JPS6252554B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

本発明は定電圧電源装置、特に直列共振型DC
−DCコンバータの出力電圧を安定化するための
制御機能を具備した定電圧電源装置に関するもの
である。 DC−DCコンバータは周知の如く、入力直流電
圧をその入力電圧値と異なつた出力の電圧値に変
換するもので、従来ではスイツチング素子のオ
ン・オフ動作の時比率を制御して所望の変換を行
なう時比率制御方式のDC−DCコンバータが一般
的である。上記時比率制御方式DC−DCコンバー
タ（例えば、チヨツパ方式とかフライバツク方式
など）の欠点は、変換動作における電圧と電流の
急しゆんな変化のために不要輻射が大きいこと
と、スイツチング素子のオン・オフ動作時のスイ
ツチング損失が大きいことである。上記時比率制
御方式の欠点を大幅に改善できるものとして第１
図に示すようなコンデンサとコイルとの直列共振
を利用した直列共振型のDC−DCコンバータが提
案されている。直列共振型DC−DCコンバータ
は、変換動作における電流が正弦波波形となるた
め、不要輻射が少なくスイツチング素子のスイツ
チング損失が極めて小さくなるという特長を有す
る。しかしながら、従来から提案されている直列
共振型DC−DCコンバータは、その出力電圧を安
定に制御する手段に問題が残されており、入力電
圧と負荷の大幅な変動に対して出力を安定化する
ことが出来なかつた。 本発明は直列共振型DC−DCコンバータにおい
て、制御動作が簡単で制御範囲の広い制御機能を
もつ定電圧電源装置を提供するものである。 第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の基本的な回路構成を示し、第２図は第１図の等
価回路図、第３図は共振回路の共振電流波形を示
している。第１図において、直列接続された２つ
の入力電流電源１と２の両端子間にオン・オフ動
作を行なうスイツチング素子３と４が直列に接続
され、上記入力直流電源の中点と上記スイツチン
グ素子の中点間に共振用コンデンサ５、共振用コ
イル６、変換トランス７の１次巻線８とが直列に
接続されている。上記変換トランス７の２次巻線
９には整流回路１０と平滑用コンデンサ１１とが
接続され、その出力端子には電気的負荷１２（例
えば抵抗器など）が接続されている。 上記のように構成された直列共振型DC−DCコ
ンバータはすでに公知のものであり、その動作の
詳細は省略するが、参考までに前記変換トランス
７の２次側回路を１次側に変換して得られる等価
回路である第２図を用いて簡単に説明する。前記
入力直流電源１と２の電圧値は等しく、その電圧
値をECとし、前記２つのスイツチング素子３と
４は１つのスイツチング素子１３として等価的に
おきかえることができ、前記整流回路１０、平滑
用コンデンサ１１、電気的負荷１２は１次側に変
換されて、それぞれ１０′，１１′，１２′として
示されると共に２次側出力直流電圧VoはVo′とな
る。なお、第２図において第１図と同じものにつ
いては同符号を付している。上記スイツチング素
子１３を入力直流電源１の方に接続すると、入力
直流電源１から前記共振用コンデンサ５、共振用
コイル６、整流回路１０′、平滑用コンデンサ１
１′の方向に共振用コンデンサ５と共振用コイル
６とで決まる正弦波電流が流れ、また、スイツチ
ング素子１３を入力直流電源２の方向に接続する
と、上記電流方向とは逆方向に入力直流電源２に
向つて上記と同じ正弦波電流が流れる。 上記スイツチング素子１３の切り替えを共振周
波数に一致させると第３図に示すような連続した
正弦波電流が流れる。共振サイクの1/2サイクル
の時間はπ√₅・₆となる。 ここで、C₅：共振用コンデンサ５の容量値 L₆：共振用コイル６のインダクタンス値 ２次側側出力直流電圧Voは第３図の正弦波電
流を整流、平滑したものであり、出力直流電圧Ｖ
_pを入力直流電源、電気的負荷の変動に対して安
定化するためには上記の正弦波電流の大きさ、つ
まり平均電流値を制御する必要がある。共振回路
の平均電流値は第２図の等価回路図から算出でき
る。共振回路には上記スイツチング素子１３の動
作により共振周期と一致したサイクルで±ECの
電圧が印加され、出力直流電圧V′_pを一定とし、
回路の等価直列損失抵抗をＲと仮定すると（第２
図には表示していない）共振回路の平均電流値Ｉ
_p′は、 Ｉ_p′∝（EC−V′_p）／Ｒ…… (1) の式で求められる。したがつて、平均電流Ｉ_p′を
制御して出力直流電圧Ｖ_pを安定化するめには、
(1)式より（EC−V′_p）か、等価直列損失抵抗Ｒを
制御する必要があるが、単純に等価直列損失抵抗
Ｒを制御したのでは変換効率が悪くなる。変換効
率を悪くすることなく等価的に上記等価直列損失
抵抗Ｒつまり回路Ｑを制御することが考えられ
る。第２図の等価回路で定常状態における共振電
流ｉ（ｔ）は ｏ≦ｔ≦π√₅・₄ ａ＝Ｒ／２Ｌ_６， The present invention relates to a constant voltage power supply, especially a series resonant DC power supply.
