JPS6264105A - Frequency modulator - Google Patents
Frequency modulatorInfo
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- JPS6264105A JPS6264105A JP20303685A JP20303685A JPS6264105A JP S6264105 A JPS6264105 A JP S6264105A JP 20303685 A JP20303685 A JP 20303685A JP 20303685 A JP20303685 A JP 20303685A JP S6264105 A JPS6264105 A JP S6264105A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
この発明はPLL (フェーズロックドループ)回路を
用いた周波数(以下FMという)変調器に関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a frequency (hereinafter referred to as FM) modulator using a PLL (phase-locked loop) circuit.
(従来の技術)
従来から通信機における送信キャリアの発生器として一
1’LL回路により制御された周波数シンセサイザが用
いられることがある。この場合一般にPLL回路中にお
ける電圧制御発振器にFM変調をかけ、PLL回路がF
M変調器として用いられる。(Prior Art) Conventionally, a frequency synthesizer controlled by a 1'LL circuit has been used as a transmit carrier generator in a communication device. In this case, FM modulation is generally applied to the voltage controlled oscillator in the PLL circuit, and the PLL circuit
Used as an M modulator.
いまこのようなPLL回路をFM変調器として用いた通
信機を、自動車電話器等の移動無線通信機を例にとり、
第9図を用いて説明する9図中材号ANTはアンテナ、
1は送受切替用の共用器。Let's take a mobile radio communication device such as a car phone as an example of a communication device that uses such a PLL circuit as an FM modulator.
In Fig. 9, the material number ANT is an antenna, which will be explained using Fig. 9.
1 is a shared device for switching transmission and reception.
2は第1混合器、3は中間周波増幅器、4は第2混合器
、5は局部発振器、Bは低周波出力端子。2 is a first mixer, 3 is an intermediate frequency amplifier, 4 is a second mixer, 5 is a local oscillator, and B is a low frequency output terminal.
7は制御回路、8は受信部シンセサイザで、これら第1
混合器〜受信部シンセサイザ8等により受信部が形成さ
れている。一方MICはマイク、9はマイクアンプ、1
0は送信部シンセサイザで、マイクアンブ9の出力端子
は送信部シンセサイザIOにおける変調信号入力端子l
eaに接続され、また送信部シンセサイザlOにおける
送信出力端子10bは共用器1に接続され、さらにチャ
ンネル制御信号の入力端子10cには制御回路7からの
制御信号線が接続されている。これらマイクMIC〜送
信部シンセサイザlOで送信部が形成されている。11
は表示装置である。7 is a control circuit, 8 is a receiver synthesizer, and these first
A receiving section is formed by a mixer to a receiving section synthesizer 8 and the like. On the other hand, MIC is a microphone, 9 is a microphone amplifier, 1
0 is a transmitter synthesizer, and the output terminal of the microphone amplifier 9 is the modulation signal input terminal l in the transmitter synthesizer IO.
A transmission output terminal 10b of the transmitter synthesizer IO is connected to the duplexer 1, and a control signal line from the control circuit 7 is connected to the channel control signal input terminal 10c. A transmitter is formed from the microphone MIC to the transmitter synthesizer IO. 11
is a display device.
そして、いま図示省略の電源が投入されると、制御回路
7がリセットされ初期値が設定されて待。When the power (not shown) is turned on, the control circuit 7 is reset, initial values are set, and the system waits.
受状態となる。この待受状態で基地局からの着呼信号が
アンテナANTで受信されると、この着呼信号は、共用
器l、第1混合器2、中間周波増幅器3および第2混合
器4を経て制御回路7に入力する。制御回路7は、この
着呼信号に対して応答信号を出力し、この応答信号は、
マイクアンプ9、送信部シンセサイザlOおよび共用器
1を経てアンテナANTから基地局へ送信される0次に
基地局から任意の通信チャンネル(800チヤンネルの
うちのいずれか1チヤンネル)を指定する信号がアンテ
ナANTから入力し、前記の着呼信号と同経路で制御回
路7に入力する。制御回路7は、このチャンネル指定信
号に基づいたチャンネル制御信号を、送Φ受信部の両シ
ンセサイザ8.lOにおける分周器に向けて出力し1両
シンセサイザ8.10はこのチャンネル制御信号に対応
したチャンネルのキャリヤ周波数に切換えられる。この
後マイクMICから入力した音声信号が、マイクアンプ
9の部分で制御回路7から出力されるデータ送信出力(
デジタル信号)と混合され、これが変調信号となって変
調信号入力端子t(laから送信部シンセサイザ10に
入力し、その送信出力端子10bからはFM変調された
キャリヤ信号が出力され、この出力信号が共用器lおよ
びアンテナANTを経て基地局に向けて発信される。こ
のように送φ受信部の両シンセサイザ8.10は、60
0チヤンネルの中から、基地局から指定された1つのチ
ャンネルを両シンセサイザ8,10で速やかにアクセス
し、ロックしなければならないので短時間での早いチャ
ンネル切換特性が必要とされる。なお、上述の例ではチ
ャンネル数800の場合について述べたが、この種の移
動無線通信機においては通常1000チヤンネルのチャ
ンネル切換可能性を有することが必要されている。It becomes a receiving state. When an incoming call signal from the base station is received by the antenna ANT in this standby state, this incoming call signal is controlled via the duplexer l, the first mixer 2, the intermediate frequency amplifier 3, and the second mixer 4. Input to circuit 7. The control circuit 7 outputs a response signal to this incoming call signal, and this response signal is
A signal specifying an arbitrary communication channel (any one channel out of 800 channels) from the base station is sent from the antenna ANT to the base station via the microphone amplifier 9, the transmitter synthesizer IO, and the duplexer 1. It is input from the ANT and input to the control circuit 7 along the same route as the above-mentioned incoming call signal. The control circuit 7 sends a channel control signal based on this channel designation signal to both synthesizers 8 . The synthesizer 8.10 is outputted to the frequency divider at IO and is switched to the carrier frequency of the channel corresponding to this channel control signal. Thereafter, the audio signal input from the microphone MIC is output from the control circuit 7 at the microphone amplifier 9 as a data transmission output (
This becomes a modulated signal and is input to the transmitter synthesizer 10 from the modulated signal input terminal t (la), and an FM-modulated carrier signal is output from the transmitting output terminal 10b, and this output signal is The signal is transmitted to the base station via the duplexer l and the antenna ANT.In this way, both the transmitter and φreceiver synthesizers 8.10 and 60
Since both synthesizers 8 and 10 must quickly access and lock one channel designated by the base station from among the 0 channels, quick channel switching characteristics are required in a short period of time. Although the above example deals with a case where the number of channels is 800, this type of mobile radio communication device is normally required to have channel switching capability of 1000 channels.
