２に供給される。保護ダイオード６
１ａは正のゲート電流が流れるのを防ぎ、ダイオ
ードクランピングによつて逆ゲート電圧を略2V
に制限する。 The component values of the multivibrator (or multi-gate trigger generator) 56, 57 are chosen such that multivibrator operation occurs at approximately 20 kilohertz. The output signal generated when the multi-gate trigger generator is activated is 25 in FIG.
It takes the form shown in a. That is, a series of trigger pulses, each pulse having a width on the order of 25 microseconds, occurring over a maximum time period of 7 milliseconds per alternating current power supply 13, or transistor 55 in the multi-gate trigger generator described above. occurs during a relatively small portion of the AC power cycle, determined by the time the AC power supply is turned on to operate. The transistor 55 is saturated due to the mixed effect of the forward bias coupled from the capacitor 48 and the positive bias, in other words, the forward bias coupled from the output side of the trigger generator 25 to the base of the transistor 55 via the capacitor 58. After being turned on, transistor 55 is maintained in this state by the mixed forward bias described above for the remainder of its supply voltage alternation. The positive voltage pulse 25a appearing at the output of the multi-gate trigger generator is coupled via a resistor 59 for conversion into a high power current pulse by a gate trigger amplifier consisting of a transistor 60, an associated transformer 61 and a fault protection diode 61a. Ru. The pulses are sequentially supplied to the gate electrode or control terminal 62 of a triax assembly 63 connected between the AC power source 13 and the stator winding 11 of the induction motor 10. protection diode 6
1a prevents the positive gate current from flowing and reduces the reverse gate voltage to approximately 2V by diode clamping.
limited to.

トライアツク群６３はゲートトリガ増幅器６０
から、そのゲート電極に結合される一連のパルス
の中の最初のパルスの到来によつて点火される。
その後トライアツク群６３のゲート電極に供給さ
れる定常的パルス流により、電動機１０の可変の
誘導負荷によつて発生されるかも知れぬ電圧過渡
成分の如何に拘らず、トライアツク群６３の導通
は完全に平衡を保たれる。そうでなければ上記過
渡成分により交流電源１３から導かれる電流零交
叉より他の時刻における自己整流作用によつて交
番の不均衡が発生するかも知れない。 Triax group 63 is gate trigger amplifier 60
is ignited by the arrival of the first pulse in a series of pulses coupled to its gate electrode.
The steady pulse flow applied to the gate electrodes of triax group 63 then ensures complete conduction of triax group 63, regardless of any voltage transients that may be generated by the variable inductive load of motor 10. Balanced. Otherwise, an alternating imbalance may occur due to the self-rectification effect at other times than the zero crossing of the current drawn from the AC power source 13 due to the transient component.

単相誘導電動機１０の固定子１１が図示のよう
にトライアツク群６３に接続され、交流電源１３
からの電力が上記トライアツク群に印加されると
き、最初は電動機１０がまだ回転するように起動
が掛けられていないという事実により発電機１８
ａ―１８ｃからの1800ヘルツ出力は存在していな
い。このため最大の正の直流制御電圧が線１６上
に現われることになる（第１図）。この高い直流
出力のためトランジスタ５５は各の零交叉後遅延
なく導通し、多ゲートトリガ発生器５６，５７は
直ちに動作を開始し、それにより順次トライアツ
ク群６３は遅延なく導通を始めることになる。こ
の動作は連続的であるからトライアツク群は両方
向に電流を通過させ、電動機１０の固定子捲線１
１は60サイクルの全波を受け、このためその回転
子１２は回転を始める。 A stator 11 of a single-phase induction motor 10 is connected to a triax group 63 as shown, and an AC power source 13
When power from the generator 18 is applied to the triax group, initially the generator 18
The 1800 hertz output from the A-18C does not exist. This results in the maximum positive DC control voltage appearing on line 16 (FIG. 1). Because of this high DC output, transistor 55 conducts without delay after each zero-crossing, and multi-gate trigger generators 56, 57 immediately start operating, which in turn causes triac group 63 to begin conducting without delay. Since this operation is continuous, the triax group passes current in both directions, causing the stator windings of motor 10 to
1 receives a full wave of 60 cycles, so its rotor 12 starts rotating.

電動機１０が全回転速度に近づくに従つて交流
発電機１８ａ―１８ｃの出力周波数は同調回路３
７の共振周波数の方に増加する。同期速度の約95
％以上でトランジスタ４０は、蓄電器４４の両端
間につくられる直流制御電圧を減少させるよう動
作し、その結果蓄電器４８はそれがトランジスタ
５２により周期的に放電されない前に飽和電荷を
受けるに十分な時間がない。従つて蓄電器４８の
両端間電圧は充電の始まりにおいては、直ちにト
ランジスタ５５の導通しきい値に達する程また多
ゲートトリガ発生器５６，５７の動作を開始させ
る程十分高くはない。この結果トライアツク群６
３は交流電源１３からの電圧サイクルの始まりで
は導通をはじめないが、後になつて即ち電源１３
からの正弦波電圧サイクルの開始のあとの時刻に
導通を始める。実際にトライアツク群６３によつ
て電動機固定子に供給されるエネルギーは、従つ
て交流電源１３からの正弦波の一部分のみに相当
するものである。トライアツク群６３はそれを通
る電流が逆になると遮断する。これは電流波形を
遅らしている固定子捲線１１のインダクタンスの
ため電圧波がゼロを通過して僅かで生じる。 As the electric motor 10 approaches full rotational speed, the output frequency of the alternating current generators 18a-18c increases
7 resonant frequency. About 95% of sync speed
%, transistor 40 operates to reduce the DC control voltage created across capacitor 44 such that capacitor 48 has sufficient time to receive a saturated charge before it is not periodically discharged by transistor 52. There is no. Therefore, the voltage across capacitor 48 is not high enough at the beginning of charging to immediately reach the conduction threshold of transistor 55 and to initiate operation of multi-gate trigger generators 56, 57. As a result, triack group 6
3 does not start conducting at the beginning of the voltage cycle from the AC power source 13, but later on, that is, when the voltage from the AC power source 13
Begins conducting at a time after the start of the sinusoidal voltage cycle from . The energy actually supplied to the motor stator by the triax group 63 therefore corresponds only to a portion of the sine wave from the AC power supply 13. Triax group 63 interrupts when the current through it is reversed. This occurs when the voltage wave slightly passes through zero due to the inductance of the stator winding 11 which delays the current waveform.

電動機の負荷が増すにつれ電動機１０のスリツ
プは増し、その速度は低下する。そしてこのため
交流発電機１８ａ―１８ｃの周波数は減少し、順
次その結果蓄電器４８を充電する直流制御電位は
増大し、トランジスタ５５はより早くその導通し
きい値に達し、またトライアツク群６３の動作は
電力サイクルの始まりにより近いところで開始
し、より多くの電力が電動機１０の固定子に到達
する。実際の動作では４極60Hz１馬力の電動機に
関して、全正弦波は約1750RPM以下のすべての
電動機速度で固定子に供給される。これに反し電
動機の負荷が減少すると電動機のスリツプは減少
し、その速度は増加する。そしてこのため交流発
電機１８ａ―１８ｃの出力周波数は増加し、上述
の動作の結果交流波の動作角は減少し、電動機固
定子に供給される電力は減少する。 As the load on the motor increases, the slip of the motor 10 increases and its speed decreases. This in turn causes the frequency of the alternators 18a-18c to decrease, which in turn causes the DC control potential charging the capacitor 48 to increase, the transistor 55 to reach its conduction threshold sooner, and the operation of the triac group 63 to Starting closer to the beginning of the power cycle, more power reaches the stator of motor 10. In actual operation, for a 4-pole 60Hz 1 horsepower motor, a full sine wave is delivered to the stator at all motor speeds below about 1750 RPM. On the other hand, when the load on the motor decreases, the slip of the motor decreases and its speed increases. Therefore, the output frequency of the alternating current generators 18a-18c increases, and as a result of the above-described operation, the operating angle of the alternating current wave decreases, and the power supplied to the motor stator decreases.

非常に大容量の電動機の場合はトライアツクの
電力制約のため電力スイツチとしてトライアツク
群の代りに一対のシリコン制御整流器（SCRs）
を用いる方が好ましい。第３図は図式的にこの変
形を具体化する好ましい回路を例示したものであ
る。 For very large capacity motors, a pair of silicon controlled rectifiers (SCRs) can be used instead of a triax group as a power switch due to the power constraints of the triax.
It is preferable to use FIG. 3 diagrammatically illustrates a preferred circuit embodying this modification.

