JPS6252993B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はVTRにおいて、隣接ビデオテープト
ラツクからの輝度信号クロストーク除去に関する
ものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to the removal of luminance signal crosstalk from adjacent videotape tracks in a VTR.

家庭用VTRでは、隣接ビデオテープトラツク
からの輝度信号のクロストーク除去手段として、
アジマス記録が採用されている。さらに該クロス
トークを軽減するためにノンリニアエンフアシ
ス・デイエンフアシス技術（記録時に高周波成分
のレベルの低いものほど強調して記録し、再生時
にはその逆特性をもたせるもの。）や視覚的な軽
減を図るキヤリア・オフセツト記録（記録時に１
フイールド毎にFMキヤリア周波数を水平走査周
波数Ｈのｎ＋１／２倍だけシフトして記録するも の。ただしｎは整数である。）が採用されてい
る。 In home VTRs, this method is used to remove crosstalk from luminance signals from adjacent videotape tracks.
Azimuth recording is used. Furthermore, in order to reduce the crosstalk, we use non-linear emphasis/de-emphasis technology (a technique that emphasizes the lower levels of high frequency components during recording and gives the opposite characteristics during playback) and visual reduction. Carrier offset record (1 when recording)
The FM carrier frequency is shifted by n+1/2 times the horizontal scanning frequency H for each field and recorded. However, n is an integer. ) has been adopted.

しかし、VTRの長時間化記録が進み、上記の
クロストーク除去対策だけでは十分なＳ／Ｎを確
保することが困難となり、このため後述するライ
ン相関回路技術が開発されている。 However, as VTR recording continues for longer periods of time, it has become difficult to ensure a sufficient S/N ratio using only the above-mentioned crosstalk removal measures, and for this reason, line correlation circuit technology, which will be described later, has been developed.

ライン相関回路技術とは、現ビデオ信号と現ビ
デオ信号の1H前の信号を比較し、両信号の内、
振幅の小さいものだけを取り出し、現ビデオ信号
から差し引くものである。テレビ信号はライン間
の相関が強いのに対し、VTRにおいて、隣接ビ
デオテープトラツクからのクロストーク成分は復
調後にはライン相関がない。したがつて、現ビデ
オ信号から現ビデオ信号の1H前の信号を減算す
ることにより、クロストーク成分のみを取り出す
ことができる。特に、前述したキヤリアオフセツ
ト記録を行なつた磁気テープを再生する場合、復
調されたクロストーク成分はライン毎に極性が反
転するため、現ビデオ信号から上記の減算より取
り出されたクロストーク成分を減算することによ
り、クロストーク成分が抑圧できる。 Line correlation circuit technology compares the current video signal with the signal 1H before the current video signal, and
Only the small amplitude is extracted and subtracted from the current video signal. Whereas television signals have strong line-to-line correlation, in a VTR, crosstalk components from adjacent video tape tracks have no line correlation after demodulation. Therefore, by subtracting the signal 1H before the current video signal from the current video signal, only the crosstalk component can be extracted. In particular, when playing back a magnetic tape on which the carrier offset recording described above has been performed, the polarity of the demodulated crosstalk component is reversed line by line. By subtracting, crosstalk components can be suppressed.

第１図に従来のライン相関回路の一例を示す。 FIG. 1 shows an example of a conventional line correlation circuit.