第10図は、上述のような移動無線通信機における送信
部シンセサイザ10をさらに詳細に示す図で、PLL回
路を用いたFMil調器の従来例を示すものである。同
図において符号12は基準波発振器、13は分周器でこ
の基準波発振器12および分周器!3で基準波発振手段
が構成されている。14は位相比較=、 t!jは低域
通過フィルタ、18は電圧制御発振器(以下vCOとい
う)、17は分周器、10a、job、10cはそれぞ
れ第9図に示したものと同様の変調信号入力端子、送信
出力端子およびチャンネル制御信号の入力端子である。FIG. 10 is a diagram showing in more detail the transmitter synthesizer 10 in the mobile radio communication device as described above, and shows a conventional example of an FMil modulator using a PLL circuit. In the figure, reference numeral 12 is a reference wave oscillator, 13 is a frequency divider, and the reference wave oscillator 12 and the frequency divider! 3 constitutes a reference wave oscillation means. 14 is phase comparison =, t! j is a low-pass filter, 18 is a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as vCO), 17 is a frequency divider, 10a, job, and 10c are respectively the same modulation signal input terminal, transmission output terminal, and This is an input terminal for channel control signals.
そして、基準波発振器12からの出力が分周器13で分
周されて基準波発振手段から出力される基準信号の位相
と、vcoieの出力を分周器17で分周した比較信号
の位相とが位相比較器14で比較され、その位相差に応
じた誤差電圧が発生する。ここで、分周器17の分周比
は制御回路7で制御される。誤差電圧は低域通過フィル
ター5で帯域制限された後、制御電圧としてV COI
EIに印加され、比較信号の周波数が基準信号の周波数
と同一になるように制御される。即ち比較信号の位相は
基準信号の位相と同期した状態でロックされ、またこれ
と同時に変調信号入力端子10aからV C01Bに変
調信号が印加され、当該v c o toはFM’ii
調信号発振器として動作して送信出力端子10bからは
FM変調波が出力される。The output from the reference wave oscillator 12 is divided by the frequency divider 13 and the phase of the reference signal outputted from the reference wave oscillation means, and the phase of the comparison signal obtained by dividing the output of the vcoie by the frequency divider 17. are compared by the phase comparator 14, and an error voltage is generated according to the phase difference. Here, the frequency division ratio of the frequency divider 17 is controlled by the control circuit 7. After the error voltage is band-limited by the low-pass filter 5, it is applied as a control voltage to V COI
EI and is controlled so that the frequency of the comparison signal is the same as the frequency of the reference signal. That is, the phase of the comparison signal is locked in synchronization with the phase of the reference signal, and at the same time, a modulation signal is applied from the modulation signal input terminal 10a to V C01B, and the V co to is FM'ii
It operates as a modulated signal oscillator and outputs an FM modulated wave from the transmission output terminal 10b.
上記の動作を数式を用いてさらに説明すると、V C0
18で発振する搬送波を
E −Esin(2πf t)、入力端子leaか
CC
ら入力する変調信号の周波数をf とすれば、送腸
信出力端子10bから出力されるFM変調波Efraは
。To further explain the above operation using a mathematical formula, V C0
If the carrier wave oscillated at 18 is E-Esin (2πft), and the frequency of the modulated signal input from the input terminal lea or CC is f, then the FM modulated wave Efra output from the transmitting output terminal 10b is as follows.
E =Estn(2πf t+
r膿 C
(Δf/f ) s i n (2πf t) )
= (L)1
lΔf;最大偏移量
となる。E = Estn (2πf t+ rpus C (Δf/f) sin (2πft))
= (L)1
lΔf: maximum deviation amount.
また分周器17の分周比を1/Mlとすれば、この分周
器を介して出力される比較信号Ef ’は鵬
(Δf/f / Ml)sin(2πf t))
謬履
・・・・・・・・・・・・・・・ (2)したがって、
位相比較器14に入力する比較信号はΔf/f/Nlの
FM変調がかかっている。Furthermore, if the frequency division ratio of the frequency divider 17 is 1/Ml, the comparison signal Ef' outputted via this frequency divider is expressed as (Δf/f/Ml)sin(2πf t))
Error・・・・・・・・・・・・・・・ (2) Therefore,
The comparison signal input to the phase comparator 14 is subjected to FM modulation of Δf/f/Nl.
重 一方、位相比較器14に入力する基準信号E。heavy On the other hand, the reference signal E is input to the phase comparator 14.
同一にすることがロック成立の条件であるので基準発振
器12の発振角周波数をEs1n2πftr 。Since it is a condition for locking to be the same, the oscillation angular frequency of the reference oscillator 12 is Es1n2πftr.