第３図は第２図に示したトランス６１の前段側
のすべてのものを含んでいると仮定している。し
かしこの変形回路においてトライアツク群６３は
一対のシリコン制御整流器６３ａ，６３ｂにおき
替えられている。そしてそのゲート電極６２，６
２ａは夫々個々に図示のように接続された一対の
ゲートトリガ増幅器６０，６０ａから付勢され
る。トライアツク群が用いられるとき印加される
制御パルスはそのとき現われている電源の極性に
従つてその一つまたは他の半分を経てトライアツ
ク群の導通を開始させるものであるから、トライ
アツク群に印加されている電源の瞬時極性に関係
なく、いつでもトライアツク群のゲート電極に印
加してもよいという事実のためこの変更が必要と
なる。しかしシリコン制御整流器が半導体電力ス
イツチとして用いられるとき、かかる制御パルス
がもしシリコン制御整流器の陽極に印加される電
力波が負の極性であるとき、即ち電流がシリコン
制御整流器で阻止されているときに、そのゲート
電極に印加されるならばシリコン制御整流器を破
壊するであろう。従つてシリコン制御整流器が電
流を通すであろうときだけそれに制御パルスを送
るように準備がされなければならぬ。このことは
第３図に示すように電力波の各半分に対し夫々別
のトランジスタ６０，６０ａによつて増幅される
２つのシリコン制御整流器のための制御パルスを
用意すること、およびその各シリコン制御整流器
６３ａ，６３ｂが電動機の固定子捲線に電流を通
すのを阻止している間、交互にこれら２つのトラ
ンジスタの動作をとめることによつて行われる。 It is assumed that FIG. 3 includes everything on the front stage side of the transformer 61 shown in FIG. However, in this modified circuit, the triac group 63 is replaced by a pair of silicon controlled rectifiers 63a, 63b. And the gate electrodes 62, 6
2a is energized from a pair of gate trigger amplifiers 60, 60a, each individually connected as shown. When a triax group is used, the control pulse applied to the triax group is such that it initiates conduction of the triax group through one or the other half, depending on the polarity of the power supply present at the time. This change is necessary due to the fact that it may be applied to the gate electrodes of the triax group at any time, regardless of the instantaneous polarity of the power supply present. However, when a silicon-controlled rectifier is used as a semiconductor power switch, such a control pulse is not effective if the power wave applied to the anode of the silicon-controlled rectifier is of negative polarity, i.e. when the current is blocked in the silicon-controlled rectifier. , would destroy a silicon-controlled rectifier if applied to its gate electrode. Provision must therefore be made to send control pulses to the silicon controlled rectifier only when it will conduct current. This involves providing control pulses for two silicon-controlled rectifiers, each amplified by a separate transistor 60, 60a, for each half of the power wave, as shown in FIG. This is done by alternately deactivating these two transistors while the rectifiers 63a, 63b prevent current from passing through the stator windings of the motor.

第３図においてこの動作は下記のように行われ
る。多ゲートトリガ発生器５６，５７からのパル
ス出力は第２図におけるように抵抗器５９を経て
結合され、それから一対の分離用抵抗器６４と６
５とに印加される。その分離用抵抗器は夫々２つ
のゲートトリガ増幅用トランジスタ６０と６０ａ
とへの入力としての働きをする。更に追加された
一対の抵抗器６６と６７とが夫々トランス５０の
二次側の点Ｘ，Ｙに接続され（第２図参照）トラ
ンス５０の二次側からの交流電圧は上記抵抗器６
６と６７を経て、一対のトランジスタ６８と６９
とのベースに夫々結合され、ゲートトリガ増幅用
トランジスタ６０，６０ａの動作を交互に抑制す
る。更にトランジスタ６８の導通によりトランジ
スタ６０のベースは接地され、その際トリガパル
スが負の交流電源交番の間シリコン制御整流器６
３ａのゲート電極６２に現われるのを防いでい
る。同様にトランジスタ６９の導通によりトラン
ジスタ６０ａのベースは接地され、トリガパルス
が正の交流電源交番の間シリコン制御整流器６３
ｂのゲート電極６２ａに現われるのを防ぐ。この
ようにしてシリコン制御整流器６３ａと６３ｂと
は故障の怖れが少なくなる。何となればそれらの
陽極が陰極に対し正のときゲートトリガパルスを
受信するだけであるからである。 In FIG. 3, this operation is performed as follows. The pulse outputs from the multi-gate trigger generators 56, 57 are coupled through a resistor 59 as in FIG.
5. The isolation resistors are connected to two gate trigger amplification transistors 60 and 60a, respectively.
and serves as an input to. Furthermore, a pair of additional resistors 66 and 67 are connected to points X and Y on the secondary side of the transformer 50, respectively (see FIG. 2), and the AC voltage from the secondary side of the transformer 50 is connected to the resistor 6.
6 and 67, a pair of transistors 68 and 69
and alternately suppress the operation of gate trigger amplification transistors 60 and 60a. Furthermore, the conduction of transistor 68 causes the base of transistor 60 to be grounded, with the trigger pulse connecting silicon-controlled rectifier 6 during negative AC power alternations.
This prevents it from appearing on the gate electrode 62 of 3a. Similarly, conduction of transistor 69 causes the base of transistor 60a to be grounded, and silicon-controlled rectifier 63 is connected during positive AC power alternations when the trigger pulse is positive.
b from appearing on the gate electrode 62a. In this way, silicon controlled rectifiers 63a and 63b are less likely to fail. This is because they only receive gate trigger pulses when their anodes are positive with respect to the cathodes.

このようにこの発明の好ましい実施態様につい
て述べたが、多くの変形が技術に精通したものに
は明かであろう。例えば直流増幅器の外に、種々
の手段が電動機負荷検出手段により供給される電
圧を増加するために使用できる。その場合トラン
ジスタ４０の代りに整流器が使用されることがで
きる。それ故前述の説明はこの発明の例示のため
にのみ意図されたものであり、この発明を何ら制
約するためのものではなく、述べた原理に従うよ
うなすべての変形と修正形のものは特許請求事項
の範囲内に含まれるつもりである。 Having thus described the preferred embodiments of this invention, many variations will be apparent to those skilled in the art. For example, in addition to a DC amplifier, various means can be used to increase the voltage supplied by the motor load sensing means. In that case, a rectifier can be used instead of transistor 40. Therefore, the foregoing description is intended only to be illustrative of the invention and is not intended to limit the invention in any way, and all such variations and modifications in accordance with the principles set forth are as claimed. is intended to be included within the scope of the matter.

種々の大きさの負荷における最も効率的な速度 第４図は力計（ダイナモメーター）で制御され
たモータの負荷を使用して代表的な誘導電動機の
固定子電圧を必要とされる電圧より低くなるよう
に、又は負荷要求の電圧に等しく、又は必要とさ
れる電圧より大きくなるように調節した場合の入
力電力対平均速度の関係を示したものであり、
（）内に対応する固定子電圧の実効値（RMS）も
示してある。要求以下の電圧はモータ速度を低減
し、要求以上の電圧はモータ速度を上昇させる。
そしてこのいずれかの状態はグラフに示した入力
電力により示されるようにモータ効率を低下させ
る。つまりそれぞれの負荷におけるＶ字形特性の
くぼみが最も交率的な速度を与える。Most Efficient Speeds at Various Load Sizes Figure 4 shows a typical induction motor stator voltage lower than the required voltage using a dynamometer controlled motor load. It shows the relationship between input power and average speed when adjusted to be equal to or greater than the required voltage, or to be equal to or greater than the required voltage,
The corresponding effective value (RMS) of the stator voltage is also shown in parentheses. Voltages below demand will reduce motor speed, and voltages above demand will increase motor speed.
Either of these conditions will reduce motor efficiency as shown by the input power shown in the graph. That is, the indentation of the V-shaped characteristic at each load gives the most cross-sectional speed.

RMS固定子電圧は、第４図を得るために変え
られた唯一のパラメータである。これはバリアツ
ク（VARIAC）又はこの発明のモデルを使用し
てなされる。 RMS stator voltage was the only parameter changed to obtain FIG. This is done using the VARIAC or model of this invention.

なお第４図は代表的な１馬力、単相、120VAC
誘導電導機を用いて試験した場合である。 Figure 4 shows a typical 1 horsepower, single phase, 120VAC
This is a case of testing using an induction conductor.

傾いたＶ形の電力消費カーブの性質は負荷レベ
ルによつて変る。ゼロ負荷では非常に広くまた全
負荷では極めてはつきりしている。点“ａ”と点
“ｂ”は電動機がその最も交率的速度より低い速
度で動作させられたとき、より高い速度で動作さ
せられたときと同じワツト数を消費することを示
している。 The nature of the slanted V-shaped power consumption curve changes depending on the load level. It is very wide at zero load and extremely tight at full load. Points "a" and "b" indicate that when the motor is operated at a speed less than its most transverse speed, it consumes the same number of watts as when it is operated at a higher speed.