FM入力端子１から再生等化されたFM信号が
入力され、該FM信号はFMリミツタ回路２を通
り、復調器３に入力される。該復調器３で復調さ
れたビデオ信号はLPF４を通り、デイエンフアシ
ス回路５に入力され、該デイエンフアシス回路５
で周波数特性補正された後、アツプコンバータ回
路６、第１の減算器１０、第２の減算器１２に並
列接続される。まず、該アツプコンバータ回路６
でアツプコンバートされたビデオ信号は、少なく
とも該ビデオ信号の低域成分を通過させ得る帯域
幅を持つ1H遅延回路７を通り、ここで1H遅延さ
れたビデオ信号はダウンコンバータ回路８で元の
周波数に戻される。上記のようにして1H遅延さ
れたビデオ信号はLPF９を通つて、第１の減算器
１０に入力される。該第１の減算器でデイエンフ
アシス回路５からの現ビデオ信号から1H前のビ
デオ信号を減算することにより、クロストーク成
分のみが取り出され、該クロストーク成分はビデ
オリミツタ回路１１を通つて第２の減算器１２に
入力される。該第２の減算器１２で上記のデイエ
ンフアシス回路５からの現ビデオ信号からクロス
トーク成分が除去される。 A reproduced and equalized FM signal is input from an FM input terminal 1, passes through an FM limiter circuit 2, and is input to a demodulator 3. The video signal demodulated by the demodulator 3 passes through the LPF 4 and is input to the de-emphasis circuit 5.
After the frequency characteristics are corrected in , the up-converter circuit 6, the first subtracter 10, and the second subtracter 12 are connected in parallel. First, the up converter circuit 6
The up-converted video signal passes through a 1H delay circuit 7 that has a bandwidth that allows at least the low frequency components of the video signal to pass through, and the video signal delayed by 1H is returned to its original frequency in a down-converter circuit 8. be returned. The video signal delayed by 1H as described above is input to the first subtracter 10 through the LPF 9. By subtracting the 1H previous video signal from the current video signal from the de-emphasis circuit 5 in the first subtracter, only the crosstalk component is extracted, and the crosstalk component is passed through the video limiter circuit 11 to the second subtractor. The signal is input to the device 12. The second subtracter 12 removes crosstalk components from the current video signal from the de-emphasis circuit 5 described above.

（ここで、ビデオリミツタ回路１１は、第１の
減算器１０の出力の内、振幅の小さい成分のみを
取り出すためのものであり、一般にライン相関の
ない垂直方向の輪郭部の信号が減算されるのを防
ぐためのものである。） 上記の従来例では1H遅延回路７に入力する信
号としてビデオ信号を用いている。したがつて、
一般のガラス遅延線を用いた回路では十分な通過
帯域が確保できないため、アツプコンバータによ
る帯域確保を採用している。すなわち、ガラス遅
延線の通過帯域幅が、ガラス遅延線の帯域中心と
ともに増すことを利用するもので、一旦ビデオ信
号をアツプコンバートし、ガラス遅延線の帯域中
心をアツプコンバートされたビデオ信号の内、少
なくとも低域側の帯域をもつような周波数に選定
することにより、帯域確保を図つている。 (Here, the video limiter circuit 11 is for extracting only the component with small amplitude from the output of the first subtracter 10, and generally the signal of the vertical contour without line correlation is subtracted. ) In the above conventional example, a video signal is used as the signal input to the 1H delay circuit 7. Therefore,
Since a circuit using a general glass delay line cannot secure a sufficient pass band, an up converter is used to secure the band. That is, it utilizes the fact that the passband width of the glass delay line increases with the band center of the glass delay line. Bandwidth is secured by selecting a frequency that has at least a low band.

したがつて、上記の従来例では、アツプコンバ
ータ、ダウンコンバータ回路および、高価な広帯
域遅延線を必要とする欠点がある。 Therefore, the above conventional example has the drawback of requiring an up-converter, a down-converter circuit, and an expensive broadband delay line.

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点であ
る広帯域で高価なガラス1H遅延線の代りに、一
般に用いられているガラス遅延線と同程度の帯域
および価格の1H遅延線を用い、より低価格なラ
イン相関回路を提供することにある。 An object of the present invention is to use a 1H delay line with the same bandwidth and price as the commonly used glass delay line, and to use a 1H delay line with the same bandwidth and price as the commonly used glass delay line, in place of the broadband and expensive glass 1H delay line, which has the drawbacks of the prior art described above. The purpose of this invention is to provide an inexpensive line correlation circuit.