とし分周器13の分周比を1/ N 2とすれば、とな
る様に基準発振器12の発振角周波数と分周器13の分
周比を選定すれば良いことになる。上記のよ)に位−相
比較器!4に入力する基準信号E に対して、比較信号
E ′はΔf’/f/MlのFM変f■思
謂がかかっている。PL、L回路はこの比較信号E
・を基準信号E の位相に近づけて同一とf■
r
するように応答する。このため変調信号の角周波数ωm
(x2πf at)が、PLL回路の応答速度を左右
する自然角周波数(PLLルーズの応答する限界角周波
数)ω よりも低いと、PLL回路はFM9jli虞分
に応答してしまい位相比較器!4からは基準信号E と
Δf/f/N1のFM変r ■
調分とのずれに対応した誤差電圧を発生し、これによる
制御電圧でV O01Bが制御されて変調特性に影響を
与えてしまう。If the frequency division ratio of the frequency divider 13 is set to 1/N2, then the oscillation angular frequency of the reference oscillator 12 and the frequency division ratio of the frequency divider 13 can be selected so as to satisfy the following equation. Above) is a phase comparator! 4, the comparison signal E' is subjected to an FM change f' of Δf'/f/Ml. The PL and L circuits use this comparison signal E.
・ is brought close to the phase of the reference signal E and the same f■
r. Therefore, the angular frequency ωm of the modulation signal
If (x2πf at) is lower than the natural angular frequency (the limit angular frequency at which the loose PLL responds), which affects the response speed of the PLL circuit, the PLL circuit may respond to FM9jli and the phase comparator! From 4 onwards, an error voltage is generated corresponding to the difference between the reference signal E and the FM modulation of Δf/f/N1, and the resulting control voltage controls V O01B and affects the modulation characteristics. .
これを、第11図および第12図によりさらに説明する
。第11図は変調角周波数ω と自然角周波数層
ω との比ω /ω と、周波数位相誤差との関n
l n係つまりPL
L回路の周波数位相誤差特性を示したものである。同図
中の縦軸におけるθ、は基準信号の位相、θ は比較信
号の位相である。またダンピング係数ζをパラメータと
したときのω。This will be further explained with reference to FIGS. 11 and 12. Figure 11 shows the relationship n between the ratio ω /ω of the modulation angular frequency ω and the natural angular frequency layer ω and the frequency phase error.
l n-person, that is, PL
It shows the frequency phase error characteristics of the L circuit. θ on the vertical axis in the figure is the phase of the reference signal, and θ is the phase of the comparison signal. Also, ω when the damping coefficient ζ is taken as a parameter.
/ω に対するレスポンス特性、つまりPLL回路の周
波数応答特性を示したのが第12図である。FIG. 12 shows the response characteristic to /ω, that is, the frequency response characteristic of the PLL circuit.
なお前記第12図の特性はダンピング係数ζが0.70
7のときのものである。Note that the characteristics shown in FIG. 12 have a damping coefficient ζ of 0.70.
This is from when I was 7 years old.
これらの特性図からも、前記の説明と同様に従来のPL
L回路は自然角周波数ωnより高い変調角周波数−ω、
に対しては追随しないが、低い変調角周波数ω の変化
に対しては追随してしまうと曽
いうことが言える。このため従来のPLL回路を用いf
−FM変調器は、自然角周波数ω を変調角周波数ω、
に影響しないように小さめlの値に設計しなければなら
ない、また近時、変調信号としては音声信号(0,3〜
3KHz )だけでなく、前記第10図の説明で述べた
ようにデータ周波数(0,02〜10KHz)のような
さらに低い周波数の信号も用いるため、自然角周波数ω
を一層小さく設定せざるを得なくチャンネル切換え時
間の反いもになってしまう、なおチャンネル切換え時間
tは −ω!In
で表すことができる。From these characteristic diagrams, it can be seen that the conventional PL
The L circuit has a modulation angular frequency −ω higher than the natural angular frequency ωn,
It can be said that it does not follow the change in the modulation angular frequency ω, but it does follow the change in the low modulation angular frequency ω. Therefore, using a conventional PLL circuit, f
- The FM modulator modulates the natural angular frequency ω with the angular frequency ω,
It is necessary to design the value of l to be small so as not to affect the modulation signal.
3KHz) as well as lower frequency signals such as the data frequency (0.02 to 10KHz) as described in the explanation of FIG. 10 above, the natural angular frequency ω
However, the channel switching time t is forced to be set even smaller, and the channel switching time t becomes −ω! It can be expressed as In.
(発明が解決しようとする問題点)
従来のPLL回路を用いたFM変調器にあっては、変調
信号周波数に対して影響しないようにその応答限界周波
数たる自然角周波数ω を小さい値に設定せざるを得な
いので1次のような諸種の特性上の問題点があった。(Problems to be Solved by the Invention) In an FM modulator using a conventional PLL circuit, the natural angular frequency ω, which is the response limit frequency, must be set to a small value so as not to affect the modulation signal frequency. As a result, there were various problems with characteristics such as first order.
(イ)低い周波数の変調においてディビエーシ璽ン(R
波数偏移)制御が不十分になる。(b) In low frequency modulation, the deviation signal (R
Wave number shift) control becomes insufficient.
(ロ)プルイン時間が長くなりチャンネル切換え時間が
長くなってしまう。(b) Pull-in time becomes longer, resulting in longer channel switching time.
(ハ)キャプチャーレンジが狭くなりロックできる周波
数が狭くなってしまう。(c) The capture range becomes narrower and the frequency that can be locked becomes narrower.
(ニ)過渡応答速度が遅くなってしまう。(d) The transient response speed becomes slow.
(ホ)S/N比が悪化してしまう。(e) The S/N ratio deteriorates.
上記のようにPLL回路として必要不可欠な特性が得ら
れなくなってしまうという問題点があった。As mentioned above, there is a problem in that characteristics essential for a PLL circuit cannot be obtained.