-This invention relates to a constant voltage power supply device equipped with a control function for stabilizing the output voltage of a DC converter. As is well known, a DC-DC converter converts an input DC voltage into an output voltage value that is different from the input voltage value. Conventionally, a DC-DC converter converts an input DC voltage into an output voltage value that is different from the input voltage value. Conventionally, the desired conversion is achieved by controlling the duty ratio of the on/off operation of a switching element. A DC-DC converter using a duty ratio control method is common. The disadvantages of the duty ratio control type DC-DC converters (e.g., chopper type, flyback type, etc.) are that unnecessary radiation is large due to sudden changes in voltage and current during conversion operation, and that switching elements are turned on and off. The switching loss during OFF operation is large. The first method that can significantly improve the shortcomings of the above-mentioned duty ratio control method is
A series resonant DC-DC converter has been proposed that utilizes series resonance between a capacitor and a coil, as shown in the figure. A series resonant DC-DC converter has the advantage that the current during conversion operation has a sinusoidal waveform, so there is little unnecessary radiation and the switching loss of the switching element is extremely small. However, the series resonant DC-DC converters that have been proposed in the past still have problems with the means to stably control the output voltage, and it is difficult to stabilize the output against large fluctuations in input voltage and load. I couldn't do it. The present invention provides a constant voltage power supply device in a series resonant DC-DC converter that has a control function with simple control operation and a wide control range. FIG. 1 shows the basic circuit configuration of a conventional series resonant DC-DC converter, FIG. 2 shows an equivalent circuit diagram of FIG. 1, and FIG. 3 shows a resonant current waveform of a resonant circuit. In FIG. 1, switching elements 3 and 4 that perform on/off operations are connected in series between both terminals of two input current power supplies 1 and 2 connected in series, and between the midpoint of the input DC power supply and the switching element. A resonance capacitor 5, a resonance coil 6, and a primary winding 8 of a conversion transformer 7 are connected in series between the midpoints. A rectifier circuit 10 and a smoothing capacitor 11 are connected to the secondary winding 9 of the conversion transformer 7, and an electrical load 12 (for example, a resistor) is connected to its output terminal. The series resonant DC-DC converter configured as described above is already known, and the details of its operation will be omitted, but for reference, the secondary circuit of the conversion transformer 7 will be converted to the primary circuit. This will be briefly explained using FIG. 2, which is an equivalent circuit obtained by The voltage values of the input DC power sources 1 and 2 are equal, and the voltage value is EC, and the two switching elements 3 and 4 can be equivalently replaced as one switching element 13. The capacitor 11 and the electrical load 12 are converted to the primary side and are shown as 10', 11', and 12', respectively, and the secondary output DC voltage Vo becomes Vo'. In FIG. 2, the same parts as in FIG. 1 are given the same reference numerals. When the switching element 13 is connected to the input DC power supply 1, the input DC power supply 1 is connected to the resonance capacitor 5, the resonance coil 6, the rectifier circuit 10', and the smoothing capacitor 1.
