JPS6252823B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

本発明は交流三相３線式電路、特に三相３線変
圧器２次一端接地式電路の活線型絶縁抵抗、対地
浮遊容量の測定方法に関する。 従来三相３線２次一端接地式電路の絶縁抵抗測
定の第１の方法として、例えば雑誌「図説電気」
の1979年第20巻１号24〜28ページに示された方法
があるが、これは接地線を切断してそこに直列に
低周波印加用のトランスと漏洩電流検出用抵抗を
挿入接続する方法である。この方法によれば漏洩
電流中の有効分を検出することにより非接地相電
路の並列合成絶縁抵抗を得ることができるが、接
地線に上述工事を追加する必要にせまられるため
簡単に、測定を実施することができない。また接
地線にトランス、漏洩電流検出用抵抗が挿入され
るため接地線のインピーダンスが高くなる傾向に
あり、一般の接地系の接地抵抗にはしかるべき規
定値が定められているためのぞましいものとは言
えない。 また電路に地絡があつた場合、地絡電流は直接
接地線に流れるための上述のトランス、漏洩電流
検出用抵抗の大容量のものを必要とするため多く
の問題がある。 また従来の三相３線電路で２次一端接地式電路
の絶縁抵抗測定の第２の方法として上述の雑誌
（同年、同巻、同号の18〜23ページ）に示されて
いる方法がある。これは商用周波数による漏洩電
流中の各非接地相毎の有効成分をもとめ、それら
の和によつて非接地相の並列合成絶縁抵抗を求め
る方法であるが、同文中にも示されている通り、
非接地相２線の対地浮遊容量が等しくない場合こ
の不平衡分のみ誤差要因となつて正しい並列合成
絶縁抵抗測定値を得ることができない。 本発明の方法は上記問題をすべて解決するだけ
でなく、各非接地相電路の絶縁抵抗、対地浮遊容
量等をそれぞれ測定できるため、どの非接地相電
路の絶縁が悪いか直接判断できるものである。 以下図面を参照しながら本発明を詳細に説明す
る。 第１図は本発明の原理を示す図であり三相変圧
器２次一端接地の例を示している。 TR１は三相３線式変圧器で２次三角形回路で
ある。Ｓ相が接地線ELで接地されている。Ｚ₁、
_２、_３は負荷である。I₁，I₂，I₃はそれぞれ、Ｒ相、
Ｓ相、Ｔ相の負荷電流である。R₁，R₂ならびに
C₁，C₂はそれぞれ非接地電路Ｒ相、Ｔ相の絶縁
抵抗ならびに対地浮遊容量である。ig₁，ig₂は、
非接地電路のそれぞれから絶縁抵抗、対地浮遊容
量を介して流出する漏洩電流である。したがつ
て、接地線ELが貫通する零相変流器ZCT出力に
は広く知られているように漏洩電流ig₁＋ig₂が得
られる。 ところでＲ相の電圧をE0sinω0t、Ｔ相の電圧
をE0sin（ω0t−）とする。 ここでω０は商用角周波数、＝120゜であ
る。したがつて、漏洩電流ig₁＋ig₂の角周波数ω
_０の成分をig₁₀＋ig₂₀とすれば ig₁₀＋ig₂₀＝Ｅ_０／Ｒ_１sinω₀t＋ω₀C₁E₀cosω₀t＋Ｅ_０／Ｒ_２sin（ω₀t−） ＋ω₀C₂E₀cos（ω₀t−） …… となる。式に相当する電流は零相変流器ZCT
の出力を中心角周波数ω_０のバンドパスフイルタ
F₁に通すことにより得られる。 漏洩電流ig₁₀＋ig₂₀とＲ相の電圧E₀sinω₀tとの
積をとると、 （ig₁₀＋ig₂₀）E₀sinω₀t＝Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２cos＋ω_０Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２sin −Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１cos2ω₀t＋ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２sin2ω₀t −Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２cos（２ω₀t−）＋ω_０Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２ sin（２ω₀t−） …… となる。式の直流分をＡとすれば、式から Ａ＝Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２cos＋ω_０Ｃ_２
Ｅ_０ ^２／２sin…… となる。これは漏洩電流中の角周波数ω_０におけ
るＲ相の有効分である。 また、漏洩電流ig₁₀＋ig₂₀とＴ相の電圧E₀sin
（ω₀t−）との積をとると、 （ig₁₀＋ig₂₀）E₀sin（ω₀t−）＝Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１cos−ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２sin Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１cos（２ω₀t−）＋ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２ sin（２ω₀t−）−Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２cos2（ω₀t−） …… となる。式の直流分をＢとすれば、式から Ｂ＝Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１cos−ω_０Ｃ_１
Ｅ_０ ^２／２sin…… となる。これは漏洩電流中の角周波数ω_０におけ
るＴ相の有効分である。ところで直流分Ａと直流
分Ｂとの和をＰとすれば Ｐ＝Ａ＋Ｂ 、式から ＝Ｅ_０ ^２（１＋ｃｏｓ）／２・（１／Ｒ_１＋１／Ｒ_２）−ω_０Ｅ_０ ^２ｓｉｎ／２・（C₁−C₂） …… となる。したがつてＰは対地浮遊容量C₁，C₂が
等しい場合式の第２項は零となるから、このと
きに限りＰの値は絶縁抵抗R₁，R₂の並列合成抵
抗値に逆比例した値となる。 ところでＲ相の電圧を90゜移相器で位相を90゜
だけシフトすることによりE₀cosω₀tを得ること
ができるが、これと漏洩電流ig₁₀＋ig₂₀との積を
とると （ig₁₀＋ig₂₀）・E₀cosω₀t＝ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２−Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２sin＋ω_０Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２cos ＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１sin2ω₀t＋ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２cos2ω₀t ＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２sin（２ω₀t−）＋ω_０Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２cos （２ω₀t−） …… となる。式の直流分をＣとすれば、式から Ｃ＝ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２−Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２sin＋ω_０
Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２cos…… となる。これは漏洩電流中の角周波数ω_０におけ
るＲ相の無効分である。 またＴ相の電圧を90゜移相器で位相を90゜だけ
シフトすることによりE₀cos（ω₀t−）を得る
ことができるが、これと漏洩電流ig₁₀＋ig₂₀との
積をとると、 （ig₁₀＋ig₂₀）・E₀cos（ω₀t−）＝Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１sin＋ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２cos＋ω_０Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２ ＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１sin（２ω₀t−〓）＋ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２cos （２ω₀t−）＋Ｅ_０ ^２／２Ｒ_２sin2（ω₀t−） ＋ω_０Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２cos2（ω₀t＋） …… となる。式の直流分をＤとすれば式から Ｄ＝Ｅ_０ ^２／２Ｒ_１sin＋ω_０Ｃ_１Ｅ_０ ^２／２cos＋
ω_０Ｃ_２Ｅ_０ ^２／２…… となる。これは漏洩電流中の角周波数ω_０におけ
るＴ相の無効分である。 ところで直流分Ｃと直流分Ｄとの和をＱとすれ
ば、 Ｑ＝Ｃ＋Ｄ 式、式から ＝ω_０Ｅ_０ ^２（１＋ｃｏｓ）／２・（C₁＋C₂）＋Ｅ_０ ^２ｓｉｎ／２（１／Ｒ_１−１／Ｒ_２） …… となる。したがつてＱは絶縁抵抗R₁，R₂が等し
い場合、式の第２項は零となるから、このとき
限りＱの値は対地浮遊容量の並列合成値に比例し
た値となることが分る。 第１図においてトランスTR２は接地線ELが貫
通する低周波発振トランス又は発振器出力をパワ
ーアンプに接続した結合トランスであり、OSCC
は低周波発振回路である。かくすることにより接
地線ELには角周波数ω_１の微弱な低周波電圧
e₁sinω₁tを誘起させることができる。したがつ
て、この電圧によつて流れる漏洩電流をig₁₁＋
ig₂₁とすれば、これは零相変流器ZCT出力を中心
角周波数ω_１のバンドパスフイルタF₂に通すこ
とにより、得ることができる。 すなわち、 ig₁₁＋ig₂₁＝ｅ_１／Ｒ_１sinω₁t＋ω₁C₁e₁cosω₁t ＋ｅ_１／Ｒ_２sinω₁t＋ω₁C₂e₁cosω₁t …… となる。漏洩電流ig₁₁＋ig₂₁と上述の微弱な低周
波電圧e₁sinω₁tに比例した電圧e₀sinω₁tとの積を
とると （ig₁₁＋ig₂₁）e₀sinω₁t＝ｅ_１ｅ_０／２（１／Ｒ_１＋１／Ｒ_２）−（ｅ_０ｅ_１／２cos2ω₁t ＋ω_１ｅ_０ｅ_１（Ｃ_１＋Ｃ_２）／２・sin2ω₀t …… 式の直流分をＦとすれば、式から Ｆ＝ｅ_１ｅ_０／２（１／Ｒ_１＋１／Ｒ_２）……
これは漏洩電流中の角周波数ω_１における有効分
である。また上述の電圧e₀sinω₁tを90゜移相器で
90゜だけシフトすることによりe₀cosω₁tを得る
ことができるが、これと漏洩電流ig₁₁＋ig₂₁との
積をとると （ig₁₁＋ig₂₁）・e₀cosω₁t＝ω_１ｅ_０ｅ_１／２（C₁＋C₂）＋ｅ_０ｅ_１／２（１／Ｒ_１＋１／Ｒ_２） sin2ω₁t＋ω_１ｅ_０ｅ_１／２（C₁＋C₂）・cos2ω₁t …… 式の直流分をＧとすれば、式から Ｇ＝ω_１ｅ_０ｅ_１／２（C₁＋C₂） …… となる。これは漏洩電流中の角周波数ω_１におけ
る無効分である。 式のＰに式のＦを代入し整理すれば、 ω_０Ｅ_０ ^２／２sin（C₁−C₂）＝Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１（１−cos）・Ｆ−Ｐ …… となる。 、式から ω₀E₀ ²sin・C₁＝Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１（１−cos）・Ｆ−Ｐ＋Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１・ω_０／ω_１・sin・Ｇ …… ω₀E₀ ²・sin・C₂＝Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１・ω_０／ω_１・sin・Ｇ−〔Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１（１−cos）・Ｆ−Ｐ〕…
… すなわち、、の右辺の計算を行なうことによ
り対地浮遊容量C₁，C₂に比例した値を得ること
ができる。 式のＱに式のＧを代入して整理すれば Ｅ_０ ^２ｓｉｎ／２（１／Ｒ_１−１／Ｒ_２）＝Ｑ−ω_０／ω_１・Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１（１−cos）・Ｇ …… 式と式から E₀ ²sin１／Ｒ_１＝Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１sin・Ｆ＋Ｑ＝ω_０／ω_１Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１（１＋cos）・Ｇ …… E₀ ²sin１／Ｒ_２＝Ｑ−ω_０／ω_１・Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１（１＋cos）・Ｇ−Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１sin・Ｆ …… すなわち、、の右辺の計算を行なうことによ
り絶縁抵抗R₁，R₂に逆比例した値を得ることが
できる。 cos120゜＝−１／２、 The present invention relates to a method for measuring the live line insulation resistance and stray capacitance to ground of an AC three-phase three-wire electric line, particularly a three-phase three-wire transformer secondary one-end grounded electric line. The first method for measuring the insulation resistance of a conventional three-phase, three-wire, secondary, one-end, grounded circuit is described, for example, in the magazine "Illustrated Denki".