この発明の目的は、上記した従来のPLL回路を用いた
FM変調器における問題点を解決すべくなされたもので
、(イ)広帯域にわたる変ilI@号に対しても十分な
ディビエーシ、ン制御特性が得られる。(ロ)プルイン
時間を短くでき、チャンネル切換え時間を速くできる。The purpose of this invention was to solve the above-mentioned problems in the conventional FM modulator using the PLL circuit, and (a) provide sufficient deviation control characteristics even for variable signals over a wide band. is obtained. (b) Pull-in time can be shortened and channel switching time can be made faster.
(ハ)キャプチャーレンジを広くできロックできる周波
数範囲を広くできる。(ニ)過渡応答特性を速くするこ
とができる。(ホ)S/N比を向上させることができる
というFM変調器を提供することにある。(c) The capture range can be widened and the lockable frequency range can be widened. (d) Transient response characteristics can be made faster. (e) An object of the present invention is to provide an FM modulator that can improve the S/N ratio.
(問題を解決するための手段)
かかる目的を達成するために、本発明に係わる周波数変
調器は、基準発振手段から出力される基準信号と、電圧
制御発振器から出力される発振信号の成分である比較信
号とを位相比較器に導入し、前記基準信号の位相と比較
信号の位相とを当該位相比較器で比較し、該位相比較器
で検出された位相差に基づいて発振周波数が制御される
前記電圧制n発振器に変調信号を加えて周波数変調波を
得る周波数変調器において、前記基準信号の導入線路に
位相補正回路を介在させ、該位相補正回路に前記変調信
号を加えることによって、前記比較信号に含まれる前記
変調信号の成分と同じ成分を前記基準信号に重畳させ、
前記位相比較器の出力が前記変調信号の影響を受けない
ように構成されている。(Means for Solving the Problem) In order to achieve the above object, the frequency modulator according to the present invention has components of the reference signal output from the reference oscillation means and the oscillation signal output from the voltage controlled oscillator. A comparison signal is introduced into a phase comparator, the phase of the reference signal and the phase of the comparison signal are compared by the phase comparator, and the oscillation frequency is controlled based on the phase difference detected by the phase comparator. In the frequency modulator that obtains a frequency modulated wave by adding a modulation signal to the voltage controlled oscillator, a phase correction circuit is interposed in the introduction line of the reference signal, and the modulation signal is added to the phase correction circuit to perform the comparison. superimposing the same component as the modulation signal component included in the signal on the reference signal;
The output of the phase comparator is configured not to be affected by the modulation signal.
(作用)
位相比較器に対する基準信号の導入線路に位相補正回路
を介在させ、この位相補正回路に変調信号を加えること
によって、比較信号に含まれる変調信号の成分と同じ成
分を基準信号に重畳させたので、位相比較器の出力が変
調信号の影響を受けることがなく、PLL回路は変調信
号に影響されずに作動する。したがってPLL回路の自
然角周波数ω を変調角周波数ω、に無関係に十分大な
る値を設定することができる。(Function) By interposing a phase correction circuit in the introduction line of the reference signal to the phase comparator and adding a modulation signal to this phase correction circuit, the same component as that of the modulation signal included in the comparison signal is superimposed on the reference signal. Therefore, the output of the phase comparator is not affected by the modulation signal, and the PLL circuit operates without being affected by the modulation signal. Therefore, the natural angular frequency ω of the PLL circuit can be set to a sufficiently large value regardless of the modulation angular frequency ω.
(実施例の説明)
以下この発明の実施例を第1図に基づいて説明する。第
1図において前記第9図および第10図における機器等
と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以って示
し重複した説明を省略する。(Description of Embodiments) Embodiments of the present invention will be described below based on FIG. 1. In FIG. 1, the same or equivalent components as those in FIGS. 9 and 10 are designated by the same reference numerals and redundant explanations will be omitted.
まず、構成を説明すると、実施例においては位相比較器
14に加える基準信号の導入線路に位相補正回路18が
介在されている0位相補正回路18は。First, the configuration will be explained. In this embodiment, the 0 phase correction circuit 18 has a phase correction circuit 18 interposed in the introduction line of the reference signal applied to the phase comparator 14.
V OC18から出力する周波数変調波に含まれる変調
信号の成分を基準信号に重畳するもので、F−■コンバ
ータ19、電圧制御増幅器(以下VCAという)20、
および位相変調器21で構成されている。そして変調信
号入力端子10aがF−Vコンバータ19、およびVC
A2Gにそれぞれ接続されるトトモに、F−Vコンバー
タ19の出力端子がvCA20の制御端子に接続され、
VCA20の出力端子が位相変調器21の変調信号入力
端子21aに接続されている0位相変調器21における
基準信号入力端子21bには分周器13の出力端子が接
続され、この位相変調器21の出力端子21cが位相比
較器14の基準信号入力端子に接続されている。なお位
相変調器21については、その内部の回路構成の詳細を
後述する。It superimposes the modulation signal component included in the frequency modulated wave output from the VOC 18 on the reference signal, and includes an F-■ converter 19, a voltage control amplifier (hereinafter referred to as VCA) 20,
and a phase modulator 21. The modulation signal input terminal 10a is connected to the F-V converter 19 and the VC
The output terminal of the F-V converter 19 is connected to the control terminal of the vCA 20 in each totomo connected to the A2G,
The output terminal of the frequency divider 13 is connected to the reference signal input terminal 21b of the 0-phase modulator 21, in which the output terminal of the VCA 20 is connected to the modulation signal input terminal 21a of the phase modulator 21. The output terminal 21c is connected to the reference signal input terminal of the phase comparator 14. Note that the details of the internal circuit configuration of the phase modulator 21 will be described later.