A sinusoidal current determined by the resonance capacitor 5 and the resonance coil 6 flows in the direction of 1', and when the switching element 13 is connected in the direction of the input DC power supply 2, the input DC power supply flows in the opposite direction to the current direction. The same sinusoidal current as above flows toward the point 2. When the switching of the switching element 13 is made to match the resonant frequency, a continuous sinusoidal current as shown in FIG. 3 flows. The time for 1/2 cycle of the resonance cycle is π√ ₅・₆ . Here, C ₅ : Capacitance value of the resonant capacitor 5 L ₆ : Inductance value of the resonant coil 6 The secondary side output DC voltage Vo is the rectified and smoothed sine wave current in Figure 3, and the output DC Voltage V
In order to stabilize _p against fluctuations in the input DC power supply and electrical load, it is necessary to control the magnitude of the above-mentioned sine wave current, that is, the average current value. The average current value of the resonant circuit can be calculated from the equivalent circuit diagram shown in FIG. By the operation of the switching element 13, a voltage of ±EC is applied to the resonant circuit in a cycle that coincides with the resonant period, and the output DC voltage V′ _p is kept constant.
Assuming that the equivalent series loss resistance of the circuit is R (second
(not shown in the figure) Average current value I of the resonant circuit
_p ' is determined by the formula I _p '∝(EC-V' _p )/R... (1). Therefore, in order to stabilize the output DC voltage V _p by controlling the average current I _p ',
From equation (1), it is necessary to control the equivalent series loss resistance R to (EC-V' _p ), but simply controlling the equivalent series loss resistance R will deteriorate the conversion efficiency. It is possible to equivalently control the equivalent series loss resistance R, that is, the circuit Q, without deteriorating the conversion efficiency. In the equivalent circuit of Figure 2, the resonant current i(t) in steady state is o≦t≦π√ ₅・₄ a=R/2L ₆ ,

【式】 Ｖ_C：共振用コンデンサ５の初期充電電圧値の
式で表わされる。 (2)式で求められる共振電流の平均値が上記の平
均電流値Ｉ_p′であり、（EC−V′_p）≪Vcの関係か
ら共振電流の電流値を制御するために上記共振用
コンデンサ５の初期充電電圧値Ｖ_Cを制御する方
法が考えられる。 本発明の定電圧制御装置は上記の共振用コンデ
ンサ５の初期充電電圧値Ｖ_Cを別のスイツチング
素子で制御し、出力直流電圧Ｖ_pを安定化するよ
うにしたものである。 第４図に本発明の一実施例を示す。これを説明
すると、ほとんどの構成は第１図の構成と同じで
あり、同じ働きをするのについては同じ付号を付
している。前記共振用コンデンサ５の充電電圧値
Ｖ_Cを制御すために、上記共振用コンデンサ５と
並列に変禍トランス１４の１次巻線１５を接続
し、上記変換トランス１４の２次巻線１６に整流
回路１７を接続し、その整流回路１７の出力端子
間に変換トランス１８の１次巻線１９とスイツチ
ング素子２１とを直列に接続し、前記平滑用コン
デンサ１１の両端子間に上記変換トランス１８の
２次巻線２０とダイオード２２とを直列に接続し
ている。上記変換トランス１８の１次巻線１９と
２次巻線２０との極性は、上記スイツチング素子
２１がオン時に上記１次巻線１９にエネルギーを
蓄積し、オフ時に上記２次巻線から上記ダイオー
ド２２を通してエネルギーが上記平滑用コンデン
サ１１を充電するように設定する。したがつて、
変換トランス１８の各巻線の巻始めは例えば図示
の通りである。 以上のような回路構成において、定常状態にお
ける動作を第５図を参照して説明する。第５図は
上記共振用コンデンサ５の電圧波形Ｖ_C（ｔ）と
共振電流波形ｉ（ｔ）とを示している。前記スイ
ツチング素子３がオン時、前記スイツチング素子
４と２１はオフになつている。上記スイツチング
素子３がオンになると前記入力直流電源１からス
イツチング素子３、前記変換トランス、前記共振
用コイル６、上記共振用コンデンサ５を通つて共
振電流が流れ、前記入力直流電源１と２の中点を
基準電位にとると上記共振用コンデンサ５の充電
電圧は第５図に示すようにVC１となる。共振電
流が零になつた時に上記スイツチング素子３をオ
フにするとともに上記スイツチング素子２１をオ
ンさせる。スイツチング素子２１がオンになる
と、上記共振用コンデンサ５の充電電圧VC１は
前記変換トランス１４、前記整流回路１７、前記
変換トランス１８の１次巻線１９とスイツチング
素子２１との回路によつて放電を開始する。スイ
ツチング素子２１のオン時間によつて共振用コン