本発明では、1H遅延回路に入力される信号と
してビデオ信号の代わりにFM信号を用い、現再
生FM信号用と1H遅延されたFM信号用の２つの
復調器を設け、かつ復調された現ビデオ信号用と
1H遅延されたビデオ信号用の夫々のデイエンフ
アシス回路を設け、該回路出力をクロストーク成
分を取り出すための第１の減算器および現ビデオ
信号からクロストーク成分を減算するための第２
の減算器に供給する。そして、1H遅延信号がFM
系で生じた周波数特性の劣化を遅延ビデオ信号用
デイエンフアシス回路特性により補正する。 In the present invention, an FM signal is used instead of a video signal as a signal input to the 1H delay circuit, two demodulators are provided, one for the currently reproduced FM signal and the other for the 1H delayed FM signal, and the demodulated current video For signals and
A respective de-emphasis circuit for the 1H delayed video signal is provided, the circuit output being a first subtractor for extracting the crosstalk component and a second subtractor for subtracting the crosstalk component from the current video signal.
subtractor. And the 1H delayed signal is FM
The deterioration of frequency characteristics caused in the system is corrected by the characteristics of the de-emphasis circuit for delayed video signals.

すなわち、現ビデオ信号用デイエンフアシス特
性に対して、遅延ビデオ用デイエンフアシス特性
の約1MHz以上のデイエンフアシス量を約6dB減
らすものである。 In other words, the de-emphasis amount of the delayed video de-emphasis characteristic at approximately 1 MHz or more is reduced by approximately 6 dB compared to the de-emphasis characteristic for the current video signal.

以下実施例により本発明を詳細に説明する。 The present invention will be explained in detail below with reference to Examples.

第２図に本発明によるライン相関回路の一実施
例を示す。 FIG. 2 shows an embodiment of the line correlation circuit according to the present invention.

FM入力信号端子１は第１のリミツタ回路１３
に接続され、該リミツタ回路は第１の復調器１４
および1H遅延回路１７に並列接続される。第１
の復調器１４は第１のLPF１５を通して第１のデ
イエンフアシス回路１６に接続され、該デイエン
フアシス回路１６は第１，第２の減算器１０，１
２に並列接続される。上記1H遅延回路１７は第
２のリミツタ回路１８、第２の復調器１９、第２
のLPF２０、第２のデイエンフアシス回路２１と
直列接続された後、第１の減算器１０に接続され
る。第１の減算器１０の出力はビデオリミツタ回
路１１を通して第２の減算器１２に供給される。 FM input signal terminal 1 is the first limiter circuit 13
and the limiter circuit is connected to the first demodulator 14
and 1H delay circuit 17 in parallel. 1st
The demodulator 14 is connected to a first de-emphasis circuit 16 through a first LPF 15, and the de-emphasis circuit 16 is connected to the first and second subtracters 10, 1.
2 are connected in parallel. The 1H delay circuit 17 includes a second limiter circuit 18, a second demodulator 19, a second
The LPF 20 and the second de-emphasis circuit 21 are connected in series, and then connected to the first subtracter 10. The output of the first subtractor 10 is supplied to a second subtractor 12 through a video limiter circuit 11.

以下、この回路の動作について説明する。 The operation of this circuit will be explained below.

FM入力信号端子１から入力される再生等化さ
れたFM信号は第１のFMリミツタ回路１３を通
り、第３図ａに示すような上，下側波帯のエネル
ギーを十分に持つたFM信号となる。該FM信号
は、現再生信号用の第１の復調器１４と1H遅延
回路１７とに分岐供給される。 The reproduced equalized FM signal input from the FM input signal terminal 1 passes through the first FM limiter circuit 13, and becomes an FM signal with sufficient energy in the upper and lower sidebands as shown in Figure 3a. becomes. The FM signal is branched and supplied to a first demodulator 14 for the current reproduction signal and a 1H delay circuit 17.