次に作用を説明する。Next, the effect will be explained.
変調信号入力端子10aからの変調信号がVColBに
入力して、当該VC01BをFM変調信号発振器として
動作させるとともに、その変調信号が位相補正回路18
におけるF−Vコンバータ18およびV CA 20へ
も入力する。F−Vコンバータ18は変調信号の周波数
に対応した直流電圧を発生し、この直流電圧を制御電圧
としてVCA20の制御端子に入力させる。VCA20
は変調信号を、その周波数に応じて増幅し、増幅された
VCA20の出力信号は、位相変調器21に入力し、こ
のVCA20からの信号で、分周器13側から入力する
基準信号を位相変調する。A modulation signal from the modulation signal input terminal 10a is input to VColB to operate the VC01B as an FM modulation signal oscillator, and the modulation signal is input to the phase correction circuit 18.
It also inputs to the F-V converter 18 and V CA 20 at. The F-V converter 18 generates a DC voltage corresponding to the frequency of the modulation signal, and inputs this DC voltage as a control voltage to the control terminal of the VCA 20. VCA20
amplifies the modulated signal according to its frequency, the amplified output signal of the VCA 20 is input to the phase modulator 21, and the signal from this VCA 20 is used to phase modulate the reference signal input from the frequency divider 13 side. do.
以下上記の位相変調作用等をさらに詳述する。The above phase modulation effect, etc. will be explained in more detail below.
いま説明の便宜上、変調信号入力端子10aからの変m
信号は位相補正回路18側のみに入力し、vCOlBに
は入力しない場合を考える。For convenience of explanation, the change m from the modulation signal input terminal 10a
Consider a case where the signal is input only to the phase correction circuit 18 side and not to vCOIB.
変調信号E (t) −Ecos (2πfllt)
とすれば、F−Vコンバーター9は、その周波数に対応
した直流電圧を制御電圧としてVCA2Gに送出すル、
VCA20(7)増幅度をAとすれば、V CA 2(
1ら出力される変調信号E (t)は、
E (t) =A@Ecas (2πf t)・・
・(4)■
が得られる。一方、入力端子21bから位相変調器2I
に入力する基準信号E は(3)式に示したちのであり
、位相変調器21は(3)式の基準信号を(4)式の変
調信号で位相(以下PMという)変調をするので、位相
変調器21から出力するPM変調信号E は、
pm
E =Esin((2πf t/N2)+pm
r
Δθcos (2πf町))
Δθ:位相偏移 ・・・・・・・・・・・・(5)
となる。Modulated signal E (t) −Ecos (2πfllt)
Then, the F-V converter 9 sends a DC voltage corresponding to that frequency to the VCA 2G as a control voltage.
If the amplification degree of VCA20(7) is A, then VCA2(7)
The modulated signal E (t) output from 1 is E (t) = A@Ecas (2πf t)...
・(4)■ is obtained. On the other hand, from the input terminal 21b to the phase modulator 2I
The reference signal E to be input to is shown in equation (3), and the phase modulator 21 modulates the phase (hereinafter referred to as PM) of the reference signal of equation (3) with the modulation signal of equation (4). The PM modulation signal E output from the modulator 21 is pm E =Esin((2πft/N2)+pm
r Δθcos (2πf town)) Δθ: Phase shift ・・・・・・・・・・・・(5)
becomes.
次に変調信号がv c o to側のみに入力し1位相
補正回路18には入力しない場合を考える。Next, consider the case where the modulated signal is input only to the v co to side and is not input to the 1-phase correction circuit 18.
このときは、v c o toの送信出力端子10bか
らて出力される分周信号E2.′は、前記従来の技術の
楡で蓮べた(1)式および(2)式に示すのもと全く同
様のものとなる。前記(2)式の信号E ′をここに再
記すれば。At this time, the frequency divided signal E2. which is output from the transmission output terminal 10b of v co to. ' is exactly the same as shown in equations (1) and (2) of the prior art. If the signal E' of the above equation (2) is rewritten here.
f鳳
E ’ =Esi n ((2,wf t/ N
t) +f履
C(Δf/f / N l) s、X
n (2πflt) )■
・・・・・・・・・・・・・・・ (2)である。f 鳳E' = Esi n ((2, wf t/N
t) +f shoes
C(Δf/f/Nl)s,X
n (2πflt) )■ ・・・・・・・・・・・・・・・ (2).
上記(5)式および(2)式の関係を、さらに第2図(
A)、CB)を用いて説明する。同図(B)の信号Cは
、FM変調波の変調信号成分における角周波数の変化分
を示しており上記(2)式の分W4信号E ′における
変調信号成分を表わf■
している、また、同図(A)の信号すは、上記分周信号
E ′における角周波数の2πf の変化fm
ya分
(変調信号成分の変化分)を位相の変化分に変換したも
のである。なおFM変調波は等価的にPM変調を受けて
いことは既知であり、このことば第3図および第4図を
用いて後述する。一方、同図(A)の信号aは前記(5
)式、即ち位相補正回路18で発生させる補正用のPM
変調信号E をm
表している。したがって位相比較器14に入力する分周
信号E ′における変調信号成分の位相の変化分(信号
b)と、位相補正回路8で発生するPM変調信号E (
信号a)とは位相が同じものp■
となり、八〇=Δf#/Nlであれば位相変調器
器21において基準信号E をPM変調信号E でr
p■位相変調し
た信号は、分周信号EfII′における変調信号成分と
同じ成分を含むものとなって位相比較器14の出力が変
調信号成分の影響を受けることかない、′
次いでFM変調波が等価的にPM変調を受けて゛いるこ
と、およびこれに対応した位相補正回路1日の機能を第
3図および第4図を用いてさらに説明する。第3図は変
調信号の周波数f に対するF腫
M変調指数(Δf/f/Fil)を表したものであ肩
F/Ml)を位相偏移として表したものである。
謄
同グラフは数値例として分周器17の分周比N1−3Q
OGとし、周波数偏移量Δfを±8 KH2とじたも
−のである、FM変調の場合、変調信号の周波数f に
対して周波数偏移量Δfは同一であるが。The relationship between equations (5) and (2) above is further illustrated in Figure 2 (
This will be explained using A) and CB). Signal C in the same figure (B) shows the change in angular frequency in the modulation signal component of the FM modulated wave, and represents the modulation signal component in the W4 signal E' of equation (2) above. , and the signal shown in FIG.
This is obtained by converting the ya component (change in modulation signal component) into a change in phase. It is known that the FM modulated wave is equivalently subjected to PM modulation, and this will be described later using FIGS. 3 and 4. On the other hand, the signal a in FIG.
) formula, that is, the correction PM generated by the phase correction circuit 18
m represents the modulated signal E. Therefore, the phase change (signal b) of the modulated signal component in the frequency-divided signal E' input to the phase comparator 14 and the PM modulated signal E (
The signal a) has the same phase as p■, and if 80 = Δf#/Nl, then in the phase modulator 21, the reference signal E is converted to the PM modulation signal E by r
p■ The phase-modulated signal contains the same component as the modulation signal component in the frequency-divided signal EfII', so the output of the phase comparator 14 is not affected by the modulation signal component.'Then, the FM modulated wave is equivalent The fact that the signal is subjected to PM modulation and the corresponding daily functions of the phase correction circuit will be further explained with reference to FIGS. 3 and 4. FIG. 3 shows the F modulation index (Δf/f/Fil) with respect to the frequency f of the modulation signal, where F/Ml) is expressed as a phase shift.
The same graph shows the frequency division ratio N1-3Q of the frequency divider 17 as a numerical example.
OG and the frequency deviation amount Δf is ±8 KH2.
-, in the case of FM modulation, the frequency deviation amount Δf is the same for the frequency f of the modulation signal.
璽
変調指数Δf/f は第3図のように変化し、また璽
変’fJRm号の周波数f の変化に対し、周波数偏移
■
量Δfを同じとする場合は位相偏移量Δθは第4図のよ
うに変化する。第3図と第4図とは、同一内容の特性を
FM変調およびPM変調として示しでいる。そして変w
R@号の周波数f を変えても禦
FM変調の場合は変−信号の入力レベルは一定でよいが
、FM変調と同特性の位相変調特性を得る場合は、変1
A@号の周波数f に応じて変調も1号■
の入力レベルを変えてやらなければならない。The modulation index Δf/f changes as shown in Figure 3, and when the frequency f of the frequency fJRm changes, if the frequency deviation Δf remains the same, the phase deviation Δθ changes as It changes as shown in the figure. 3 and 4 show the same characteristics as FM modulation and PM modulation. And weird lol
Even if the frequency f of the R@ signal is changed, the input level of the variable signal may remain constant in the case of FM modulation, but if you want to obtain the same phase modulation characteristics as FM modulation,
For modulation, the input level of No. 1 (■) must be changed depending on the frequency f of No. A@.
このため分周信号E ′における変調信号成分子+s
と同じ成分を基準信号に重畳するための位相補正回路1
日にはF−Vコンバーター9およびVCA20が9でさ
れ、F−Vコンバータ1gで書這信−鴫の周防数f に
応じたレベルの直流電圧を発生させ、こl
の直流電圧を制御i圧としてV CA 20の制御端子
に入力させている。VCA20はこの制御電圧に応じて
変調信号を増幅し、位相変調器の変調信号入力端子21
aに入力させている。Therefore, a phase correction circuit 1 for superimposing the same component as the modulation signal component +s in the frequency divided signal E' on the reference signal.
On the other hand, the F-V converter 9 and the VCA 20 are operated at 9, and the F-V converter 1g generates a DC voltage at a level corresponding to the number f of the number f, and this DC voltage is controlled by the voltage i. The signal is input to the control terminal of the VCA 20 as a signal. The VCA 20 amplifies the modulation signal according to this control voltage, and outputs the modulation signal input terminal 21 of the phase modulator.
I am having input to a.
次に位相補正回路18における位相変調器21の構成例
およびその変調機能を第5図〜第8図を用いて説明する
。第5図は構成例、第6図は周波数特性、第7図は第6
図に対応した位相変化特性、第8図はバリキャップダイ
オードのC/V特性を示している。まず、第5図により
位相変調器18の構成を述べると、 21a 、 21
b 、および21cは、第1図に示されているように、
それぞれ変調信号入力端子、基準信号入力端子、および
位相補正された基準信号の出力端子、21dは電源端子
である。また抵抗22とバリキャップダイオード2fj
で位相偏移Δθを発生させる回路が構成されている。抵
抗23は入力抵抗、抵抗24.25はバイアス抵抗、コ
ンデンサ27は直流阻止用コンデンサである。Next, a configuration example of the phase modulator 21 in the phase correction circuit 18 and its modulation function will be explained using FIGS. 5 to 8. Figure 5 is a configuration example, Figure 6 is the frequency characteristic, Figure 7 is the 6
The phase change characteristic corresponding to the figure, and FIG. 8 shows the C/V characteristic of the varicap diode. First, the configuration of the phase modulator 18 will be described with reference to FIG. 5. 21a, 21
b, and 21c, as shown in FIG.
A modulation signal input terminal, a reference signal input terminal, and a phase-corrected reference signal output terminal, respectively, and 21d is a power supply terminal. Also, resistor 22 and varicap diode 2fj
A circuit that generates a phase shift Δθ is configured. The resistor 23 is an input resistor, the resistors 24 and 25 are bias resistors, and the capacitor 27 is a DC blocking capacitor.
モして抵抗22の抵抗値をR、バリキャップダイオード
2Bの6量値を0.5カッ−・オフ周波数をf とすれ
ばf1冨、1/2πRCjとなり、第6図中!
−
のf1点となるように設計されている。したがってこの
バリキャップダイオード26の接合容量C1を可変しf
を−Δf 〜+Δf1と可変すればば、このカットオ
フ周波数f1の変化によって第7図に示すように一Δθ
〜+Δθの範囲の位相変化が得られる。If the resistance value of the resistor 22 is R, the quantity value of the varicap diode 2B is 0.5, and the cut-off frequency is f, then f1 has a value of 1/2πRCj, as shown in Figure 6!
- It is designed to be the f1 point. Therefore, by varying the junction capacitance C1 of this varicap diode 26, f
By varying the cutoff frequency f1 from -Δf to +Δf1, as shown in FIG.
A phase change in the range ˜+Δθ is obtained.
°次にカットオフ周波数f1を移動させるにはバリアキ
ャップダイオード27の接合容量C1を可変すればよい
ので、これをWI)8図のC/V特性により説明すると
、C/V特性が比例的に変化する範囲にバイアス電圧を
設定すればよい、したがって変調信号入力端子21aか
ら入力する変調信号のレベル+ΔV〜−ΔVの変化に応
じて接合容量C6は+ΔC〜−ΔCの範囲で変化し、結
局変調信号入力端子21aから入力する変調信号のレベ
ルに応じた量の位相偏移Δθを発生させることがでる。°Next, in order to move the cutoff frequency f1, it is only necessary to vary the junction capacitance C1 of the barrier cap diode 27. To explain this using the C/V characteristics shown in Figure WI) 8, the C/V characteristics are proportionally It is only necessary to set the bias voltage within a range in which it changes.Therefore, as the level of the modulation signal input from the modulation signal input terminal 21a changes from +ΔV to -ΔV, the junction capacitance C6 changes within the range from +ΔC to -ΔC, and as a result, the modulation It is possible to generate a phase shift Δθ of an amount corresponding to the level of the modulation signal input from the signal input terminal 21a.
位相変調器21が、このよ5に機能するので、F−■コ
ンバーター8の出力で制御されるVCA20の増幅度を
選ぶことにより変調信号入力端子21aから入力する変
調信号のレベルを所要レベルとし、前述のようなFM変
調における周波数偏移Δf/f/N1とPMllill
における位相偏移層
Δθとを同一にすることができる。Since the phase modulator 21 functions in this way, by selecting the amplification degree of the VCA 20 controlled by the output of the F-■ converter 8, the level of the modulation signal input from the modulation signal input terminal 21a is set to the required level, Frequency deviation Δf/f/N1 and PMllill in FM modulation as described above
The phase shift layers Δθ can be made the same.
このように位相補正回路18で発生させる補正用のPM
変調信号を基準信号に重畳させ、PMQ講信号の重畳分
と比較信号たる前記(2)式の分間信号E ′におけ
る変調信号成分とを同一としf菖。In this way, the correction PM generated by the phase correction circuit 18
The modulated signal is superimposed on the reference signal, and the superimposed part of the PMQ signal is made the same as the modulated signal component in the minute signal E' of equation (2), which is the comparison signal.
て位相比較器14で比較することにより、結果的に位相
比較器14の出力が変調信号成分の影響を受ることがな
い、数値例を述べると分周器17の分周比を1/ N
1− 1/3000 、Δfを±8 KHzとしたとき
の変調信号の周波数I KHz 、 100Hz 、お
よび10Hzに対しΔθはそれぞれ±0.152’、±
1.52°、および± 15.2°となる。As a result, the output of the phase comparator 14 is not affected by the modulation signal component.To give a numerical example, the frequency division ratio of the frequency divider 17 is set to 1/N.
1-1/3000, and when Δf is ±8 KHz, Δθ is ±0.152' and ±0 for the modulation signal frequencies I KHz, 100Hz, and 10Hz, respectively.
1.52°, and ±15.2°.
(発明の効果)
以上説明したように、本発明の周波数変調器によれば1
位相比較器に対する基準信号の導入線路に位相補正回路
を介在させ、この位相補正回路に変調信号を加えること
によって、比較信号に含まれる変調信号の成分と同じ成
分を基準信号に重畳させたので1位相比較器の出力が変
調信号の影響を受け゛ることがなく、PLL回路は変調
信号に影響されずに作動させることができ、その応答限
界周波数である自然角周波数を変調信号に関係なく十分
大なる値に設定することができる。したがって、(イ)
広帯域にわたる変調信号に対しても十分なディビエイシ
ョン制御ができる。(ロ)プルイン時間を短くでき、チ
ャンネル切換時間を短くできる。(ハ)キャプチャーレ
ンジを広くできロックできる周波数範囲を広くできる。(Effects of the Invention) As explained above, according to the frequency modulator of the present invention, 1
By interposing a phase correction circuit in the introduction line of the reference signal to the phase comparator and adding the modulation signal to this phase correction circuit, the same component as that of the modulation signal included in the comparison signal is superimposed on the reference signal. The output of the phase comparator is not affected by the modulation signal, and the PLL circuit can operate without being affected by the modulation signal, and the natural angular frequency, which is its response limit frequency, is sufficiently maintained regardless of the modulation signal. Can be set to a large value. Therefore, (a)
Sufficient deviation control is possible even for modulated signals over a wide band. (b) Pull-in time can be shortened, and channel switching time can be shortened. (c) The capture range can be widened and the lockable frequency range can be widened.
(ニ)過渡応答速度を速くできる。(ホ)S/N比が向
上するという極めて良好な特性を得ることができる。(d) Transient response speed can be increased. (e) Very good characteristics such as an improved S/N ratio can be obtained.
第1図〜第8図はこの発明に係る周波数変調器の実施例
を示すもので、′141rl!Jは系統図、第2図は基
準信号に重畳する変調信号成分等を示す波形図、第3図
は変調信号の周波数に対するFM変調指数を表わす特性
図、第4図は同上特性に対応した。変調信号の周波数に
対する位相偏移の特性図第5図はWS1図における位相
補正回路をさらに詳細に示す回路図、第6図は同上位相
補正回路の周波数特性を示す特性図、第7図は同上周波
数特性に対応した位相変化特性を示す特性図、第8図は
位相補正回路におけるバリキャップダイオードのC/V
特性を示す特性図、第9図は従来の周波数変調器を適用
した移動無線通信機を示す系統図、第10図は同上通信
機に適用される従来の周波数変調器を示す系統図、第1
1図はPLL回路を用いた周波数変調器の周波数位相誤
差特性を示す特性図、第12図はPLL回路を用いた周
波数変調器の周波数応答特性を示す特性図である。
10a=変調信号入力端子、10b:送信出力端子、1
0c:チャンネル制御信号の入力端子。
12:基準波発振器、 13.l?:分周器、14:位
相比較器、 15:低域通過フィルタ、18:?!!
圧制御発振器、18:位相補正回路。
19:F−Vコンバータ、20:電圧制御増幅器。
21:位相変調器、
2B:バリキャップダイオード。
第1図
第2図1 to 8 show embodiments of the frequency modulator according to the present invention.'141rl! J is a system diagram, FIG. 2 is a waveform diagram showing modulation signal components superimposed on the reference signal, etc., FIG. 3 is a characteristic diagram showing the FM modulation index with respect to the frequency of the modulation signal, and FIG. 4 corresponds to the above characteristics. Characteristic diagram of phase shift with respect to frequency of modulated signal Figure 5 is a circuit diagram showing the phase correction circuit in Figure WS1 in more detail, Figure 6 is a characteristic diagram showing the frequency characteristics of the phase correction circuit as above, Figure 7 is same as above. A characteristic diagram showing the phase change characteristics corresponding to the frequency characteristics, Figure 8 shows the C/V of the varicap diode in the phase correction circuit.
A characteristic diagram showing the characteristics, FIG. 9 is a system diagram showing a mobile radio communication device to which a conventional frequency modulator is applied, and FIG. 10 is a system diagram showing a conventional frequency modulator applied to the same communication device.
FIG. 1 is a characteristic diagram showing frequency phase error characteristics of a frequency modulator using a PLL circuit, and FIG. 12 is a characteristic diagram showing frequency response characteristics of a frequency modulator using a PLL circuit. 10a=modulation signal input terminal, 10b: transmission output terminal, 1
0c: Channel control signal input terminal. 12: Reference wave oscillator, 13. l? : Frequency divider, 14: Phase comparator, 15: Low pass filter, 18: ? ! !
Pressure controlled oscillator, 18: Phase correction circuit. 19: F-V converter, 20: Voltage control amplifier. 21: Phase modulator, 2B: Varicap diode. Figure 1 Figure 2
Claims (1)
器から出力される発振信号の成分である比較信号とを位
相比較器に導入し、前記基準信号の位相と比較信号の位
相とを当該位相比較器で比較し、該位相比較器で検出さ
れた位相差に基づいて発振周波数が制御される前記電圧
制御発振器に変調信号を加えて周波数変調波を得る周波
数変調器において、前記基準信号の導入線路に位相補正
回路を介在させ、該位相補正回路に前記変調信号を加え
ることによって、前記比較信号に含まれる前記変調信号
の成分と同じ成分を前記基準信号に重畳させ、前記位相
比較器の出力が前記変調信号の影響を受けないようにす
ることを特徴とする周波数変調器。A reference signal outputted from the reference oscillation means and a comparison signal which is a component of the oscillation signal outputted from the voltage controlled oscillator are introduced into a phase comparator, and the phase of the reference signal and the phase of the comparison signal are compared. In a frequency modulator that obtains a frequency modulated wave by adding a modulation signal to the voltage controlled oscillator, the oscillation frequency of which is controlled based on the phase difference detected by the phase comparator, an introduction line for the reference signal; By interposing a phase correction circuit in the phase correction circuit and adding the modulation signal to the phase correction circuit, the same component as that of the modulation signal included in the comparison signal is superimposed on the reference signal, and the output of the phase comparator is A frequency modulator characterized in that it is not influenced by the modulation signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20303685A JPS6264105A (en) | 1985-09-13 | 1985-09-13 | Frequency modulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20303685A JPS6264105A (en) | 1985-09-13 | 1985-09-13 | Frequency modulator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6264105A true JPS6264105A (en) | 1987-03-23 |
Family
ID=16467284
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20303685A Pending JPS6264105A (en) | 1985-09-13 | 1985-09-13 | Frequency modulator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6264105A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4848018B2 (en) * | 2007-01-18 | 2011-12-28 | 三菱電機株式会社 | Closed switchboard for electric power |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5830341B2 (en) * | 1979-06-18 | 1983-06-28 | ユニオン、カ−バイド、コ−ポレ−シヨン | Polyarylate blends with copolyesters |
-
1985
- 1985-09-13 JP JP20303685A patent/JPS6264105A/en active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5830341B2 (en) * | 1979-06-18 | 1983-06-28 | ユニオン、カ−バイド、コ−ポレ−シヨン | Polyarylate blends with copolyesters |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP4848018B2 (en) * | 2007-01-18 | 2011-12-28 | 三菱電機株式会社 | Closed switchboard for electric power |
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