There is a method shown in 1979, Vol. 20, No. 1, pages 24-28, in which the grounding wire is cut and a transformer for low frequency application and a resistor for leakage current detection are inserted and connected in series. It is. According to this method, it is possible to obtain the parallel composite insulation resistance of the non-grounded phase circuit by detecting the effective component in the leakage current, but since it is necessary to add the above-mentioned work to the grounding wire, it is not easy to measure. cannot be implemented. In addition, since a transformer and leakage current detection resistor are inserted into the grounding wire, the impedance of the grounding wire tends to increase. I can not say. Further, when a ground fault occurs in the electrical path, many problems arise because the above-mentioned transformer and leakage current detection resistor of large capacity are required because the ground fault current flows directly to the ground line. A second method for measuring the insulation resistance of a conventional three-phase three-wire circuit with a secondary one-end grounding system is the method described in the above-mentioned magazine (pages 18-23 of the same year, same volume, and same issue). . This is a method of determining the effective component of each non-grounded phase in the leakage current due to the commercial frequency, and then calculating the parallel combined insulation resistance of the non-grounded phases by summing them. ,
If the ground stray capacitances of the two non-grounded phase wires are not equal, this unbalanced amount alone becomes an error factor, making it impossible to obtain a correct parallel composite insulation resistance measurement value. The method of the present invention not only solves all of the above problems, but also measures the insulation resistance, stray capacitance, etc. of each non-grounded phase circuit, so it can directly determine which non-grounded phase circuit has poor insulation. . The present invention will be described in detail below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing the principle of the present invention, and shows an example of grounding one end of the secondary of a three-phase transformer. TR1 is a three-phase three-wire transformer with a second-order triangular circuit. The S phase is grounded with the grounding wire EL. Z ₁ ,
₂ and ₃ are loads. I ₁ , I ₂ , I ₃ are R phase,
These are the S-phase and T-phase load currents. R ₁ , R ₂ and
C ₁ and C ₂ are the insulation resistance and ground stray capacitance of the R-phase and T-phase non-grounded circuits, respectively. ig ₁ and ig ₂ are
This is the leakage current that flows out from each ungrounded circuit via insulation resistance and ground stray capacitance. Therefore, as is widely known, a leakage current ig ₁ +ig ₂ is obtained at the zero-phase current transformer ZCT output through which the grounding wire EL passes. By the way, the voltage of the R phase is E0sinω0t, and the voltage of the T phase is E0sin(ω0t−). Here, ω0 is the commercial angular frequency, = 120°. Therefore, the angular frequency ω of the leakage current ig ₁ + ig ₂
If the component of ₀ is ig ₁₀ + ig ₂₀ , then ig ₁₀ + ig ₂₀ =E ₀ /R ₁ sinω ₀ t+ω ₀ C ₁ E ₀ cosω ₀ t+E ₀ /R ₂ sin(ω ₀ t−) +ω ₀ C ₂ E ₀ cos (ω ₀ t−) …… becomes. The current corresponding to the formula is zero phase current transformer ZCT
The output of is passed through a bandpass filter with center angular frequency ω ₀ .