ここで、1H遅延回路１７に用いられる遅延線
の通過帯域は、FMキヤリア２２および上側波帯
を通すように選定されている。すなわち、VHS
方式VTRの場合、キヤリア周波数は3.4MHz〜
4.4MHzであり、FMキヤリア２２と上側波帯の帯
域幅合計は3.4MHz〜7.4MHzとなり、ガラス遅延
線の帯域中心を約5.5MHzに選ぶことにより、約
3M〜8MHzの通過帯域幅が確保できる。 Here, the passband of the delay line used in the 1H delay circuit 17 is selected to pass the FM carrier 22 and the upper sideband. That is, VHS
For system VTR, the carrier frequency is 3.4MHz ~
4.4MHz, and the total bandwidth of the FM carrier 22 and upper sideband is 3.4MHz to 7.4MHz, and by selecting the band center of the glass delay line at approximately 5.5MHz, approximately
A passband width of 3M to 8MHz can be secured.

したがつて、上記の通過帯域幅を持つた1H遅
延回路１７に第３図ａに示すようなエネルギーを
持つFM信号を入力することにより、第３図ｂに
示すようなFMキヤリアおよび上側波帯のエネル
ギーが支配的なFM信号２４が得られる。該FM
信号２４を第２のリミツタ回路１８に入力するこ
とにより、第３図ｃに示すような下側波帯エネル
ギーが復元されたFM信号２５が得られる。 Therefore, by inputting an FM signal with energy as shown in FIG. 3a to the 1H delay circuit 17 having the above-mentioned passband width, an FM carrier and an upper sideband as shown in FIG. 3b can be generated. An FM signal 24 in which energy is dominant is obtained. The FM
By inputting the signal 24 to the second limiter circuit 18, an FM signal 25 with restored lower sideband energy as shown in FIG. 3c is obtained.

このように、第１の復調器１４には現FM信号
として第１のリミツタ出力２３が入力され、第２
の復調器１９には、遅延FM信号として、第２の
リミツタ出力２５が入力される。第１の復調器１
４で復調された現ビデオ信号は第１のLPF１５に
よつて高域成分が取り除かれた後、第１のデイエ
ンフアシス回路１６に入力される。第２の復調器
１９で復調された1H遅延ビデオ信号は、第２の
LPF２０を通つて、第２のデイエンフアシス回路
２１に入力される。そして、夫々のデイエンフア
シス回路１６，２１からの現ビデオ信号および
1H遅延ビデオ信号が第１の減算器１０に入力さ
れる。該減算器１０は上記したように現ビデオ信
号から1H前のビデオ信号を減算することによつ
てクロストーク成分のみを取り出すためのもので
あり、クロストーク成分のみを取り出すために
は、第１の減算器１０に入力される現ビデオ信号
と1H前のビデオ信号とのレベル、位相波形を
夫々一致させる必要がある。 In this way, the first limiter output 23 is input to the first demodulator 14 as the current FM signal, and the second
The second limiter output 25 is input to the demodulator 19 as a delayed FM signal. first demodulator 1
The current video signal demodulated in step 4 is inputted to a first de-emphasis circuit 16 after high-frequency components are removed by the first LPF 15. The 1H delayed video signal demodulated by the second demodulator 19 is
The signal is input to the second de-emphasis circuit 21 through the LPF 20. The current video signals from the respective de-emphasis circuits 16 and 21 and
The 1H delayed video signal is input to the first subtractor 10. As mentioned above, the subtracter 10 is for extracting only the crosstalk component by subtracting the video signal from 1H before from the current video signal. It is necessary to match the level and phase waveform of the current video signal input to the subtracter 10 and the video signal 1H before.