デンサ５の電圧値VCは制御される。第５図に示
すようにスイツチング素子２１のオン時間をTS
とした時の共振用コンデンサ５の電圧値をVC２
とし、スイツチング素子２１がオフすると同時に
上記スイツチング素子４をオンさせると、上記入
力直流電源２から上記共振用コンデンサ５、上記
共振用コイル６、上記変換トランス７、スイツチ
ング素子４を通つて共振電流ｉ（ｔ）が流れる。
この時の共振電流の大きさは、共振用コンデンサ
５の初期充電電圧がVC２であるから前記(2)式よ
り となる。ここで、上記変換トランス７の１次巻線
間電圧V′_pは一定としている。 上記共振電流が流れて前記平滑用コンデンサ１
１は充電されると共に、上記変換トランス１８の
１次巻線１９に蓄えられたエネルギーが２次巻線
２０から前記ダイオード２２を通つて上記平滑用
コンデンサ１１を充電する。第５図に示すよう
に、上記スイツチング素子４によつて時間π√
₅，₆の1/2サイクルの共振電流が流れると、上
記共振用コンデンサ５の電圧Ｖ_C（ｔ）はVC２か
ら先の充電電圧値VC１の大きさと等しい電圧−
VC１まで充電される。ここで上記スイツチング
素子４をオフにし、同時に上記スイツチング素子
２１をオンさせる。スイツチング素子２１がオン
すると先に説明した動作と同様に、上記変換トラ
ンス１８の１次巻線１９に上記共振用コンデンサ
５のエネルギーが移され、スイツチング素子２１
のオン時間TS後には共振用コンデンサ５の充電
電圧は先の充電電圧値VC２の大きさと等しい電
圧−VC２となる。ここで上記スイツチング素子
２１をオフすると同時に上記スイツチング素子３
をオンさせると、先に説明したように上記入力直
流電源１から前記(3)式で示される共振電流が流れ
る。上記共振電流が流れて上記平滑用コンデンサ
１１が充電されると共に、上記変換トランス１８
の１次巻線１９に蓄えられたエネルギーが２次巻
線２０から上記ダイオード２２を通つて上記平滑
用コンデンサ１１を充電する。以上のような動作
を周期を（TS＋π・√₅・₆）として繰り返す
ことにより前記電気的負荷１２に電力が供給され
る。上記電気的負荷１２に供給される電力は、上
記変換トランス７からの共振電流によるものと、
上記変換トランス１８からのものとの和になる
が、通常の状態では上記変換トランス１８からの
電力は上記変換トランス７からの電力に比べると
極めて少ない。上記スイツチング素子２１のオン
時間TSを上記電気的負荷１２の出力直流電圧Ｖ_p
を検出して基準電圧と比較し制御させることによ
つて、出力電流電圧Ｖ_pを安定化することが出来
る。上記出力直流電圧Ｖ_pを一定として、上記ス
イツチング素子２１のオン時間TSに対する出力
直流電流Ｉ_pの特性の一例を第６図に示す。本発
明の定電圧電源装置は以上のように直列共振型
DC−DCコンバータに制御用のスイツチング素子
を設けることによつて、変換効率も高く共振型方
式の特長を損なうことなく出力直流電圧を安定化
出来るものである。 なお、第４図では、変換トランス７を理想的な
トランスとして共振用コイル６を別に設けたが、
実際の変換トランスでは漏洩インダクタンスが存
在し、この値を無視することが出来ない。従つ
て、この場合には変換トランス７の実効漏洩イン
ダクタンスが上記共振用コイル６のインダクタン
スと同り値になるように変換トランスの１次と２
次巻線の結合を調整することによつて上記共振用
コイル６を省略することが出来る。 第７図は本発明の別の実施例を示すブロツク図
で、前記スイツチング素子３，４，２１の駆動回
路と出力直流電圧を制御する回路部分を例示して
いる。第８図は第７図を説明するための各部の動
作波形図である。第７図と第８図において、２３
は上記共振回路の共振電流を電流検出用巻線など
を用いて検出し整流する共振電流検出回路で、第
８図のＡに示す電圧波形を出力する。２４は上記
共振電流検出回路２３の出力波形の零クロスを検
出し、鋸歯状波発振回路２５の発振周波数を上記
共振電流に同期させる同期回路である。上記鋸歯
状波発振回路２５は上記同期回路２４の出力信号
によつて同期し、第８図のＢのａに示す鋸歯状波
を発振する。２７は前記電気的負荷の出力直流電
圧が一方の入力端子２６に供給され、他方の入力
端子に予め定められた基準電圧ESが供給され、
それらの差電圧を増幅する誤差増幅回路で、その
出力信号〔第８図Ｂのｂに示す〕は上記鋸歯状波
発振回路２５の出力信号と比較するために比較回
路２８に供給される。上記比較回路２８は上記鋸
歯状波発振回路２５の出力信号と上記誤差増幅回
路２７の出力信号を第８図のＢに示すように比較
し、出力端子３０に第８図のＤに示す信号を出力
すると共に、もう一方の出力端子に上記出力端子
３０の信号を反転した第８図のＣに示す信号を出
力し、ふり分け回路２９に与える。上記ふり分け
回路２９はフリツプ・フロツプ回路とアンド回路
などから構成される周知の回路で、第８図Ｃの信
号を２個のスイツチング素子を駆動する信号を作
るために第８図のＥとＦに示すようにふり分け
る。上記ふり分け回路２９の出力端子３１の信号
〔第８図のＥ〕は前記スイツチング素子３を駆動
し、もう一方の出力端子３２の信号〔第８図の
Ｆ〕は前記スイツチング素子４を駆動する。ま
た、上記比較回路２８の出力端子３０の信号〔第
８図のＤ〕は前記スイツチング素子２１を駆動す
る。 以上のような回路構成において、上記誤差増幅
回路２７の入力端子２６に接続された上記出力直
流電圧が大きくなろうとすると、基準電圧ESと
の差電圧が大きくなつて上記誤差増幅回路２７の
出力信号レベルは第８図Ｂのｂよりも大きくな
り、その結果、上記比較回路２８の出力端子３０
の出力信号のパルス幅は広くなり、上記スイツチ
ング素子２１のオン時間TSが長くなつて先に説
明したように共振電流が小さくなり、出力直流電
圧の上昇を制限する。ここで、上記鋸歯状波発振
回路２５の発振波形〔第８図Ｂのａ〕において、
その下位レベルは一定値に固定されており、上位
レベルは上記誤差増幅回路２７の出力レベルによ
つて変動する。なお、上記比較回路２８の出力信
号〔第８図Ｃ〕のパルス幅は上記鋸歯状波発振回
路２５が共振電両波形と同期しているために、ほ
ぼ一定になる。上記出力直流電圧が小さくなろう
とすると、上記とは逆に上記誤差増幅回路２７の
出力レベルは第８図Ｂのｂよりも低下し、その結
果、上記比較回路２８の出力端子３０の出力信号
のパルス幅は狭くなり、上記スイツチング素子２
１のオン時間TSが短くなつて共振電流が大きく
なり出力直流電圧の低下を制限する。 以上のように、第７図に示す制御回路は直列共
振型DC−DCコンバータを従来の時比率制御方式
と同様な方法で制御できるものである。 なお、本発明の定電圧電源装置の実施例とし
て、スイツチング素子を２個使用した、いわゆる
ハーフブリツジ回路の直列共振型DC−DCコンバ
ータについて説明したが、その他の直列共振型
DC−DCコンバータにも本発明は適用できること