全負荷でのRMS固定子電圧は、最大効率速度
が得られるＶ字形特性のくぼみにおける電圧
115Vと比較して、点“ａ”ではより低く109V、
また点“ｂ”ではより大きく120Vである。同じ
関係が全ての負荷レベルに適用される。過小電圧
は低い平均速度（RPM）となり、過大電圧は高
い平均速度となる。 The RMS stator voltage at full load is the voltage at the dip of the V-shaped characteristic where maximum efficiency speed is obtained.
109V lower at point “a” compared to 115V,
Also, at point "b", the voltage is higher, 120V. The same relationship applies to all load levels. Undervoltage will result in a low average speed (RPM) and overvoltage will result in a high average speed.

固定子電圧が電動機を最大効率で動作させるよ
うに調整される時には、固定子電流は最小の値を
とる（入力電力が最小になるように）。最も効率
的な速度で実現される固定子電流のくぼみ（最小
値）（図示せず）をモニタすることは簡単であ
る。ゼロ負荷の近くではそのくぼみはより大きい
負荷におけるときより小さいけれども、入力電力
変化のようにブロードではない。従つてゼロ負荷
であつても、クリツプオン形（Clip―on type）
電流計で固定子電流をモニタする方法は、電気技
術者／据付者がこの発明の手段を最も効率よいモ
ータ速度に調整するのに適した手段を提供してく
れる。 When the stator voltage is adjusted to operate the motor at maximum efficiency, the stator current assumes its minimum value (so that the input power is minimized). It is easy to monitor the stator current dip (minimum) (not shown) achieved at the most efficient speed. Although near zero load the dip is smaller than at larger loads, it is not as broad as the input power change. Therefore, even with zero load, the clip-on type
The method of monitoring stator current with an ammeter provides a suitable means for the electrician/installer to adjust the method of the present invention to the most efficient motor speed.

この発明と従来技術との相違点 この発明は電動機固定子へのAC入力電力を誘
導電動機を特徴づけるところの自然な負荷／スリ
ツプ／トルク特性から発展された制御信号に応答
して、主電源電圧と固定子捲線との間に配された
半導体ACスイツチの導電時間（即ち“オン”時
間）を変えることによつて、その回転子の機械的
負荷要求に整合させることを教えてくれる。Differences between the Present Invention and the Prior Art The present invention reduces the AC input power to the motor stator to the mains voltage in response to control signals developed from the natural load/slip/torque characteristics that characterize induction motors. By varying the conduction time (i.e., "on" time) of a semiconductor AC switch disposed between the rotor and the stator windings, it is taught to match the mechanical load requirements of the rotor.

例えば前記トルク／スリツプ特性は、特別の回
電子負荷の大きさに対する機械的トルクを最も効
率よく発生するように要求されるところの特別の
固定子電圧と、結果として生ずる平均速度とを指
令する。換言すれば、負荷レンジに亘つて最高の
効率を達成するために誘導電動機の自然の性質が
要求するものは、ゼロと最大定格との間の各相異
なる回転子負荷の大きさに対する相異なる回転子
速度（“スリツプ”）を生ずるための相異なる固定
子電圧である。 For example, the torque/slip characteristics dictate the particular stator voltage and resulting average speed required to most efficiently generate mechanical torque for a particular regenerative load magnitude. In other words, to achieve the highest efficiency over the load range, the natural properties of an induction motor require that each phase between zero and maximum rating have a different rotation for different rotor load magnitudes. Different stator voltages to produce different stator speeds ("slips").

固定子入力電圧、機械的負荷の瞬時値及び回転
子速度間の効率についての関係は第４図にグラフ
的に説明されている。この５―区間の合成のグラ
フから次のことが言える。即ち電動機がいずれか
の負荷で最小の入力電力となるように一度手動調
整されている場合に、もし電動機の固定子電圧が
その後、負荷によりもたらされた回転子速度（ス
リツプ）の変化に比例するように調整されたとす
れば、モータは最高の効率で動作を継続する。こ
の発明は上述の前提を満たすものである。 The relationship for efficiency between stator input voltage, instantaneous value of mechanical load and rotor speed is illustrated graphically in FIG. The following can be said from this 5-interval composite graph. That is, if the motor is once manually adjusted for minimum input power at any load, then if the motor's stator voltage is then proportional to the change in rotor speed (slip) caused by the load. If adjusted to do so, the motor will continue to operate at maximum efficiency. This invention satisfies the above premise.

そしてこの発明の装置は従来技術の定速度制御
手段と単に異なるだけでなく、丁度反対である。
簡単に比較してみると、従来の技術は、回路設計
又は操作者の好みに応じて、電動機動作効率を考
慮しないで全ての（異なる）負荷での一定の回転
子速度を保持するように固定子電圧を制御する
AC電力制御手段を教えるものである。 And the device of the present invention is not just different from prior art constant speed control means, it is exactly the opposite.
A quick comparison shows that conventional techniques are fixed to maintain a constant rotor speed at all (different) loads, depending on circuit design or operator preference, without considering motor operating efficiency. Control the child voltage
It teaches AC power control means.

これに対してこの発明は、最高の動作効率を保
持するように自然に要求される異なる回転子速度
を得るように、モータ効率に関する性質により制
御される（即ちモータ自身により“制御され
る”）AC電力制御手段を教えるものである。換言
すれば、従来技術の定速度制御システムは、設計
によつて最高の動作効率のために本来要求される
負荷／トルクに対応したロータ速度変化を阻止す
る。一方この発明は効率に関する電力制御コマン
ド（命令）として、前記自然な、負荷によりもた
らされるロータ速度変化を（阻止するのではな
く）使用するのである。 In contrast, the present invention is controlled by the motor efficiency properties (i.e., "controlled" by the motor itself) to obtain the different rotor speeds naturally required to maintain maximum operating efficiency. It teaches AC power control means. In other words, prior art constant speed control systems, by design, prevent rotor speed changes in response to the load/torque that is inherently required for maximum operating efficiency. The present invention, on the other hand, uses the natural, load-induced rotor speed changes (rather than inhibiting them) as power control commands for efficiency.

誘導電動機のロータスリツプ／トルクの性質は
良く知られている。ところでゼロから全負荷に亘
る“平均”速度変化は同期速度の小さなパーセン
トであるために、誘導電動機は、“定速度”モー
タとしばしば呼ばれる。しかしながら第４図はゼ
ロから最大負荷までの間で比較的僅かなロータ速
度変化が電力消費（即ち“省エネルギー”）の観
点から肝要な事柄であることを説明してくれる。 The rotor slip/torque properties of induction motors are well known. However, because the "average" speed change from zero to full load is a small percentage of the synchronous speed, induction motors are often referred to as "constant speed" motors. However, FIG. 4 illustrates that a relatively small change in rotor speed from zero to maximum load is essential from a power consumption (or "energy saving") point of view.

ゼロ負荷でかつ最低固定子電圧であるとき、最
小の入力電力における最大速度が生ずる。最大ト
ルク（全負荷）でかつ最高固定子電圧であるとき
最低速度が生ずる。第４図を参照して特に注意す
べきは、この発明においては、固体スイツチの
“オン”期間の増加（速度低下のとき生ずる）は
モータ速度を“増加”させることに寄与しない。
代りに速度低下（即ち負荷により誘起されたスリ
ツプの増加）をもたらした増加した負荷により要
求される増加したトルクを能率的に（有効に）発
生するように固定子電圧（及び電流）を増加させ
ることである。 Maximum speed at minimum input power occurs at zero load and lowest stator voltage. The lowest speed occurs at maximum torque (full load) and highest stator voltage. With particular reference to FIG. 4, it should be noted that in the present invention, an increase in the "on" period of the solid state switch (which occurs when the speed decreases) does not contribute to "increasing" the motor speed.
Increasing the stator voltage (and current) to efficiently generate the increased torque required by the increased load, which instead resulted in a speed reduction (i.e., increased load-induced slip) That's true.

従来の定速度システムは負荷が変化しても定ス
リツプ（速度）を保持するのに必要な固定子電圧
の増加又は減少を要求する。そして“選ばれた”
又は外部からモータに与えられた（即ち自然なモ
ータの性質により誘起されたのではない）選択さ
れた速度標準と比較することを要求する。 Conventional constant speed systems require an increase or decrease in stator voltage necessary to maintain constant slip (speed) as the load changes. And “chosen”
or requiring a comparison to a selected speed standard that is externally applied to the motor (i.e. not induced by natural motor properties).