ここで問題となるのは、第１、第２の復調器１
４，１９に入力されるFM信号のエネルギー分布
が異なることである。すなわち、第１の復調器１
４の入力信号２３に対して第２の復調器１９の入
力信号２５は上，下側波帯エネルギーが約6dB劣
化している。したがつて、第１の復調器１４の出
力として得られる現ビデオ信号に対して、第２の
復調器１９の出力として得られる遅延ビデオ信号
の周波数特性が劣化する。具体的には、ビデオ信
号の約1MHz以上の成分が約6dB劣化する。本発
明では、この劣化分を次段のデイエンフアシス回
路で補正し、第１の減算器入力の夫々のビデオ信
号のレベルおよび周波数特性を一致させている。 The problem here is that the first and second demodulators 1
The difference is that the energy distribution of the FM signals input to 4 and 19 is different. That is, the first demodulator 1
The upper and lower sideband energies of the input signal 25 of the second demodulator 19 are degraded by about 6 dB with respect to the input signal 23 of the second demodulator 19. Therefore, the frequency characteristics of the delayed video signal obtained as the output of the second demodulator 19 are degraded with respect to the current video signal obtained as the output of the first demodulator 14. Specifically, the components of the video signal of about 1 MHz or higher are degraded by about 6 dB. In the present invention, this deterioration is corrected by a de-emphasis circuit in the next stage, and the level and frequency characteristics of each video signal input to the first subtracter are matched.

ここで、上記の劣化分の補正について説明す
る。 Here, correction for the above deterioration will be explained.

第１のデイエンフアシス回路１４は現ビデオ信
号のデイエンフアシス特性を設定するものであ
り、これは一般に記録時のエンフアシス特性との
関係により一義的に定まる。それに対して第２の
デイエンフアシス回路１９は1H遅延後のビデオ
信号のデイエンフアシス特性を設定するものであ
り、記録時のエンフアシス特性に関係なく設定す
ることが可能である。 The first de-emphasis circuit 14 sets the de-emphasis characteristic of the current video signal, and this is generally uniquely determined by the relationship with the emphasis characteristic during recording. On the other hand, the second de-emphasis circuit 19 sets the de-emphasis characteristic of the video signal after 1H delay, and can be set regardless of the emphasis characteristic at the time of recording.

したがつて、第４図に示すように、第２のデイ
エンフアシス回路特性２６を第１のデイエンフア
シス回路特性２７に対して、約1.5MHz以上の高
域において、デイエンフアシス量が約6dB減じた
特性とすることにより、劣化分が補正され、夫々
のビデオ信号の周波数特性を一致させることがで
きる。 Therefore, as shown in FIG. 4, the second de-emphasis circuit characteristic 26 is set to have a characteristic in which the amount of de-emphasis is reduced by about 6 dB in the high frequency range of about 1.5 MHz or more, compared to the first de-emphasis circuit characteristic 27. As a result, the deterioration can be corrected and the frequency characteristics of the respective video signals can be matched.

上記のようにしてレベルおよび周波数特性が一
致した現ビデオ信号と現ビデオ信号の1H前のビ
デオ信号を第１の減算器１０で減算することによ
り、ライン相関性からクロストーク成分のみが取
り出される。該クロストーク成分をビデオリミツ
タ回路１１で処理した後に第２の減算器１２に入
力し、現ビデオ信号からクロストーク成分のみを
減算し、クロストーク成分の除去された現ビデオ
信号が得られる。 By subtracting the current video signal whose level and frequency characteristics match as described above and the video signal 1H before the current video signal using the first subtractor 10, only the crosstalk component is extracted from the line correlation. After the crosstalk component is processed by the video limiter circuit 11, it is input to the second subtracter 12, and only the crosstalk component is subtracted from the current video signal, thereby obtaining the current video signal from which the crosstalk component has been removed.