は明らかである。[Formula] V _C : Represented by the formula for the initial charging voltage value of the resonance capacitor 5. The average value of the resonant current obtained by equation (2) is the above average current value I _p ′, and from the relationship (EC−V′ _p )≪Vc, the above resonance capacitor is used to control the current value of the resonant current. A method of controlling the initial charging voltage value V _C as shown in No. 5 can be considered. The constant voltage control device of the present invention controls the initial charging voltage value V _C of the resonance capacitor 5 with another switching element to stabilize the output DC voltage V _P . FIG. 4 shows an embodiment of the present invention. To explain this, most of the configuration is the same as the configuration in FIG. 1, and the same reference numbers are given to those that perform the same function. In order to control the charging voltage value V _C of the resonance capacitor 5, the primary winding 15 of the disaster conversion transformer 14 is connected in parallel with the resonance capacitor 5, and the secondary winding 16 of the conversion transformer 14 is connected in parallel with the resonance capacitor 5. A rectifier circuit 17 is connected, a primary winding 19 of a conversion transformer 18 and a switching element 21 are connected in series between the output terminals of the rectifier circuit 17, and the conversion transformer 18 is connected between both terminals of the smoothing capacitor 11. A secondary winding 20 and a diode 22 are connected in series. The polarity of the primary winding 19 and the secondary winding 20 of the conversion transformer 18 is such that energy is stored in the primary winding 19 when the switching element 21 is on, and energy is stored from the secondary winding to the diode when the switching element 21 is off. 22 so that energy charges the smoothing capacitor 11. Therefore,
The beginning of each winding of the conversion transformer 18 is, for example, as shown in the figure. In the circuit configuration as described above, the operation in a steady state will be explained with reference to FIG. FIG. 5 shows the voltage waveform V _C (t) and the resonance current waveform i(t) of the resonance capacitor 5. When the switching element 3 is on, the switching elements 4 and 21 are off. When the switching element 3 is turned on, a resonant current flows from the input DC power supply 1 through the switching element 3, the conversion transformer, the resonance coil 6, and the resonance capacitor 5. When the point is taken as a reference potential, the charging voltage of the resonance capacitor 5 becomes VC1 as shown in FIG. When the resonant current becomes zero, the switching element 3 is turned off and the switching element 21 is turned on. When the switching element 21 is turned on, the charging voltage VC1 of the resonance capacitor 5 is discharged by the circuit including the conversion transformer 14, the rectifier circuit 17, the primary winding 19 of the conversion transformer 18, and the switching element 21. Start. The voltage value VC of the resonance capacitor 5 is controlled by the on-time of the switching element 21. As shown in Fig. 5, the ON time of the switching element 21 is TS.
When the voltage value of the resonance capacitor 5 is VC2