Obtained by passing through F ₁ . Taking the product of the leakage current ig ₁₀ + ig ₂₀ and the R-phase voltage E ₀ sinω ₀ t, we get (ig ₁₀ + ig ₂₀ )E ₀ sinω ₀ t=E ₀ ² /2R ₁ +E ₀ ² /2R ₂ cos + ω ₀ C ₂ E ₀ ² /2sin -E ₀ ² /2R ₁ cos2ω ₀ t+ _ω 0 C ₁ E 0 2 /2sin2ω ₀ t _{-E 0} ^{2 /} 2R ₂ cos (2ω ₀ t-) + ω ₀ C ₂ E ₀ ² /2 sin (2ω ₀ t−) ……. If the DC component of the equation is A, then from the equation A=E ₀ ² /2R ₁ +E ₀ ² /2R ₂ cos + ω ₀ C ₂
E ₀ ² /2sin... This is the effective component of the R phase at the angular frequency ω ₀ in the leakage current. Also, leakage current ig ₁₀ + ig ₂₀ and T phase voltage E ₀ sin
(ω ₀ t−), (ig ₁₀ + ig ₂₀ )E ₀ sin(ω ₀ t−)=E ₀ ² /2R ₂ +E ₀ ² /2R ₁ cos−ω ₀ C ₁ E ₀ ² / _2sinE02 ^/ _2R1cos ( _2ω0t ^- ₎ + _ω0C1E02 / ^2sin ( _2ω0t -)- _E02 / _2R2cos2 ( _ω0t - ₎ ... If the DC component of the equation is B, then from the equation B=E ₀ ² /2R ₂ +E ₀ ² /2R ₁ cos−ω ₀ C ₁
E ₀ ² /2sin... This is the effective part of the T phase at angular frequency ω ₀ in the leakage current. By the way, if the sum of DC component A and DC component B is P, then P=A+B, and from the formula =E ₀ ² (1+cos)/2・(1/R ₁ +1/R ₂ )−ω ₀ E ₀ ² sin/ 2・(C ₁ − C ₂ ) ...... Therefore, P is inversely proportional to the parallel combined resistance value of the insulation resistances R ₁ and R ₂ because the second term in the equation becomes zero when the ground stray capacitances C ₁ and C ₂ are equal. will be the value. By the way, by shifting the phase of the R-phase voltage by 90° using a 90° phase shifter, E ₀ cosω ₀ t can be obtained, but if we take the product of this and the leakage current ig ₁₀ + ig ₂₀ , we get (ig ₁₀ +ig ₂₀ )・E ₀ cosω ₀ t=ω ₀ C ₁ E ₀ ² /2−E ₀ ² /2R ₂ sin+ω ₀ C ₂ E ₀ ² /2cos +E ₀ ² /2R ₁ sin2ω ₀ t+ω ₀ C ₁ E ₀ ² / _2cos2ω0t + _E02 / _{2R2sin ( 2ω0t} - ₎ + _ω0C2E02 / ^2cos ( _2ω0t ^- )... If the DC component of the equation is C, then from the equation C=ω ₀ C ₁ E ₀ ² /2−E ₀ ² /2R ₂ sin+ω ₀
C ₂ E ₀ ² /2cos... This is the reactive component of the R phase at the angular frequency ω ₀ in the leakage current. Also, by shifting the phase of the T-phase voltage by 90° using a 90° phase shifter, E ₀ cos (ω ₀ t−) can be obtained, and the product of this and the leakage current ig ₁₀ + ig ₂₀ is obtained. and (ig ₁₀ + ig ₂₀ )・E ₀ cos (ω ₀ t−) = E ₀ ² /2R ₁ sin + ω ₀ C ₁ E ₀ ² /2 cos + ω ₀ C ₂ E ₀ ² /2 + E ₀ ² /2R ₁ sin ( 2ω ₀ t−〓)+ω ₀ C ₁ E ₀ ² /2cos (2ω ₀ t−) +E ₀ ² /2R ₂ sin2 (ω ₀ t−) +ω ₀ C ₂ E ₀ ² /2cos2 (ω ₀ t+) ... becomes. If the DC component of the equation is D, then from the equation D=E ₀ ² /2R ₁ sin+ω ₀ C ₁ E ₀ ² /2cos+