本発明では復調器が２つ必要となる欠点がある
が、アツプコンバータ回路およびダウンコンバー
タ回路が削減され、さらに高価な広帯域の遅延線
を必要としないため、より低価格なライン相関回
路を構成することができる。 Although the present invention has the disadvantage of requiring two demodulators, it reduces the number of up-converter circuits and down-converter circuits, and does not require an expensive wideband delay line, resulting in a lower-cost line correlation circuit. be able to.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のライン相関回路の一例を示すブ
ロツク図、第２図は本発明によるライン相関回路
一実施例を示すブロツク図、第３図ａ〜ｃは本発
明を説明するためのFM信号のエネルギー分布特
性図、第４図はデイエンフアシス回路のデイエン
フアシス特性図である。 １０……第１の減算器、１１……ビデオリミツ
タ回路、１２……第２の減算器、１３……第１の
リミツタ回路、１４……第１の復調器、１５……
第１のLPF、１６……第１のデイエンフアシス回
路、７，１７……1H遅延回路、１８……第２の
リミツタ回路、１９……第２の復調器、２０……
第２のLPF、２１……第２のデイエンフアシス回
路。 FIG. 1 is a block diagram showing an example of a conventional line correlation circuit, FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the line correlation circuit according to the present invention, and FIGS. 3 a to 3 c are FM signals for explaining the present invention. FIG. 4 is a de-emphasis characteristic diagram of the de-emphasis circuit. 10...First subtractor, 11...Video limiter circuit, 12...Second subtractor, 13...First limiter circuit, 14...First demodulator, 15...
1st LPF, 16...first de-emphasis circuit, 7, 17...1H delay circuit, 18...second limiter circuit, 19...second demodulator, 20...
Second LPF, 21...second de-emphasis circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 角度変調されたビデオ信号が入力される第１
のリミタと、第１のリミタの出力信号が導かれる
第１のFM復調器と、第１のFM復調器の出力信
号が導かれる第１のローパスフイルタと第１のデ
イエンフアシス回路と、第１のリミタの出力信号
を１水平走査期間遅延させる遅延回路と該遅延回
路の出力信号が導かれる第２のリミタと、第２の
リミタの出力信号が導かれる第２のFM復調器
と、第２のFM復調器の出力信号が導かれる第２
のローパスフイルタと第２のデイエンフアシス回
路と、第１のデイエンフアシス回路の出力信号と
第２のデイエンフアシス回路の出力信号とが導か
れる第１の減算回路と、第１の減算回路の出力信
号が導かれるビデオリミタと、第１のデイエンフ
アシス回路の出力信号とビデオリミタの出力信号
とが導かれる第２の減算回路とを少なくとも具備
し、第１のデイエンフアシス回路のデイエンフア
シス量を第２のデイエンフアシス回路のデイエン
フアシス量より大きく選ぶことを特徴とするライ
ン相関回路。 ２ 特許請求の範囲第１項記載のライン相関回路
において、第１のリミタの入力信号を下側帯波が
上側帯波より大きい角度変調されたビデオ信号と
し、上記１水平走査遅延回路を該角度変調信号の
中心周波数より高い帯域中心周波数を持つガラス
遅延線とし、該ガラス遅延線の出力信号中の上側
帯波が下側帯波より大きいことを特徴とするライ
ン相関回路。[Scope of Claims] 1. A first channel into which an angle-modulated video signal is input.
a first FM demodulator to which the output signal of the first limiter is guided, a first low-pass filter and a first de-emphasis circuit to which the output signal of the first FM demodulator is guided; a delay circuit that delays the output signal of the limiter by one horizontal scanning period; a second limiter to which the output signal of the delay circuit is guided; a second FM demodulator to which the output signal of the second limiter is guided; the second, from which the output signal of the FM demodulator is guided;
a low-pass filter, a second de-emphasis circuit, a first subtraction circuit to which the output signal of the first de-emphasis circuit and an output signal of the second de-emphasis circuit are guided, and an output signal of the first subtraction circuit to which the output signal of the first subtraction circuit is guided. It comprises at least a video limiter and a second subtraction circuit to which the output signal of the first de-emphasis circuit and the output signal of the video limiter are guided, and the de-emphasis amount of the first de-emphasis circuit is made larger than the de-emphasis amount of the second de-emphasis circuit. A line correlation circuit characterized by selecting. 2. In the line correlation circuit according to claim 1, the input signal of the first limiter is an angle-modulated video signal in which the lower side band is larger than the upper side band, and the first horizontal scanning delay circuit is configured to use the angle-modulated video signal. 1. A line correlation circuit characterized in that the glass delay line has a band center frequency higher than the center frequency of a signal, and the upper side band wave in the output signal of the glass delay line is larger than the lower side band wave.