When the switching element 21 is turned off and the switching element 4 is turned on at the same time, a resonance current i is generated from the input DC power supply 2 through the resonance capacitor 5, the resonance coil 6, the conversion transformer 7, and the switching element 4. (t) flows.
Since the initial charging voltage of the resonance capacitor 5 is VC2, the magnitude of the resonant current at this time can be determined from equation (2) above. becomes. Here, the voltage V' _p between the primary windings of the conversion transformer 7 is constant. The resonant current flows and the smoothing capacitor 1
1 is charged, and the energy stored in the primary winding 19 of the conversion transformer 18 charges the smoothing capacitor 11 from the secondary winding 20 through the diode 22. As shown in FIG. 5, the switching element 4 allows the time π√
When the resonance current of 1/2 cycle of ₅ and ₆ flows, the voltage V _C (t) of the resonance capacitor 5 becomes a voltage equal to the magnitude of the charging voltage value VC1 starting from VC2 -
Charged to VC1. Here, the switching element 4 is turned off, and at the same time, the switching element 21 is turned on. When the switching element 21 is turned on, the energy of the resonance capacitor 5 is transferred to the primary winding 19 of the conversion transformer 18, and the switching element 21 is turned on.
After the on-time TS, the charging voltage of the resonant capacitor 5 becomes -VC2, which is equal to the previous charging voltage value VC2. At this point, the switching element 21 is turned off, and at the same time the switching element 3 is turned off.
When turned on, the resonant current shown by the equation (3) flows from the input DC power supply 1 as described above. The resonant current flows to charge the smoothing capacitor 11, and the conversion transformer 18
The energy stored in the primary winding 19 passes from the secondary winding 20 to the diode 22 and charges the smoothing capacitor 11. Power is supplied to the electrical load 12 by repeating the above operation with a period of (TS+π·√ ₅ · ₆ ). The electric power supplied to the electrical load 12 is based on a resonant current from the conversion transformer 7;
The power from the conversion transformer 18 is the sum of the power from the conversion transformer 18, but under normal conditions, the power from the conversion transformer 18 is extremely small compared to the power from the conversion transformer 7. The on time TS of the switching element 21 is determined by the output DC voltage V _p of the electrical load 12
The output current voltage V _p can be stabilized by detecting and comparing it with a reference voltage and controlling it. FIG. 6 shows an example of the characteristics of the output DC current _{I p} with respect to the on-time TS of the switching element 21, assuming that the output DC voltage V _p is constant. As described above, the constant voltage power supply device of the present invention is of the series resonance type.
By providing a switching element for control in the DC-DC converter, the conversion efficiency is high and the output DC voltage can be stabilized without sacrificing the features of the resonance type system. In addition, in FIG. 4, the conversion transformer 7 is assumed to be an ideal transformer, and the resonant coil 6 is provided separately.