一方この発明は負荷により誘起される回転子の
自然な動作、特に回転子のスリツプとトルクの振
動（脈動）に依存してFM信号を発生する。その
FM信号は外部の標準と比較されずに、負荷が増
加する時固定子電圧を増加するよう制御する。逆
もまた真である。この発明に係る装置は一定速度
を保持するのではなく、各相違した負荷の大きさ
に応じた異なつた“負荷により指令された“速度
を結果としてとる。 The present invention, on the other hand, relies on the natural rotor motion induced by the load, particularly rotor slip and torque oscillations (pulsations), to generate the FM signal. the
The FM signal is not compared to an external standard and controls the stator voltage to increase when the load increases. The reverse is also true. The device according to the invention does not maintain a constant speed, but instead results in different "load commanded" speeds depending on the magnitude of each different load.

初めに述べたように、定速度制御手段ではこの
発明の“省エネルギー”の動作を行うことはでき
ない。第４図を参照すれば明らかであるが、電動
機に1754RPM（50％負荷時最大効率となる速
度）の定速度を保持させることは最大又は最小の
負荷においてその電動機を極めて効率の悪い状態
にするであろう。一方この発明は一定速度を保持
することは不可能である。この発明は“外部の”
速度標準を使用せず回転子速度の瞬時値は負荷に
より生じたスリツプの瞬時値により指令されるか
らである。 As stated at the beginning, the constant speed control means cannot perform the "energy saving" operation of the present invention. As is clear from Figure 4, having the motor maintain a constant speed of 1754 RPM (the speed at which maximum efficiency occurs at 50% load) makes the motor extremely inefficient at maximum or minimum loads. Will. On the other hand, with this invention, it is impossible to maintain a constant speed. This invention is an “external”
This is because, without using a speed standard, the instantaneous value of the rotor speed is commanded by the instantaneous value of the slip caused by the load.

明らかにこの発明の概念と実施例は従来技術の
速度制御手段とは別個の異なるものである。 Clearly, the concept and embodiment of the present invention is distinct and different from prior art speed control means.

種々の大きさの負荷における実施例の機械的、電
気的性能 代表的な１馬力、単相、120VAC誘導電動機に
この発明を適用した場合の性能、つまり実施例の
性能を、この発明を適用しなかつた場合、つまり
誘導電動機の固定子を直接電源端子に接続した場
合と比較して示した図が第５図〜第９図である。Mechanical and electrical performance of the embodiment under loads of various sizes The performance when this invention is applied to a typical 1 horsepower, single phase, 120 VAC induction motor, that is, the performance of the embodiment, is shown below. FIGS. 5 to 9 are diagrams comparing the case where the stator of the induction motor is not connected, that is, the stator of the induction motor is directly connected to the power supply terminal.

負荷が最大定格負荷（全負荷）の０，25，50，
75，100％である場合の実施例の回転子速度は第
５図に示すように、第４図のＶ字形特性のくぼみ
における速度、つまり最も効率的な速度にほゞ等
しいことが分る。 The load is 0, 25, 50, the maximum rated load (full load),
As shown in FIG. 5, the rotor speed of the embodiment in the case of 75% and 100% is approximately equal to the speed at the depression of the V-shaped characteristic of FIG. 4, that is, the most efficient speed.

実施例の各負荷における電力節減率（誘導電動
機を直接AC電源に接続した場合を基準とする）
は第６図に示すように、負荷が小さいほど電力節
減率が大きい。 Power saving rate for each load in the example (based on the case where the induction motor is directly connected to an AC power source)
As shown in FIG. 6, the smaller the load, the greater the power saving rate.

実施例の各負荷における電動機効率を求めてプ
ロツトすれば第７図が得られる。各負荷に対して
プロツトした点は第５図の最も効率的な速度とそ
れぞれ対応するものであるから、各負荷における
電動機効率はいずれも最大値である。25〜100％
の負荷においては最大電動機効率はほゞ70％で一
定となる。 If the motor efficiency at each load in the example is determined and plotted, FIG. 7 is obtained. Since the points plotted for each load correspond to the most efficient speeds in FIG. 5, the motor efficiency at each load is the maximum value. 25~100%
At a load of , the maximum motor efficiency remains constant at approximately 70%.

実施例の各負荷における入力電力又は固定子電
流実効値をプロツトすればそれぞれ第８図又は第
９図が得られる。 If the input power or stator current effective value at each load of the embodiment is plotted, FIG. 8 or FIG. 9 will be obtained, respectively.

この発明のユニークな電力制御の概念 (a) 前書き この発明は電動機のトルクが瞬時の回転子の負
荷と効率により調整されるところの珍しいAC電
力制御概念を導入する。更に極論すればそれは回
転子負荷がゼロと最大定格の間で変化する時、自
然な電動機の性質により最高の電動機効率に動的
に帰するところの電動機により発生された信号に
より制御される、条件付で動作する固定子電力制
御システムを提供する方法である。Unique Power Control Concept of the Invention (a) Preface This invention introduces a unique AC power control concept where the motor torque is adjusted by the instantaneous rotor load and efficiency. More to the extreme, it is a condition controlled by a signal generated by the motor that dynamically results in maximum motor efficiency due to natural motor properties when the rotor load varies between zero and maximum rating. A method for providing a stator power control system that operates with

この発明装置の電力制御概念は新奇で従来と違
つたものであるが故に、有用なパーフオーマンス
の推一のメジヤー（測度、標準）としての“電動
機効率”の概念は以前排除された条件を含むよう
に拡張されねばならない。“効率”の標準の形式
は、同期速度の近くで回転している誘導電動機の
最高の“ゼロ負荷パーフオーマンス”を決定する
のに使用することはできない。しかしながら電動
機の“ゼロ負荷パーフオーマンス”はこの発明装
置に関する肝要な考察である。そこで議論の目的
のためにこゝで用いられる“最大効率”の言葉は
以下のいずれかのように定義される。 Because the power control concept of this inventive device is novel and different from conventional ones, the concept of "motor efficiency" as a useful measure of performance is based on previously excluded conditions. must be expanded to include No standard form of "efficiency" can be used to determine the best "zero load performance" of an induction motor rotating near synchronous speed. However, "zero load performance" of the motor is an important consideration for this inventive device. Therefore, for purposes of discussion, the term "maximum efficiency" as used herein is defined as either:

(1) “無負荷”のモータが特別な効率に関連した
速度の回転を維持するように要求される最小の
入力電力（最高のゼロ負荷パーフオーマンス） (2) 同期速度の近くで電気エネルギーを機械エネ
ルギーに最も効率よく変換するように有負荷の
モータにより要求される最小の入力電力 従来の誘導電動機制御システム技術において見
い出されていないこの発明装置のAC電力制御の
ユニークな概念は次のように要約されよう。(1) The minimum input power required for a “no-load” motor to maintain rotation at a speed associated with a particular efficiency (best zero-load performance) (2) Electrical energy near synchronous speed The unique concept of AC power control of this inventive device, not found in conventional induction motor control system technology, is as follows: It can be summarized as follows.

(1) 平均電動機速度と回転子の瞬時の機械的負荷
の両方に調和するFM制御信号の形の発生及び
負荷に正の帰還を使用すること。(1) Generation of a form of FM control signal that is matched to both the average motor speed and the instantaneous mechanical load on the rotor and the use of positive feedback to the load.

(2) 一回の据付調整により最高の電動機効率に関
係づけられる特別の電動機速度標準と上記制御
信号との相互作用を使用すること（これにより
この発明装置は固定子入力電力を続いて起る瞬
時の負荷に整合させる。） (3) 前記据付調整により確立される前記特別の速
度標準をゼロ負荷を含む各定格負荷における最
高の効率の速度に一致するように動的にシフト
するために、誘導電動機に固有の負荷に応じた
回転子のスリツプ特性に依存すること。(2) Using the interaction of said control signals with a special motor speed standard that is related to the highest motor efficiency with a single installation adjustment, whereby the device of the invention subsequently changes the stator input power to (3) to dynamically shift said special speed standard established by said installation adjustment to match the speed of highest efficiency at each rated load, including zero load; Depends on the rotor slip characteristics depending on the load specific to the induction motor.

前述の概念は新しいものであるから、以下にそ
れらの概念を説明しよう。 Since the above concepts are new, we will explain them below.

(b) FM制御信号 （b₁） その１ 誘導電動機回転子の負荷に応じた動作は一般
によく知られているけれども、それに結合され
る小さなAC発電機の出力信号のなかに自然に
作られる周波数変調の特別な使用は新しくまた
珍しい。効率に関係したこの発明のAC電力制
御がより明瞭に理解されるために、前記発電機
の出力信号のなかに電気―機械的に生成される
周波数変調の負荷に応答する性質がより完全に
記述されよう。(b) FM control signal (b ₁ ) Part 1 Although the load-dependent behavior of an induction motor rotor is generally well known, the frequency naturally created in the output signal of a small AC generator coupled to it The special use of modulation is new and unusual. In order to more clearly understand the AC power control of the present invention as it relates to efficiency, the load-responsive nature of the electro-mechanically generated frequency modulation in the generator output signal should be more fully described. It will be.