ω ₀ C ₂ E ₀ ² /2... This is the reactive component of the T phase at angular frequency ω ₀ in the leakage current. By the way, if the sum of DC component C and DC component D is Q, then from the formula Q=C+D, =ω ₀ E ₀ ² (1+cos)/2・(C ₁ +C ₂ )+E ₀ ² sin/2(1 /R ₁ -1/R ₂ ) ... It becomes. Therefore, when the insulation resistances R ₁ and R ₂ are equal, the second term in the equation becomes zero, so it can be seen that only in this case, the value of Q is proportional to the parallel composite value of the stray capacitance to ground. Ru. In Figure 1, the transformer TR2 is a low frequency oscillation transformer through which the grounding wire EL passes, or a coupling transformer in which the oscillator output is connected to the power amplifier, and the OSCC
is a low frequency oscillation circuit. As a result, a weak low frequency voltage with an angular frequency ω ₁ is applied to the grounding wire EL.
e ₁ sinω ₁ t can be induced. Therefore, the leakage current flowing due to this voltage is ig ₁₁ +
ig ₂₁ , this can be obtained by passing the zero-phase current transformer ZCT output through a bandpass filter F ₂ with a center angular frequency ω ₁ . That is, ig ₁₁ + ig ₂₁ = e ₁ /R ₁ sin ω ₁ t + ω ₁ C ₁ e ₁ cos ω ₁ t +e ₁ /R ₂ sin ω ₁ t + ω ₁ C ₂ e ₁ cos ω ₁ t .... Taking the product of the leakage current ig ₁₁ + ig ₂₁ and the voltage e ₀ sin ω ₁ t proportional to the weak low-frequency voltage e ₁ sin ω ₁ t mentioned above, (ig ₁₁ + ig ₂₁ ) e ₀ sin ω ₁ t = e ₁ e ₀ /2(1/R ₁ +1/R ₂ )-(e ₀ e ₁ /2cos2ω ₁ t +ω ₁ e ₀ e ₁ (C ₁ +C ₂ )/2・sin2ω ₀ t... Let F be the DC component of the equation. For example, from the formula F=e ₁ e ₀ /2 (1/R ₁ +1/R ₂ )...
This is the effective component at angular frequency ω ₁ in the leakage current. Also, the voltage e ₀ sinω ₁ t mentioned above is changed using a 90° phase shifter.
By shifting by 90 degrees, e ₀ cosω ₁ t can be obtained, but when this is multiplied by the leakage current ig ₁₁ + ig ₂₁ , (ig ₁₁ + ig ₂₁ )・e ₀ cosω ₁ t=ω ₁ e ₀ e ₁ /2 (C ₁ + C ₂ ) + e ₀ e ₁ /2 (1/R ₁ + 1/R ₂ ) sin2ω ₁ t + ω ₁ e ₀ e ₁ /2 (C ₁ + C ₂ )・cos2ω ₁ t ... of the formula If the DC component is G, then from the formula, G=ω ₁ e ₀ e ₁ /2 (C ₁ +C ₂ )... This is the reactive component at angular frequency ω ₁ in the leakage current. If we substitute F in the formula for P in the formula and rearrange it, we get ω ₀ E ₀ ² /2sin(C ₁ −C ₂ )=E ₀ ² /e ₀ e ₁ (1−cos)・F−P …… . , from the formula, ω ₀ E ₀ ² sin・C ₁ =E ₀ ² /e ₀ e ₁ (1−cos)・FP+E ₀ ² /e ₀ e ₁・ω ₀ /ω ₁・sin・G ... ω ₀ E ₀ ²・sin・C ₂ =E ₀ ² /e ₀ e ₁・ω ₀ /ω ₁・sin・G− [E ₀ ² /e ₀ e ₁ (1−cos)・FP]…
... That is, by calculating the right-hand side of , it is possible to obtain values proportional to the ground stray capacitances C ₁ and C ₂ . Substituting G in the equation for Q in the equation and rearranging, E ₀ ² sin/2 (1/R ₁ -1/R ₂ )=Q-ω ₀ /ω ₁・E ₀ ² /e ₀ e ₁ (1 -cos)・G... From the formula and formula, E ₀ ² sin1/R ₁ = E ₀ ² /e ₀ e ₁ sin・F+Q=ω ₀ /ω ₁ E ₀ ² /e ₀ e ₁ (1+cos)・G... …E ₀ ² sin1/R ₂ =Q−ω ₀ /ω ₁・E ₀ ² /e ₀ e ₁ (1+cos)・G−E ₀ ² /e ₀ e ₁ sin・F …… In other words, the right side of By performing calculations, values that are inversely proportional to the insulation resistances R ₁ and R ₂ can be obtained. cos120゜=-1/2,

【式】を、、 、式に代入して整理すると、 となる。 第２図は、第１図のフイルタF₁，F₂出力なら
びに発振器OSCC出力から′〜′に相当する電
圧を得るための実施例を示している。 Ｒ相電圧をトランスTR４を介してかけ算器
MULT１の一方の入力に加え、他の入力端にフ
イルタF₁の出力を加えることによりかけ算器
MULT１の出力には式に相当する信号が得ら
れる。かけ算器MULT１の出力をローパスフイ
ルタLPF１に加えることにより、その出力には
式で表わされる直流分Ａが得られる。同様にＴ相
電圧をトランスTR３を介してかけ算器MULT３
の一方の入力端に加え、他の入力端にフイルタ
F₁の出力を加えることによりかけ算器MULT３
の出力には式に相当する信号が得られる。かけ
算器MULT３の出力をローパスフイルタLPF３
に加えることにより、その出力には式に相当す
る直流分Ｂが得られる。ローパスフイルタLPF
１，LPF２の出力を加算器ADD１のそれぞれの
入力に加えることにより加算器ADDの出力には
式で表わされる信号Ｐが得られる。 トランスTR４の出力を90゜移相器PS１に加え
て90゜位相をシフトさせ、90゜移相器PS１とバ
ンドパスフイルタF₁の出力の積をかけ算器
MUML２でとることにより、かけ算器MULT２
の出力には、式に相当する信号が得られる。か
け算器MULT２の出力をローパスフイルタLPF
２に加えることにより、その出力には式のＣに
相当する直流分が得られる。またトランス３の出
力を90゜移相器PS２に加えて90゜位相をシフト
させ、90゜位相器Ｐ２とバンドパスフイルタF₁
の出力の積をかけ算器MULT４でとることによ
り、かけ算器MULT４の出力には式に相当す
る信号が得られる。かけ算器MULT４の出力を
ローパスフイルタLPF４に加えることにより、そ
の出力には式のＤに相当する直流分が得られ
る。 ローパスフイルタLPF２とローパスフイルタ
LPF４の出力を加算器ADD２で加算することに
より、その出力には式に相当するＱが得られ
る。 一方、バンドパスフイルタF₂の出力と発振回
路OSCC出力との積をかけ算器MULT５でとるこ
とによりかけ算器MULT５の出力には式に相
当する信号が得られる。かけ算器MULT５の出
力をローパスフイルタLPF５に加えることによ
り、その出力には式のＦに相当する直流分が得
られる。一方、OSCC出力を90゜移相器PS３で
90゜位相をシフトさせその出力とバンドパスフイ
ルタF₂の出力との積をかけ算器MULT６でとる
ことによりその出力には式に相当する信号が得
られる。かけ算器MULT６の出力をローパスフ
イルタLPF６に加えることにより、その出力には
式に相当する直流分Ｇが得られる。 一般にe₀e₁＜E₀ ²となるため、ローパスフイル
タLPF５の出力は利得E₀ ²／e₀e₁のアンプAMP１
にて増幅する。またローパスフイルタLPF６の出
力は利得Ｅ_０ ^２／ｅ_０ｅ_１・ω_０／ω_１のアンプAM２に
て増幅する。 アンプAMP１の出力を係数器CF３で1/2倍
し、引算器SUB１で加算器ADD１の出力との差
をとる。一方、アンプAMP２の出力を係数器CF
４で2/√3倍し、加算器ADD３にて加算するとそ
の出力OUT１には式′に相当する対地浮遊容量
C₁に相当する値を得る。一方引算器SUB１の出
力と係数器CF４の出力との差を引算器SUB２で
とることにより、その出力OUT２には式′に相
当する対地浮遊容量C₂に比例した値を得る。 加算器ADD２の出力とアンプAMP２の出力を
係数器CF１で1/2倍した値との差を引算器SUB４
でとる。アンプAMP１の出力を係数器CR２で2/
√３倍し、それとの和を加算器ADD４でとること
によりその出力OUT３には′式に相当する絶縁
抵抗R₁に逆比例した値を得る。またひき算器
SUB４と係数器CF２との差をひき算器SUB３で
とることによりその出力OUT４には式′に相当
する、絶縁抵抗R₂に逆比例した値を得る。 上述の通り本発明の方法は、零相変流器
ZCT、発振器トランスTR２等を分割型鉄心とす
れば接地線を切断することなく容易に絶縁抵抗、
対地浮遊容量を検出することができる。またトラ
ンスTR２と発振回路OSCCとの接続回路に直列
抵抗を挿入することにより、この直列抵抗の両端
電圧によつて零相変流器ZCT出力を兼用するこ
ともできる。 本発明の方法によればどの非接地電路が不良か
すぐに判断できるため保安業務に対する効果は著
しいものである。Substituting [formula] into the formula and rearranging it, we get becomes. FIG. 2 shows an embodiment for obtaining voltages corresponding to ' to ' from the outputs of the filters F ₁ and F ₂ and the oscillator OSCC of FIG. 1. Multiplier for R phase voltage via transformer TR4
In addition to one input of MULT1, by adding the output of filter _F1 to the other input terminal, a multiplier can be created.