Leakage inductance exists in an actual conversion transformer, and this value cannot be ignored. Therefore, in this case, the primary and secondary of the conversion transformer are adjusted so that the effective leakage inductance of the conversion transformer 7 has the same value as the inductance of the resonance coil 6.
By adjusting the coupling of the next winding, the resonance coil 6 can be omitted. FIG. 7 is a block diagram showing another embodiment of the present invention, illustrating the drive circuit for the switching elements 3, 4, and 21 and the circuit portion for controlling the output DC voltage. FIG. 8 is an operation waveform diagram of each part for explaining FIG. 7. In Figures 7 and 8, 23
8 is a resonant current detection circuit that detects and rectifies the resonant current of the resonant circuit using a current detection winding or the like, and outputs a voltage waveform shown in A of FIG. 24 is a synchronization circuit that detects the zero cross of the output waveform of the resonant current detection circuit 23 and synchronizes the oscillation frequency of the sawtooth wave oscillation circuit 25 with the resonant current. The sawtooth wave oscillation circuit 25 is synchronized with the output signal of the synchronization circuit 24, and oscillates a sawtooth wave shown at a in FIG. 8B. 27, the output DC voltage of the electrical load is supplied to one input terminal 26, and the other input terminal is supplied with a predetermined reference voltage ES,
An error amplification circuit amplifies the difference voltage between them, and its output signal (shown at b in FIG. 8B) is supplied to a comparison circuit 28 for comparison with the output signal of the sawtooth wave oscillation circuit 25. The comparison circuit 28 compares the output signal of the sawtooth wave oscillation circuit 25 and the output signal of the error amplification circuit 27 as shown in B in FIG. 8, and outputs the signal shown in D in FIG. At the same time, a signal shown in C in FIG. 8, which is an inverted version of the signal at the output terminal 30, is outputted to the other output terminal and applied to the distribution circuit 29. The distribution circuit 29 is a well-known circuit composed of a flip-flop circuit, an AND circuit, etc., and is used to divide the signal shown in FIG. 8C into signals E and F shown in FIG. Divide as shown. The signal at the output terminal 31 of the distribution circuit 29 [E in FIG. 8] drives the switching element 3, and the signal at the other output terminal 32 [F in FIG. 8] drives the switching element 4. . Further, the signal at the output terminal 30 of the comparison circuit 28 (D in FIG. 8) drives the switching element 21. In the above circuit configuration, when the output DC voltage connected to the input terminal 26 of the error amplification circuit 27 tries to increase, the voltage difference from the reference voltage ES increases, and the output signal of the error amplification circuit 27 increases. The level becomes larger than b in FIG. 8B, and as a result, the output terminal 30 of the comparator circuit 28
The pulse width of the output signal becomes wider, the on-time TS of the switching element 21 becomes longer, and as explained above, the resonance current becomes smaller, thereby limiting the rise in the output DC voltage. Here, in the oscillation waveform of the sawtooth wave oscillation circuit 25 [a in FIG. 8B],
The lower level is fixed at a constant value, and the upper level varies depending on the output level of the error amplification circuit 27. Note that the pulse width of the output signal of the comparison circuit 28 [FIG. 8C] is approximately constant because the sawtooth wave oscillation circuit 25 is synchronized with the resonant waveform. When the output DC voltage tends to become smaller, the output level of the error amplifying circuit 27 becomes lower than b in FIG. The pulse width becomes narrower, and the switching element 2
As the on-time TS of 1 becomes shorter, the resonant current becomes larger, which limits the drop in the output DC voltage. As described above, the control circuit shown in FIG. 7 can control the series resonant DC-DC converter in the same manner as the conventional duty ratio control method. Although a so-called half-bridge circuit series resonant DC-DC converter using two switching elements has been described as an embodiment of the constant voltage power supply device of the present invention, other series resonant type DC-DC converters are also applicable.