前記発電機のAC信号出力は、前記回転子の
負荷に応答する動作により生ずる周波数変調
（FM）の二つの異なつた形式より成る。第１
のFMの形式は回転子の機械的負荷の変化を伴
つた誘導電動機に先天的に帰着する平均モータ
スリツプの変化に比例する周波数シフトであ
る。更に特記すれば前記AC信号の平均周波数
は、平均の負荷に関連したrpmの変化に直接比
例するように回転子のrpmの変化により生ず
る。 The AC signal output of the generator consists of two different forms of frequency modulation (FM) caused by the rotor's action in response to load. 1st
The form of FM is a frequency shift proportional to the change in average motor slip that a priori results in an induction motor with a change in the mechanical load on the rotor. More specifically, the average frequency of the AC signal is caused by a change in rotor rpm in a manner directly proportional to the change in rpm associated with the average load.

単相電動機の回転子の動作が瞬時の回転子負
荷に比例する周波数変調の他の形式をもたらす
ことはあまり明らかではない。各サイクルで２
度ゼロ値を通る固定子電流に起因する自然なト
ルク変化が存在し、電源周波数の２倍で小さな
速度変動をもたらす。このようにして単相電動
機は60HzのAC電源で、前記付加された発電機
が同様に応答する毎秒120の負荷に比例した小
さな速度変動を体験する。 It is less obvious that operation of the rotor of a single-phase motor results in other forms of frequency modulation that are proportional to the instantaneous rotor load. 2 in each cycle
There is a natural torque variation due to the stator current passing through the zero value, resulting in small speed fluctuations at twice the mains frequency. In this way, a single phase motor experiences small speed fluctuations proportional to the load of 120 per second, to which the attached generator responds in a similar manner, with a 60 Hz AC supply.

上記の負荷に応答する動作のために前記付加
された発電機の出力信号は“周波数変調”信
号、即ち一つの周波数ではなく“複数の周波
数”の如き技術で知られているものとなる。更
に特別には前記信号出力は前記発電機の平均速
度に比例する平均周波数（搬送波として供給さ
れる）と電源周波数の２倍で生ずる前記の小さ
な速度変動に比例する前記平均周波数の上又は
下の制波数シフトとを持つ。前記小さな周波数
シフトの大きさは瞬時の負荷における固定子磁
束密度に比例して変化する。このようにして前
記発電機の“搬送波信号”（平均周波数）は平
均のモータ負荷に対応し、また前記搬送波の
“FMコンポーネント”（複数の周波数）は瞬時
の回転子の機械的負荷に対応する。 Due to the load-responsive operation described above, the output signal of the added generator becomes a "frequency modulated" signal, ie, not one frequency but "multiple frequencies" as is known in the art. More particularly, said signal output has an average frequency (supplied as a carrier wave) that is proportional to the average speed of said generator and above or below said average frequency that is proportional to said small speed fluctuations occurring at twice the mains frequency. It has a control frequency shift. The magnitude of the small frequency shift varies proportionally to the stator flux density at the instantaneous load. In this way, the generator's "carrier signal" (average frequency) corresponds to the average motor load, and the carrier's "FM component" (frequency) corresponds to the instantaneous rotor mechanical load. .

第１図の発電機１８と波形修正器１５の間に
配置されて示されている周波数弁別器１７のラ
イン１６上のDC制御電圧出力は、“搬送波”の
平均周波数と負荷に比例するFMコンポーネン
トとの両方に制御されて応答する。従つて搬送
波の平均周波数と前記FMとの両方の負荷によ
り発生された変化は共同でまた相加わるよう
に、それぞれの動作状態の下で前記周波数弁別
器の前記DC制御電圧出力の特定の大きさを決
定する。この点について前記発電機の出力の
“平均周波数シフト”と“複数の周波数”の両
方が互に独立で、しかし一緒に用いられ、また
FM変調の形式と呼ばれるところの負荷に対応
する信号とされる。 The DC control voltage output on line 16 of frequency discriminator 17, shown disposed between generator 18 and waveform modifier 15 in FIG. 1, is an FM component proportional to the average frequency of the "carrier" and the load. and controlled response to both. Therefore, the changes caused by both the average frequency of the carrier and the FM load are jointly and additively so that the specific magnitude of the DC control voltage output of the frequency discriminator under the respective operating conditions is Determine. In this regard, both the "average frequency shift" and the "multiple frequencies" of the output of said generator are independent of each other, but used together, and
It is a signal that corresponds to the load in what is called an FM modulation format.

このようにして60Hz電源で前記発電機の出力
信号はモータ負荷の変動に比例する次の二つの
異なるFMの形を含むと言うことができよう。 It can thus be said that with a 60Hz supply the output signal of the generator comprises two different forms of FM which are proportional to the variation of the motor load.

(1) （“搬送波”として供する）電動機平均速
度の変化により生じる“平均”周波数の“周
波数シフト”。 (1) A “frequency shift” in the “average” frequency caused by a change in the average speed of the motor (which serves as a “carrier wave”).

(2) 自然の固定子磁束変動によりひきおこされ
る小さな速度変動により生じる120Hz変調信
号の“FM指数”（又は大きさ）の変化。 (2) Changes in the “FM index” (or magnitude) of the 120Hz modulated signal caused by small speed fluctuations caused by natural stator flux fluctuations.

なお第１図を参照して小形交流発電機１８、
つまり電気的―機械的FM信号発生機は回転子
シヤフト上に設けられた60個の歯を持つ小さな
金属の車輪と電動機ハウジングに付加された小
さな磁気的コイルとから成る。４極、60サイク
ル、単相電動機に結合されたときには、発電機
１８は電動機が30RPSであるとき、1800Hzの出
力信号を発生する。換言すればライン２０上の
平均出力周波数はこの場合は電動機のRPM
（30RPS×60）に実際に等しい。この周波数は
上述したように“搬送波”信号として供され、
また上述したように平均電動機負荷に対応する
前記平均周波数シフトをもたらす。小さなロー
タ速度変動は電動機の瞬時の負荷に対応して
120Hzのレートで（約）1800Hzの搬送波を周波
数変調する。AC電源１３と電動機の固定子捲
線１１との間に配された固体電力スイツチ１４
の各サイクルの導電時間を結局制御するところ
のライン１６上のDC制御電圧を生じるように
FM信号を発生したこの回転子の動作の負荷に
応答する二つの概念が共に用いられる。 Furthermore, referring to FIG. 1, the small AC generator 18,
The electrical-mechanical FM signal generator thus consists of a small metal wheel with 60 teeth mounted on the rotor shaft and a small magnetic coil attached to the motor housing. When coupled to a 4 pole, 60 cycle, single phase motor, the generator 18 produces an output signal of 1800 Hz when the motor is at 30 RPS. In other words, the average output frequency on line 20 is in this case the RPM of the motor.
Actually equal to (30RPS x 60). This frequency is served as a "carrier" signal as described above,
It also provides the average frequency shift corresponding to the average motor load as described above. Small rotor speed fluctuations correspond to the instantaneous load on the motor.
Frequency modulate a (approximately) 1800Hz carrier at a rate of 120Hz. Solid state power switch 14 arranged between AC power supply 13 and stator winding 11 of the motor
to produce a DC control voltage on line 16 which ultimately controls the conduction time of each cycle of
Two concepts are used together to respond to the load of this rotor operation that generated the FM signal.

（b₂） その２ 単相電動機技術では固定子電流がゼロのとき
トルクはゼロであり、電流が最大のとき最大に
なることはよく知られている。従つて各固定子
電流の繰返しの間トルクがゼロへ向えば電動機
は減速し、トルクが最大値へ向えば加速する。
これらの“トルクの脈動”は主電源の周波数の
２倍の小さなロータスピード変化を生ずる。そ
して平均回転速度は“平均”トルクに比例す
る。(b ₂ ) Part 2 It is well known that in single-phase motor technology, the torque is zero when the stator current is zero, and is maximum when the current is maximum. Thus, during each stator current repetition, the motor slows down when the torque goes towards zero, and accelerates when the torque goes towards a maximum value.
These "torque pulsations" produce small rotor speed changes of twice the mains frequency. The average rotational speed is then proportional to the "average" torque.

負荷要求にマツチしたトルクを発生するよう
に（何かの手段で）固定子電圧が調整されたと
き、電動機は最大の効率で回転する。最大効率
においては電動機トルクの“脈動”はゼロ負荷
で“最小”で、全負荷で“最大”である。この
状態の下で小さな回転子速度変化特性（トルク
“脈動”に比例する）は自然に負荷に比例す
る。従つてこの発明のAC発電機の“瞬時周波
数”は各瞬時におけるトルクの大きさの函数で
あり、その“平均周波数”は平均トルクに比例
し、またその“周波数の変化率”は各固定子電
流の繰返しにおけるピークトルクに比例する。 The motor runs at maximum efficiency when the stator voltage is adjusted (by some means) to produce torque that matches the load demand. At maximum efficiency, the "pulsation" of motor torque is "minimum" at zero load and "maximum" at full load. Under this condition, the small rotor speed change characteristic (proportional to torque "pulsation") is naturally proportional to load. Therefore, the "instantaneous frequency" of the AC generator of this invention is a function of the magnitude of torque at each instant, its "average frequency" is proportional to the average torque, and its "rate of change in frequency" is a function of the magnitude of torque at each instant. Proportional to the peak torque in the current cycle.

以前に記したように回転子に結合した小さな
AC発電機が全ての回転子の回転動作に応じて
このようにして周波数変調信号出力を発生す
る。 A small
The AC generator thus generates a frequency modulated signal output in response to the rotational movement of all rotors.

第１０図Ａ，Ｂはトルク脈動に応じたFM信
号の電気―機械的発生を説明している。簡単に
言えば、この発明のFM制御信号は次項を含む
複数の相互に関係した周波数として特性づけら
れよう。 Figures 10A and 10B illustrate the electro-mechanical generation of FM signals in response to torque pulsations. Briefly, the FM control signal of the present invention may be characterized as a plurality of interrelated frequencies including:

(1) 平均電動機速度に対応する“平均周波数”
（第１０図ＢのＦ_A）。 (1) “Average frequency” corresponding to average motor speed
(F _A in Figure 10B).

(2) Ｆ_Aの上下に配置された“側帯波周波数”
（第１１図）。その瞬時周波数と振幅とは（ト
ルクの脈動特性により発生される）発電機周
波数の大きさと変化率に対応する。 (2) “Sideband frequencies” placed above and below F _A
(Figure 11). Its instantaneous frequency and amplitude correspond to the magnitude and rate of change of the generator frequency (generated by the pulsating characteristics of the torque).

第１１図は“複数の周波数”のスペクトル配
列を説明する周波数変調信号の周波数域表示で
ある。多数の側帯波が上記“複数の周波数”で
あり、それらの瞬時の周波数と振幅はトルク脈
動の大きさによつて変化する。 FIG. 11 is a frequency range display of a frequency modulation signal explaining a spectral arrangement of "multiple frequencies". A large number of sideband waves are the "multiple frequencies" described above, and their instantaneous frequencies and amplitudes change depending on the magnitude of torque pulsation.

通信技術において、FM信号を定義し解析
し、記述するために使われる数学的表現がこの
発明の場合においても適用される。 The mathematical expressions used in communication technology to define, analyze and describe FM signals also apply in the case of this invention.

この発明のFM周波数弁別手段においては、
AC―結合直流増幅器の導電時間がその出力に
生じるDC制御電圧の振幅を決定する。前記導
電時間は、周波数選別手段―通信技術で“スロ
ープ検波器（slopedetectcr）”として知られ、
またFM信号復調の目的のために広く使用され
る−で生じる信号入力の函数である。 In the FM frequency discrimination means of this invention,
The conduction time of an AC-coupled DC amplifier determines the amplitude of the DC control voltage developed at its output. The conduction time is determined by a frequency screening means - known in communications technology as a "slopedetector";
It is also a function of the signal input generated at - which is widely used for the purpose of FM signal demodulation.

第１２図はこの発明のスロープ検波器手段の
周波数選別特性を説明するものである。出力信
号振幅が周波数に依存することに注意された
い。即ちＦ_Hへの周波数増加（Ｆ_Aの上方の）は
信号振幅を増加させ、またＦ_Lへの周波数減少
（Ｆ_Aの下方の）は信号振幅を低下させる。従つ
て発電機出力におけるトルクにより発生された
周波数変化がこの発明のFM弁別手段のスロー
プ検波器出力の振幅変化に変換される。 FIG. 12 explains the frequency selection characteristics of the slope detector means of the present invention. Note that the output signal amplitude is frequency dependent. That is, an increase in frequency to F _H (above F _A ) increases the signal amplitude, and a decrease in frequency to F _L (below F _A ) decreases the signal amplitude. Therefore, the frequency change caused by the torque in the generator output is converted into an amplitude change in the slope detector output of the FM discrimination means of the present invention.

第１２図によれば平均の出力信号振幅はＦ_A
の精密な周波数によつて変化するだけである。
FM弁別手段のDC制御電圧振幅出力は、ゼロ
負荷では、“平均”速度により決定され、ゼロ
負荷以上では平均速度とトルク脈動により生ず
る小さな“速度変動”との双方の函数になる。
ゼロ負荷においては電動機負荷はベアリングの
摩擦と内部フアンの抗力だけから成ることに注
意されたい。１馬力モーターではこれは５〜
10Wattsのオーダ（最大負荷の約0.01％）であ
る。従つてゼロ負荷でのトルクにより生ずる速
度変化は無いも同然である。 According to Figure 12, the average output signal amplitude is F _A
It only changes depending on the precise frequency of
The DC control voltage amplitude output of the FM discriminator is determined by the "average" speed at zero load and is a function of both the average speed and the small "speed fluctuations" caused by torque pulsations above zero load.
Note that at zero load, the motor load consists only of bearing friction and internal fan drag. For a 1 horsepower motor, this is 5~
It is on the order of 10Watts (approximately 0.01% of maximum load). Therefore, there is virtually no speed change caused by torque at zero load.

FM制御信号は以下のように要約される。小
さなAC発電機信号は電動機の“平均”速度に
対応してゼロ負荷時には一つの周波数より成
り、ゼロ以上の負荷では複数の負荷に比例した
周波数、即ちFM信号になる。ゼロ以上の負荷
では、“平均周波数”は“平均速度”に対応
し、またFM変調の大きさ（瞬時周波数）は負
荷に比例する“トルクの脈動”に対応する。 The FM control signal is summarized as follows. The small AC generator signal consists of one frequency at zero load, corresponding to the "average" speed of the motor, and at loads above zero it becomes a multiple load proportional frequency, ie, an FM signal. For loads greater than zero, the "average frequency" corresponds to the "average speed" and the magnitude of the FM modulation (instantaneous frequency) corresponds to the "torque pulsation" which is proportional to the load.

(c) モータ効率標準と効率標準シフト （c₁） モータ効率標準 自然な誘導電動機の性質により特別のエネル
ギー的に効率のよい制御標準にされる付随的な
電動機速度の性質とその使用につきこゝで検討
しよう。てみじかに言えば、この発明において
は、有負荷の電動機が最高の動作効率を示すと
ころの標準として、最小の入力電力で同期速度
の近くで動作している時に得られる平均電動機
速度がとられる。(c) Motor Efficiency Standards and Efficiency Standard Shifts ( _c1 ) Motor Efficiency Standards The nature and use of ancillary motor speeds that make the natural induction motor properties a particular energetically efficient control standard. Let's consider it. Briefly, in this invention, the average motor speed obtained when operating near synchronous speed with minimum input power is taken as the standard at which a loaded motor exhibits the highest operating efficiency. .

例えば電動機がある定格負荷で最高の効率で
動作している時、FM発電機は高い効率の状態
における平均速度に対応する特別な搬送波周波
数を発生する。誘導電動機のこの自然な負荷―
速度―効率の関係によつて、前記搬送波周波数
は負荷により調整される効率標準として採用さ
れ得る。実際上の実施においてこの発明装置は
ゼロ負荷における同期速度の近くで最高のパー
フオーマンスを達成するように調整される。前
記ゼロ負荷状態において小さな発電機からの
120HzFM変調出力は実質的に存在せず、また
前記平均周波数は特別な効率に関連する制御信
号とされる。次のロータ負荷に比例して発生さ
れる120HzFMがこの効率に関連した制御標準
と相互に作用して負荷変動で固定子電力を増加
又は減少させる。 For example, when a motor is operating at maximum efficiency at a certain rated load, an FM generator generates a special carrier frequency that corresponds to the average speed at the high efficiency state. This natural load of an induction motor -
Due to the speed-efficiency relationship, the carrier frequency can be taken as a load-adjusted efficiency standard. In practical implementation, the inventive device is tuned to achieve best performance near synchronous speed at zero load. from a small generator at zero load condition.
There is virtually no 120Hz FM modulation output and the average frequency is taken as a special efficiency related control signal. The 120 Hz FM generated proportionally to the next rotor load interacts with this efficiency related control standard to increase or decrease stator power with load changes.

従来技術の電力制御システムと異なり、この
発明による装置の電力入力制御標準は、独断的
な人為的な、即ち操作者又は設計技術者の好み
に従属するものでなく、制御される電動機の特
性により指令され、またその特性に特有なもの
であるところの特別の省エネルギー標準であ
る。 Unlike prior art power control systems, the power input control standard of the device according to the invention is not arbitrary and artificial, i.e., dependent on the preferences of the operator or design engineer, but is dependent on the characteristics of the motor being controlled. It is a special energy saving standard that is mandated and specific to its characteristics.

（c₂） 効率標準シフト 上述の電動機速度“効率標準”が、異なる電
動機負荷で最大の効率となる（異なる）電動機
速度に相当するようにされる方法につきこゝで
検討しよう。(c ₂ ) Efficiency Standard Shift Let us now consider how the motor speed “efficiency standard” described above is made to correspond to the (different) motor speeds that result in maximum efficiency at different motor loads.

同期速度の近くでゼロ負荷状態より始動し
て、前記（増加する）負荷により要求されるよ
り高いトルクを発生するために、誘導電動機の
平均速度は回転子の機械負荷の増加と共に減少
しなければならないことを見い出してほしい。
誘導電動機が電気エネルギーを機械エネルギー
に最も効率よく変換する速度は、負荷の増加に
比例して自然に減少する、特別な負荷に関連し
た速度であると言うことができよう。 Starting from zero load conditions near synchronous speed, the average speed of the induction motor must decrease with increasing mechanical load on the rotor in order to generate the higher torque required by said (increasing) load. I want you to find out what shouldn't happen.
It may be said that the speed at which an induction motor most efficiently converts electrical energy into mechanical energy is the particular load-related speed, which naturally decreases in proportion to the increase in load.

この発明の装置は続いて起る電動機負荷に対
応して（最高のゼロ負荷パーフオーマンスに手
動調整された）速度と効率とに関連する標準周
波数を自動的に減少させる上記の電動機の性質
を利用するものである。換言すれば効率に関連
したシステム制御標準信号は“固定された”周
波数ではなく、負荷により可変の周波数であ
る。更に明確にはFM発電機の平均（キヤリ
ヤ）周波数は、平均の負荷変化により自然にシ
フトしていかなる負荷状態でも最高の電動機パ
ーフオーマンスの特別な速度に近ずく。 The device of the invention automatically reduces the standard frequency associated with speed and efficiency (manually adjusted for best zero-load performance) in response to a subsequent motor load. It is something to be used. In other words, the efficiency-related system control standard signal is not a "fixed" frequency, but a variable frequency depending on the load. More specifically, the average (carrier) frequency of the FM generator naturally shifts with average load changes to approach the particular speed of best motor performance at any load condition.

結果として（瞬時の負荷に比例する）FM成
分が電力制御標準と相互に作用することが可能
となる。その電力制御標準はゼロ負荷以上での
モータ効率とゼロ負荷での“最高のパーフオー
マンス”（最小の電力入力）とに連続的に関係
する。この自動の効率標準シフトは定格負荷で
の速度がゼロ負荷でのその自然のより高い速度
と等しくなるように電動機を過付勢することか
らそのシステムを防ぐことによつて、安定性と
省エネルギーとを改善するものである。 As a result, the FM component (proportional to the instantaneous load) is allowed to interact with the power control standard. The power control standard is serially related to motor efficiency above zero load and "best performance" (minimum power input) at zero load. This automatic efficiency standard shift improves stability and energy savings by preventing the system from over-energizing the motor so that its speed at rated load equals its natural higher speed at zero load. It is intended to improve the

要するにこの発明の装置の動作の最もめずら
しい概念は“固定の”又は“勝手な”制御標準
と比較するのではなく、固定子入力電力の負荷
に応じた“自身による制御”によつて電動機が
最高の効率で動作できるようにする自然な電動
機の性質を使用することにある。 In short, the most unusual concept of the operation of the device of this invention is that the motor is not compared with a "fixed" or "arbitrary" control standard, but rather with "self-control" depending on the stator input power load. It consists in using the properties of a natural electric motor, which allows it to operate at an efficiency of .

（c₃） 補足 電動機効率標準周波数は電動機が最高の効率
で動作する“平均”速度により生ずる。第１３
図のFM弁別手段の周波数選別スロープの拡大
図を参照されたい。第１３図に関して、 (1) “効率標準”の議論の目的のためにゼロ負
荷以上で平均周波数Ｆ_Aの大きさを変化させ
るトルク脈動の効果は図には示していない。(c ₃ ) Note: The motor efficiency standard frequency results from the “average” speed at which the motor operates at maximum efficiency. 13th
Please refer to the enlarged view of the frequency selection slope of the FM discriminator in the figure. Regarding Figure 13: (1) For purposes of the "efficiency standard" discussion, the effect of torque pulsation on changing the magnitude of the average frequency F _A above zero load is not shown in the diagram.

(2) 平均周波数Ｆ_Aは平均速度に対応し、また
誘導電動機の自然の性質に従つてＦ_Aは負荷
の増加に対応して低下する。 (2) The average frequency F _A corresponds to the average speed, and according to the natural properties of induction motors F _A decreases with increasing load.

(3) DC制御電圧が増加する時には固定子AC入
力電圧は増加する。逆もまた成り立つ。 (3) When the DC control voltage increases, the stator AC input voltage increases. The reverse is also true.

の各点に留意されたい。Please note the following points.

第１３図に示されているようにゼロ負荷で最
小の入力電力に調整された時には、平均周波数
（速度）が特別の出力信号振幅を発生し、また
負荷をかけられた時には、平均速度は低下しそ
れにより (1) 出力信号振幅を低下させ、それにより (2) DC制御電圧を増加させ、それにより (3) 増大するトルクを供給するために固定子電
圧を増加させる。 As shown in Figure 13, when adjusted to minimum input power at zero load, the average frequency (speed) produces an extra output signal amplitude, and when loaded, the average speed decreases. thereby (1) reducing the output signal amplitude, thereby (2) increasing the DC control voltage, thereby (3) increasing the stator voltage to provide increased torque.

“スロープ角”が、負荷の増加時速度を減少
する誘導電動機の性質にマツチするように選ば
れた時には、DC制御電圧は電動機負荷の増加
に比例して上昇し、また新しいより低い速度で
効率的に動作を継続するのに丁度十分なより大
きなパワーを固定子は受取る。 When the “slope angle” is chosen to match the nature of an induction motor which decreases speed when the load increases, the DC control voltage increases proportionally to the increase in motor load and becomes less efficient at the new lower speed. The stator receives more power, just enough to continue operating.

従つて、“平均”速度（周波数）即ち自然な
効率標準が、それぞれの異なる負荷における最
高電動機“効率”のある特別の異なる速度に相
当するのである。 Therefore, the "average" speed (frequency) or natural efficiency standard corresponds to certain different speeds of maximum motor "efficiency" at each different load.

今度はトルク脈動により生ずる信号振幅変動
を考えよう。第１４図Ａ，Ｂ，Ｃを参照された
い。小さな速度（周波数）変化が主電源周波数
の２倍の制御信号振幅変動を発生することに注
意されたい。これは制御信号振幅をその“平
均”速度に対応する振幅より変化せしめ、DC
制御電圧出力レベルを変化させる。“平均速
度”（効率標準）が、例えば最大負荷における
値である場合には、負荷により発生された変動
はDC増幅器の電導しきい値以下に下り、DC制
御電圧を平均周波数だけによる場合より高いレ
ベルへ上昇させる（第１４図Ｂ）。ゼロ負荷の
近くでは（第１４図Ｃ）、DC増幅器の飽和によ
りトルク脈動はDC制御電圧を減少させる以上
に増加させるようになる。 Now let's consider signal amplitude fluctuations caused by torque pulsations. Please refer to FIGS. 14A, B, and C. Note that small speed (frequency) changes produce control signal amplitude variations of twice the mains frequency. This causes the control signal amplitude to vary more than the amplitude corresponding to its "average" speed, causing the DC
Change the control voltage output level. If the "average speed" (efficiency standard) is, for example, the value at maximum load, then the fluctuations generated by the load fall below the conduction threshold of the DC amplifier and the DC control voltage is higher than if it were due to the average frequency alone. level (Figure 14B). Near zero load (FIG. 14C), saturation of the DC amplifier causes the torque ripple to increase more than it decreases the DC control voltage.

換言すれば、自然のトルク脈動により生ずる
信号変動は効率標準の大きさに従つて行動し、
またDC制御電圧レベルを負荷の変化により敏
感に応答するようにさせる。即ち回転子と負荷
との機械的貫性により自然に遅らされる“平
均”速度変化だけによる場合を越えた突然の負
荷変化に応答してFM変調信号は“瞬時負荷”
状態に比例して、AC電力制御を増進させる。 In other words, the signal fluctuations caused by natural torque pulsations behave according to the magnitude of the efficiency standard;
It also makes the DC control voltage level more responsive to load changes. That is, in response to a sudden load change beyond that caused solely by an "average" speed change that is naturally delayed by the mechanical penetration of the rotor and the load, the FM modulated signal is an "instantaneous load" signal.
Increases AC power control in proportion to the condition.

電動機効率標準周波数は、それぞれの負荷に
おける最大効率の“平均”回転子速度に対応
し、負荷の増加に比例して回転子速度を低下さ
せる誘導電動機の自然の性質により決定され
る。 The motor efficiency standard frequency corresponds to the "average" rotor speed of maximum efficiency at each load and is determined by the natural tendency of induction motors to reduce rotor speed proportionally to increases in load.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明に従つて構成される可変磁界
誘導電動機のブロツク図、第２図は第１図のブロ
ツク形態で示した可変磁界誘導電動機の好ましい
回路図、第３図はこの発明の他の例の略図、第４
図は代表的な誘導電動機を用いて種々の大きさの
異なる負荷状態で固定子電圧の実効値（RMS）
を変化させて入力電力が最小となる点及びその附
近の入力電力―回転子の平均速度―固定子電圧実
効値の関係を示した図、第５図は実施例の種々の
大きさの負荷における回転子の（平均）速度を示
す図、第６図は実施例の種々の大きさの負荷にお
ける電力節減率を誘導電動機をAC電源に直接接
続した場合を基準にして示す図、第７図、第８図
及び第９図は実施例の種々の大きさの負荷におけ
るそれぞれ電動機効率、入力電力及び固定子電流
実効値を示す図、第１０図は固定子電流の交番期
間における実施例のトルクの脈動とFM発電機出
力の平均周波数と周波数シフトの説明に供するた
めの図、第１１図はこの発明の負荷検出手段の
FM制御信号の周波数成分を示す図、第１２図は
実施例のスロープ検波形FM弁別器の周波数弁別
特性とトルク脈動により生ずるFM制御信号の平
均周波数、周波数シフトと弁別器出力信号の振幅
変動との相互関係の説明に供するための図、第１
３図はFM弁別器の弁別特性のスロープの拡大
図、第１４図はゼロ、25％又は100％負荷時の
FM弁別器の出力信号の振幅変動を説明するため
の図である。 １７…周波数弁別器、１５…波動修正器、１４
…半導体電源スイツチ。 1 is a block diagram of a variable magnetic field induction motor constructed according to the present invention, FIG. 2 is a preferred circuit diagram of a variable magnetic field induction motor shown in the block form of FIG. 1, and FIG. 3 is a block diagram of a variable magnetic field induction motor constructed according to the present invention. Schematic illustration of an example, 4th
The figure shows the effective value (RMS) of the stator voltage under various load conditions using a typical induction motor.
Figure 5 shows the relationship between input power, rotor average speed, and stator voltage effective value at and around the point where the input power is minimum by changing . FIG. 6 is a diagram showing the (average) speed of the rotor; FIG. 6 is a diagram showing the power saving rate at various load sizes of the embodiment based on the case where the induction motor is directly connected to an AC power supply; FIG. 7; 8 and 9 are diagrams showing the motor efficiency, input power, and stator current effective value at various load sizes of the embodiment, respectively, and FIG. 10 is a diagram showing the torque of the embodiment during the stator current alternation period. Figure 11 is a diagram for explaining the average frequency and frequency shift of pulsation and FM generator output, and shows the load detection means of the present invention.
Figure 12 is a diagram showing the frequency components of the FM control signal, and shows the frequency discrimination characteristics of the slope detection type FM discriminator of the embodiment, the average frequency and frequency shift of the FM control signal caused by torque pulsation, and the amplitude fluctuation of the discriminator output signal. Diagram 1 for explaining the mutual relationship between
Figure 3 is an enlarged view of the slope of the discrimination characteristic of the FM discriminator, and Figure 14 is at zero, 25% or 100% load.
FIG. 3 is a diagram for explaining amplitude fluctuations of an output signal of an FM discriminator. 17... Frequency discriminator, 15... Wave modifier, 14
...Semiconductor power switch.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 固定子捲線及び負荷に結合されるようにされ
た回転子を持つ交流誘導電動機と、前記回転子の
回転を生じさせるため前記固定子捲線を付勢する
正弦波電源と、前記電動機の同期速度に近い所定
速度以上で、前記電源から前記固定子捲線への付
勢の形と大きさとを制御するように動作する非線
形閉ループ正帰還制御手段とを具備し、前記閉ル
ープ正帰還制御手段は、前記回転子に結合して前
記電動機の負荷と関係した周波数変調信号を供給
するように動作する電動機負荷検出手段と、その
負荷検出手段と結合して前記周波数変調信号を復
調して、前記所定速度以上で前記電動機の速度と
負荷の函数として変化する制御信号を生ずる非線
形回路と、その非線形回路の出力に結合し、前記
制御信号に応答する波形修正手段とよりなり、そ
の波形修正手段は前記制御信号を電源電圧の零交
叉時より経過する時間に変換し、その経過した時
点においてパルスを発生するトリガパルス発生器
を起動し、また前記波形修正手段は前記正弦電源
と前記固定子捲線との間に配されたスイツチ手段
を含み、上記トリガパルス発生器の出力によりこ
のスイツチ手段をターンオンさせ、そのスイツチ
手段の導通時間は前記制御信号の函数として前記
電源から各サイクルの間に制御でき、前記波形修
正手段は前記電動機の回転起動時及び速度上昇時
の間前記固定子捲線に前記電源からの電圧の全正
弦波を供給するように動作し、かつ前記電動機が
前記所定速度に達すると前記電動機の固有の電気
機械的性質とどのような与えられた瞬間にも回転
子負荷により前記電動機に荷せられたエネルギー
要求に従つて前記固定子捲線に実際に結合して前
記電源からの電圧の各正弦波の変化する一部を前
記固定子捲線に供給する前記電源の各サイクルの
電気角を変えるように動作し、そこで前記閉ルー
プ正帰還制御手段は前記電源から前記固定子捲線
に供給される平均電流を前記電動機の負荷が零と
最大定格負荷との間で変化するに従つて前記電動
機の前記固有の性質と負荷との函数として主とし
て供給されるようにすることによつて前記電動機
の鉄損及び銅損を質実的に減少するように作用す
る可変磁界誘導電動機。1 an AC induction motor having a rotor adapted to be coupled to a stator winding and a load; a sinusoidal power source energizing the stator winding to cause rotation of the rotor; and a synchronous speed of the motor. nonlinear closed-loop positive feedback control means operative to control the shape and magnitude of the bias from the power supply to the stator windings at a predetermined speed close to or above, the closed-loop positive feedback control means motor load detection means coupled to a rotor and operative to supply a frequency modulated signal related to the load of the motor; a nonlinear circuit for producing a control signal that varies as a function of motor speed and load; and waveform modification means coupled to the output of the nonlinear circuit and responsive to the control signal, the waveform modification means being responsive to the control signal. is converted into the time that has elapsed since the zero-crossing of the power supply voltage, and a trigger pulse generator that generates a pulse is started at the elapsed time point, and the waveform modification means is arranged between the sinusoidal power supply and the stator winding. switch means arranged for turning on the switch means by the output of said trigger pulse generator, the conduction time of said switch means being controllable during each cycle from said power supply as a function of said control signal, said waveform modification The means are operative to supply a full sine wave of voltage from the power supply to the stator windings during rotational start-up and speed increase of the motor, and to reduce the inherent voltage of the motor when the motor reaches the predetermined speed. each sinusoidal change in voltage from the power supply actually coupled to the stator windings according to the mechanical properties and energy demands placed on the motor by the rotor load at any given moment; The closed-loop positive feedback control means is operable to vary the electrical angle of each cycle of the power supply supplying a portion of the current supplied to the stator windings to the stator windings, such that the closed loop positive feedback control means adjusts the average current supplied from the power supply to the stator windings to the motor. As the load of the motor varies between zero and maximum rated load, the iron and copper losses of the motor are reduced by providing mainly a function of the inherent properties of the motor and the load. A variable magnetic field induction motor that acts in a substantially decreasing manner.