A signal corresponding to the formula is obtained at the output of MULT1. By adding the output of the multiplier MULT1 to the low-pass filter LPF1, the DC component A expressed by the formula is obtained at its output. Similarly, the T-phase voltage is applied to multiplier MULT3 via transformer TR3.
In addition to one input end of the
Multiplier MULT3 by adding the output of F ₁
A signal corresponding to Eq. is obtained at the output of . The output of multiplier MULT3 is passed through low pass filter LPF3.
By adding , a DC component B corresponding to the equation is obtained in the output. low pass filter LPF
By adding the outputs of 1 and LPF2 to the respective inputs of adder ADD1, a signal P expressed by the following equation is obtained at the output of adder ADD. The output of transformer TR4 is applied to 90° phase shifter PS1 to shift the phase by 90°, and the product of the output of 90° phase shifter PS1 and bandpass filter _F1 is multiplied by a multiplier.
Multiplier MULT2 by taking with MUML2
At the output, a signal corresponding to Eq. The output of multiplier MULT2 is passed through low pass filter LPF.
2, the DC component corresponding to C in the equation is obtained in the output. In addition, the output of transformer 3 is applied to a 90° phase shifter PS2 to shift the phase by 90°, and a 90° phase shifter P2 and a bandpass filter _F1
By taking the product of the outputs in multiplier MULT4, a signal corresponding to the expression is obtained at the output of multiplier MULT4. By adding the output of the multiplier MULT4 to the low-pass filter LPF4, a DC component corresponding to D in the equation is obtained in the output. Low pass filter LPF2 and low pass filter
By adding the outputs of the LPF4 with the adder ADD2, the output has a Q corresponding to the equation. On the other hand, by multiplying the output of the bandpass filter _F2 and the output of the oscillation circuit OSCC by the multiplier MULT5, a signal corresponding to the formula is obtained at the output of the multiplier MULT5. By adding the output of the multiplier MULT5 to the low-pass filter LPF5, a DC component corresponding to F in the equation is obtained in the output. On the other hand, the OSCC output is connected to the 90° phase shifter PS3.
By shifting the phase by 90 degrees and multiplying the output by the output of the bandpass filter _F2 using a multiplier MULT6, a signal corresponding to the equation can be obtained at its output. By adding the output of the multiplier MULT6 to the low-pass filter LPF6, a DC component G corresponding to the equation is obtained at the output. Generally, e ₀ e ₁ < E ₀ ² , so the output of the low-pass filter LPF5 is the amplifier AMP1 with gain E ₀ ² /e ₀ e _1.
Amplify it. The output of the low-pass filter LPF6 is amplified by an amplifier AM2 with a gain of E ₀ ² /e ₀ e ₁ ·ω ₀ /ω ₁ . The output of the amplifier AMP1 is multiplied by 1/2 by the coefficient multiplier CF3, and the difference with the output of the adder ADD1 is obtained by the subtractor SUB1. On the other hand, the output of amplifier AMP2 is
4 is multiplied by 2/√3 and added by adder ADD3, and the output OUT1 has a stray capacitance to ground corresponding to the formula '.
Get the value corresponding to C ₁ . On the other hand, by taking the difference between the output of the subtracter SUB1 and the output of the coefficient multiplier CF4 in the subtracter SUB2, a value proportional to the ground stray capacitance C ₂ corresponding to equation ' is obtained as the output OUT2. Subtractor SUB4 calculates the difference between the output of adder ADD2 and the value obtained by multiplying the output of amplifier AMP2 by 1/2 using coefficient unit CF1.
Take it. The output of amplifier AMP1 is 2/
By multiplying by √3 and calculating the sum with the adder ADD4, the output OUT3 obtains a value inversely proportional to the insulation resistance _R1 corresponding to the equation ''. Also a subtracter
By taking the difference between SUB4 and coefficient multiplier CF2 with subtractor SUB3, the output OUT4 obtains a value inversely proportional to insulation resistance _R2 , which corresponds to equation '. As mentioned above, the method of the present invention uses a zero-phase current transformer.
If ZCT, oscillator transformer TR2, etc. are made with a split core, insulation resistance can be easily adjusted without cutting the grounding wire.
Can detect ground stray capacitance. Furthermore, by inserting a series resistor in the connection circuit between the transformer TR2 and the oscillation circuit OSCC, the output of the zero-phase current transformer ZCT can also be used by the voltage across the series resistor. According to the method of the present invention, it is possible to immediately determine which non-grounded electrical circuit is defective, so the effect on security operations is significant.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の原理を示す説明図、第２図は
本発明の原理による実施例を示す図 TR１：三相変圧器（２次三角回路）、Z_1〜3：
負荷、R_1〜2：絶縁抵抗、C_1〜2：対地浮遊容量、
ZCT：零相変流器、TR２：低周波発振トランス
又は結合トランス、OSCC：発振回路、F₁，F₂：
バンドパスフイルタ、TR３，４：トランス、
MULT１〜６：かけ算器、PS_1〜3：移相器、
LPF_1〜6：ローパスフイルタ、AMP_1〜2：アン
プ、ADD_1〜3：加算器、SUB_1〜4：引算器、
CF_1〜4：係数器。 Fig. 1 is an explanatory diagram showing the principle of the present invention, and Fig. 2 is a diagram showing an embodiment according to the principle of the present invention. TR1: Three-phase transformer (secondary triangular circuit), Z _{1 to 3} :
Load, R1 _~2 : Insulation resistance, C1 _~2 : Stray capacitance to ground,
ZCT: Zero-phase current transformer, TR2: Low frequency oscillation transformer or coupling transformer, OSCC: Oscillation circuit, F ₁ , F ₂ :
Bandpass filter, TR3,4: transformer,
MULT1~6: Multiplier, PS1 _~3 : Phase shifter,
LPF _1~6 : Low pass filter, AMP _1~2 : Amplifier, ADD _1~3 : Adder, SUB _1~4 : Subtracter,
CF _1~4 : Coefficient unit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 三相３線変圧器の２次一端接地式電路の絶縁
抵抗ならびに対地浮遊容量の測定において接地線
を貫通する低周波電圧の印加されているトランス
または低周波電圧を発振する発振器の発振トラン
スにより該トランスから商用角周波数ω_０とはこ
となる角周波数ω_１の電圧を印加し、接地線を貫
通する零相変流器出力に含まれる角周波数ω_０に
おける漏洩電流と角周波数ω_１における漏洩電流
を分離検出し、該角周波数ω_０における漏洩電流
のうち、一対の非接地電路の位相における有効分
ならびに無効分をそれぞれの位相について求める
と共に該角周波数ω_１における漏洩電流の有効分
ならびに無効分とを求めることにより、各非接地
電路の絶縁抵抗ならびに対地浮遊容量に比例した
量を活線状態で測定することを特徴とする三相３
線式電路の絶縁抵抗ならびに対地浮遊容量測定方
法。1. When measuring the insulation resistance and stray capacitance to ground of the secondary one-end grounded circuit of a three-phase three-wire transformer, use a transformer to which a low-frequency voltage is applied through the grounding wire or an oscillation transformer of an oscillator that oscillates a low-frequency voltage. A voltage with an angular frequency ω ₁ different from the commercial angular frequency ω ₀ is applied from the transformer, and the leakage current at the angular frequency ω ₀ and the leakage current at the angular frequency ω ₁ included in the zero-phase current transformer output that passes through the grounding wire are The current is detected separately, and the effective and reactive components of the leakage current at the angular frequency ω ₀ are determined for each phase of the pair of ungrounded electrical circuits, and the effective and reactive components of the leakage current at the angular frequency ω ₁ are determined for each phase. A three-phase three-phase three-phase three-phase method characterized in that an amount proportional to the insulation resistance and stray capacitance to ground of each ungrounded circuit is measured in a live line state by determining the
Method for measuring insulation resistance and stray capacitance to ground of wire electrical circuits.