It is clear that the present invention can also be applied to DC-DC converters.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の基本回路図、第２図はその等価回路図、第３図
は共振電流波形図、第４図は本発明の一実施例を
示す回路接続図、第５図は同実施例の動作を説明
するための動作波形図、第６図はスイツチング素
子の特性例図、第７図は本発明の別の実施例のブ
ロツク図、第８図はその動作説明用の波形図であ
る。 １，２……入力直流電源、３，４，２１……ス
イツチング素子、５……共振用コンデンサ、７，
１４，１８……変換トランス、１０，１７……整
流回路、１１……平滑用コンデンサ、１２……電
気的負荷、２２……ダイオード、２３……共振電
流検出回路、２４……同期回路、２５……鋸歯状
波発振回路、２７……誤差増幅回路、２８……比
較回路、２９……ふり分け回路。 Figure 1 is a basic circuit diagram of a conventional series resonant DC-DC converter, Figure 2 is its equivalent circuit diagram, Figure 3 is a resonant current waveform diagram, and Figure 4 is a circuit connection showing an embodiment of the present invention. 5 is an operation waveform diagram for explaining the operation of the same embodiment, FIG. 6 is a characteristic example diagram of a switching element, FIG. 7 is a block diagram of another embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation. 1, 2... Input DC power supply, 3, 4, 21... Switching element, 5... Resonance capacitor, 7,
14, 18... Conversion transformer, 10, 17... Rectifier circuit, 11... Smoothing capacitor, 12... Electrical load, 22... Diode, 23... Resonant current detection circuit, 24... Synchronous circuit, 25 ... sawtooth wave oscillation circuit, 27 ... error amplification circuit, 28 ... comparison circuit, 29 ... distribution circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 入力直流電源、オン・オフ動作を行なう第１
のスイツチング素子、コンデンサ、および第１の
変換トランスの１次巻線とを直列に接続し、前記
第１の変換トランスの２次巻線に整流・平滑回路
を接続し、その出力端子に電気的負荷を接続して
直流電圧を供給するように構成された直列共振型
DC−DCコンバータにおいて、前記コンデンサと
並列に第２の変換トランスの１次巻線を接続し、
その２次巻線に整流回路を接続し、その整流回路
の出力端子間に第３の変換トランスの１次巻線と
第２のスイツチング素子とを直列にして接続し、
前記整流・平滑回路の出力端子間に前記第３の変
換トランスの２次巻線とダイオードとを直列にし
て接続し、前記第２のスイツチング素子のオン時
に前記第３の変換トランスの１次巻線にエネルギ
ーを蓄積し、オフ時に第３の変換トランスの２次
巻線から前記ダイオードを通して前記電気的負荷
にエネルギーを供給するように構成したことを特
徴とする定電圧電源装置。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、予め
定められた基準電圧と前記電気的負荷の直流電圧
とを比較する回路の出力信号と共振電流波形と同
期して発振する鋸歯状波発振回路の発振出力とを
比較回路で比較し、前記比較回路の一方の出力端
子から得られる信号で前記第２のスイツチング素
子を駆動すると共に、前記比較回路の他方の出力
端子から得られるところの前記第２のスイツチン
グ素子を駆動する信号に対して反転したレベルを
持つ信号をふり分け回路を介して前記第１のスイ
ツチング素子を駆動し、前記電気的負荷の直流電
圧を安定化するように構成されていることを特徴
とする定電圧電源装置。[Claims] 1. Input DC power source, first source for on/off operation
A switching element, a capacitor, and a primary winding of a first conversion transformer are connected in series, a rectifier/smoothing circuit is connected to the secondary winding of the first conversion transformer, and an electrical connection is made to the output terminal of the rectifying/smoothing circuit. Series resonant type configured to connect a load and supply DC voltage
In the DC-DC converter, a primary winding of a second conversion transformer is connected in parallel with the capacitor,
A rectifier circuit is connected to the secondary winding, and a primary winding of a third conversion transformer and a second switching element are connected in series between the output terminals of the rectifier circuit.
A secondary winding of the third conversion transformer and a diode are connected in series between the output terminals of the rectifier/smoothing circuit, and the primary winding of the third conversion transformer is connected when the second switching element is turned on. A constant voltage power supply device, characterized in that it is configured to store energy in a line and supply energy from a secondary winding of a third conversion transformer to the electrical load through the diode when it is off. 2. In the description of claim 1, a sawtooth wave oscillation circuit that oscillates in synchronization with an output signal of a circuit that compares a predetermined reference voltage and a DC voltage of the electrical load and a resonant current waveform. The oscillation output is compared with the oscillation output by a comparator circuit, and the second switching element is driven by the signal obtained from one output terminal of the comparator circuit, and the second switching element is driven by the signal obtained from the other output terminal of the comparator circuit. The first switching element is driven by a signal having an inverted level with respect to the signal driving the switching element through a distribution circuit, and the DC voltage of the electrical load is stabilized. A constant voltage power supply device characterized by: