JPS6247382B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

本発明は１対の信号線を使用した信号伝送方式
に関するものである。 従来の信号伝送方式において、２つの装置間で
１対の信号線を用いて双方向に同時に信号を伝送
するのには一方の装置の信号周波数と他方の装置
の信号周波数に異なるものを用いるいわゆる周波
数分割の方式とか、インピーダンス整合によるい
わゆるハイブリツド回路を用いる方式があつた
が、前者の方式では精密なフイルタを必要とし、
後者の方式では、かなり精密なハイブリツド回路
を必要とした。又、上記いずれの方式において
も、１対の信号線に信号と直流を重畳して信号の
外に一方の装置から他方の装置に直流を供給する
ためには、双方の装置に直流による磁気飽和を防
ぐためにかなり大きいトランスを必要とした。 本発明は、一方の装置からの信号に電圧信号を
用いるとともに他方の装置からの信号に電流信号
を用いることにより、２つの装置の間で双方向に
同時に信号を伝送するために周波数分割やハイブ
リツド回路を用いる必要がなく、また、一方の装
置から他方の装置へトランスを用いないで直流供
給を行うことができる信号伝送方式を提供するも
のである。 以下図面により本発明を詳細に説明する。 第１図ａは本発明の原理的構成を示すブロツク
図で、１は電圧信号を送出し電流信号を検出する
形式の送受信装置（以下、単に送受信装置１とい
う）、２は電流信号を送出し電圧信号を検出する
形式の送受信装置（以下、単に送受信装置２とい
う）、３は信号線、４はアース線、１０は直流電
源、１１は電流検出回路（電流検出手段）、１２
は電圧可変回路（電圧応答手段）、１３は信号
源、２１は電圧検出回路（電圧検出手段）、２２
は電流可変回路（電流応答手段）、２３は信号源
である。 第１図ａの構成の動作原理を第２図および第３
図を参照して説明する。 送受信装置１から送受信装置２へ信号を伝送す
る場合まず、送受信装置２の信号源２３は停止し
ているとする。送受信装置１の信号源１３により
電圧可変回路１２が動作して、信号に応じた電圧
変化を信号線３に発生させる。この様子を第２図
に示す。信号線３に発生した信号電圧は送受信装
置２の電圧検出回路２１にて検出され電圧又は電
流信号として取り出される。 送受信装置２から送受信装置１へ信号を伝送す
る場合まず送受信装置１の信号源１３は停止して
いるとする。送受信装置２の信号源２３により電
流可変回路２２が動作して、信号に応じた電流変
化を信号線３に発生させる。この様子を第３図に
示す。信号線３に発生した信号電流は送受信装置
１の電流検出回路１１にて検出され電圧又は電流
信号として取り出される。 以上は送受信装置２の信号源２３又は送受信装
置１の信号源１３が停止している状態で送受信装
置１又は２より送受信装置２又は１に信号線３を
介して信号を伝送する場合であつたが、電圧可変
回路１２より信号線３を見たその信号の周波数に
おける交流インピーダンスが充分高い場合には、
信号線３に電圧変化が生じても信号線３には電流
変化が生じない。従つて、送受信装置１より信号
源１３の信号（第１の伝送信号）を電圧可変回路
１２を通し送受信装置２に伝送しても送受信装置
１の電流検出回路１１からは信号源１３の第１の
伝送信号に基づく信号は出力されない。 又、信号源２３の出力（第２の伝送信号）を信
号線３に伝送するときに電流可変回路２２より信
号線３を見た第２の伝送信号の周波数における交
流インピーダンスが充分低い場合は、信号線３に
電流変化が生じても信号源２３の信号（第２の伝
送信号）を電流可変回路２２を通し送受信装置２
に伝送しても送受信装置２の電圧検出回路２１か
らは信号源２３の第２の伝送信号に基づく信号は
出力されない。 従つて、電圧可変回路１２より信号線３を見た
第１の伝送信号の周波数における交流インピーダ
ンスが充分高く、かつ、電流可変回路２２より信
号線３を見た第２の伝送信号の周波数における交
流インピーダンスが充分低い場合には、送受信装
置１及び２は各々の信号源１３及び２３を同時に
動作させても、それぞれが発生させる信号線３上
の自分自身の信号（第１の伝送信号及び第２の受
信信号）には干渉されずに送受信回路２或いは１
の信号（第２の伝送信号又は第１の伝送信号）を
検出することができる。 又、信号線３の距離が長くなり理想的な伝送路
とみなせない等の原因により電圧可変回路１２よ
り信号線３を見た交流インピーダンスが充分高く
ない場合は、信号線３の電圧変化は信号線３の電
流変化となり信号源１３の信号を電流検出回路１
１が検出するので、これを補償するために信号源
１３と電流検出回路１１の間に電流補正回路を挿
入し、信号源１３の信号成分を打ち消す。 又、電流可変回路２２より信号線を見た交流イ
ンピーダンスが充分低くない場合には、信号線３
の電流変化は信号線３の電圧変化となり、信号源
２３の信号を電圧検出回路２１が検出するので、
これを補償するために信号源２３と電圧検出回路
２１の間に電圧補正回路を挿入し、信号源２３の
信号成分を打ち消す。 第１図ａの構成は第１図ｂのように変更するこ
とも可能である。この構成においては、電流検出
回路１１は低出力インピーダンスにする必要があ
る。 上記の電流補正回路及び電圧補正回路を第１図
ａに加えたものを第４図に示す。第４図におい
て、１４は電流補正回路、２４は電圧補正回路で
ある。 第５図は第１図ａの構成に基づく一実施例であ
り、１は電圧信号を送出し電流信号を検出する形
式に送受信装置（以下、単に送受信装置１とい
う）、１０は直流電源、１１は電流検出回路、１
２は電圧可変回路、１３は信号源、１１０，１１
６，１２０はコンデンサ、１１２，１２４，１２
５はトランジスタ、１１１，１１３，１１４，１
１５，１１７，１２１，１２２，１２３は抵抗、
１１８はフオトカプラのフオトトランジスタ、１
１９はフオトカプラの発光ダイオード、１００は
電流検出回路１１の出力端子である。２は電流信
号を送出し電圧信号を検出する形式の送受信装置
（以下、単に送受信装置２という）、２０は直流電
源、２１は電圧検出回路、２２は電流可変回路、
２３は信号源、２２０，２１５はトランジスタ、
２２１，２２２，２２３，２１１，２１２，２１
３，２１４，２１６は抵抗、２２４，２１０，２
１７はコンデンサ、２００は電圧検出回路２１の
出力端子であり、３は信号線、４はアース線であ
る。 次に第５図に基づき動作を説明する。 電圧可変回路１２はエミツタフオロアを２段直
結した回路であり、トランジスタ１２４が活性領
域で動作する様に抵抗１２１，１２２によりバイ
アス値が設定され、このバイアス値よりトランジ
スタ１２４及び１２５のベース・エミツタ間の順
方向電圧降下分（約1.4V）だけ低い電圧がトラ
ンジスタ１２５のエミツタ電圧となる。この状態
でコンデンサ１２０を通しトランジスタ１２４の
ベースに信号が加えられるとこの信号に応じトラ
ンジスタ１２５のエミツタ電圧は変化する。 電流検出回路１１において、抵抗１１７はフオ
トトランジスタ１１８が活性領域で動作する値に
設定されており、発光ダイオード１１９に流れる
電流が変化すると、この変化に応じフオトトラン
ジスタ１１８のコレクタ電流が変化し、この電流
変化は低抗１１７により電圧変化に変換され、こ
の電圧変化はコンデンサ１１６を通しトランジス
タ１１２のベースに伝えられる。トランジスタ１
１２はバイアス設定用の抵抗１１４，１１５と抵
抗１１１，１１３とによりＡ級増幅器となつてい
るのでトランジスタ１１２のベース電圧変化はト
ランジスタ１１２のコレクタ電圧変化となりコン
デンサ１１０を通し出力端子１００に出力され
る。 電流可変回路２２において、抵抗２２２及び２
２３により設定されるバイアス値よりトランジス
タ２２０のベース・エミツタ間の順方向電圧降下
分（約0.7V）だけ低い電圧がトランジスタ２２
０のエミツタ電圧となり、このエミツタ電圧と抵
抗２２１で決まる電流がトランジスタ２２０のコ
レクタ電流となる。この状態でコンデンサ２２４
を通しトランジスタ２２０のベースに信号が加え
られると、この信号に応じトランジスタ２２０の
コレクタ電流は変化する。 電圧検出回路２１において、トランジスタ２１
５はバイアス設定用の抵抗２１２，２１３と抵抗
２１４，２１６とによりＡ級増幅器となつている
ので、信号線３の電圧変化はコンデンサ２１０及
び抵抗２１１を通してトランジスタ２１５のベー
スに伝えられ、トランジスタ２１５のコレクタよ
りコンデンサ２１７を通し出力端子２００に出力
される。 以上の動作状態で送受信装置１より送受信装置
２に信号を伝送する場合は、信号源１３の信号は
〔コンデンサ１２０→トランジスタ１２４のベー
ス→トランジスタ１２４のエミツタ→トランジス
タ１２５のベース→トランジスタ１２５のエミツ
タ〕のルートで信号線３，４間に第２図に示す様
な信号電圧の形で現われ、この信号電圧は信号線
３を通しコンデンサ２１０及び抵抗２１１を通し
トランジスタ２１５のベースに伝えられ、トラン
ジスタ２１５により増幅されコンデンサ２１７を
通し出力端子２００に出力される。 一方、送受信装置２より送受信装置１に信号を
伝送する場合は、信号源２３の信号はコンデンサ
２２４を通しトランジスタ２２０のベースに伝え
られ、この信号に応じトランジスタ２２０のコレ
クタ電流が変化し、この変化電流は第３図に示す
様な形で信号電流として 〔トランジスタ２２０のコレクタ→トランジスタ
２２０のエミツタ→抵抗２２１→アース線４→直
流電源１０→発光ダイオード１１９→トランジス
タ１２５のコレクタ→トランジスタ１２５のエミ
ツタ→信号線３〕のルートで流れるので、この信
号電流は発光ダイオード１１９を通しフオトトラ
ンジスタ１１８のコレクタ上に信号電圧として現
われ、コンデンサ１１６を通しトランジスタ１１
２により増幅されコンデンサ１１０を通し出力端
子１００に信号電圧の形で出力される。 第６図は、第４図に基づく一実施例であり、第
５図において信号線３，４を擬似線路に置き換
え、電流検出回路１１と信号源１３の間に電流補
正回路１４を挿入し、また電圧検出回路２１と信
号源２３の間に電圧補正回路２４を加えたもので
ある。第６図において、３０は擬似線路、３０
０，３０１，３０３，３０４は抵抗、３０２はコ
ンデンサ、１４は電流補正回路、１４０，１４３
はコンデンサ、１４１，１４２は抵抗、２４は電
圧補正回路、２４０はインダクタンス、２４３は
コンデンサ、２４１，２４２は抵抗である。その
他の回路は第５図と全く同じである。 次に第６図について動作を説明する。 第５図における信号線３，４が伝送路として理
想的でなく、第６図の擬似線路３０の等価回路で
表わすことができ、又、第５図において信号線３
より送受信回路２を見た交流インピーダンスが充
分高くない場合は、第６図において信号源１３の
信号に応じてトランジスタ１２５のエミツタ電圧
が変化し、この電圧変化により 〔抵抗３００→コンデンサ３０２→抵抗３０１→
直流電源１０→発光ダイオード１１９→トランジ
スタ１２５のコレクタ→トランジスタ１２５のエ
ミツタ〕 のルート及び 〔抵抗３００→抵抗３０３→送受信装置２→抵抗
３０４→抵抗３０１→直流電源１０→発光ダイオ
ード１１９→トランジスタ１２５のコレクタ→ト
ランジスタ１２５のエミツタ〕 のルートで信号源１３に基づく信号電流成分が発
光ダイオード１１９に流れる。従つて、送受信装
置１と送受信装置２の間で双方向に同時に信号伝
送をすると、電流検出回路１１の出力端子１００
には信号源２３の成分の他に信号源１３の成分が
出力されるので、出力端子１００より信号源１３
の成分を取り除くために電流補正回路１４にて抵
抗１１７に流れる電流の中の信号源１３の成分を
打ち消す。 電流補正回路１４において、コンデンサ１４３
は直流阻止用であり、抵抗１４１，１４２及びコ
ンデンサ１４０は擬似線路３０に基づく信号源１
３の成分及び送受信装置２に基づく信号源１３の
成分を打ち消す様に定数を設定する。 又、第５図における信号線３，４が伝送路とし
て理想的でなく、第６図の擬似線路３０の等価回
路で表わすことができ、又第５図において信号線
３，４より送受信装置１を見た交流インピーダン
スが充分低くない場合は、第６図において信号源
２３の信号に応じてトランジスタ２２０のコレク
タ電流が変化し、この電流変化により、 〔トランジスタ２２０のコレクタ→トランジスタ
２２０のエミツタ→抵抗２２１→抵抗３０４→コ
ンデンサ３０２→抵抗３０３→トランジスタ２２
０のコレクタ〕のルート及び 〔トランジスタ２２０のコレクタ→トランジスタ
２２０のエミツタ→抵抗２２１→抵抗３０４→抵
抗３０１→送受信装置１→抵抗３００→抵抗３０
３→トランジスタ２２０のコレクタ〕 のルートで信号源２３に基づく信号電流が流れ、
この結果トランジスタ２２０のコレクタに信号源
２３に基づく電圧変化が現われる。 従つて、送受信装置１と送受信装置２との間で
双方向に同時に信号伝送をすると電圧検出回路２
１の出力端子２００には信号源１３の成分の外に
信号源２３の成分が出力されるので、出力端子２
００より信号源２３の成分を取り除くために電圧
補正回路２４にてトランジスタ２１５のベースに
加えられる電圧の中の信号源２３の成分を打ち消
す。 電圧補正回路２４において、コンデンサ２４３
は直流阻止用であり、抵抗２４１，４２及びイン
ダクタンス２４０は擬似線路３０に基づく信号源
２３の成分及び送受信装置１に基づく信号源２３
の成分を打ち消す様に定数を設定する。 第１図ｂの構成による回路の具体例としては第
５図において、フオトダイオード１１９をトラン
ジスタ１２５のエミツタと信号線３間に移すこと
により実現できる。 次に第６図の回路構成素子に具体的数値例を適
用した場合に、電流検出回路１１及び電圧検出回
路２１が検出する自装置内の信号源１３および信
号源２３の成分の算出とこれらを補償する電流補
正回路１４および電圧補正回路２４の定数の算出
の方法を示し、又、擬似線路３０より送受信装置
１および２を見たインピーダンスがそれぞれの検
出回路に及ぼす影響を定量的に説明する。 第１表に第６図の回路構成素子等の記号名称と
数値例を示す。e₁，e₂の周波数は同一で＝1.5K
Hzとする。擬似線路３０より送受信回路１を見込
んだインピーダンスををＺ_1ioとし、トランジスタ
１２５のエミツタ抵抗をZ₁₂₅（＝３Ω）とする
と、 Ｚ_1io≒Z₁₂₅＝３Ω The present invention relates to a signal transmission system using a pair of signal lines. In conventional signal transmission systems, in order to simultaneously transmit signals in both directions between two devices using a pair of signal lines, the signal frequency of one device is different from the signal frequency of the other device. There were frequency division methods and methods using so-called hybrid circuits based on impedance matching, but the former method required precision filters;
The latter method required fairly sophisticated hybrid circuitry. In addition, in any of the above methods, in order to superimpose a signal and a direct current on a pair of signal lines and supply a direct current from one device to the other in addition to the signal, both devices must be magnetically saturated by the direct current. A fairly large transformer was required to prevent this. The present invention uses frequency division and hybrid methods to simultaneously transmit signals in both directions between two devices by using a voltage signal as a signal from one device and a current signal as a signal from the other device. The present invention provides a signal transmission method that does not require the use of circuits and can supply direct current from one device to another without using a transformer. The present invention will be explained in detail below with reference to the drawings. FIG. 1a is a block diagram showing the basic configuration of the present invention, in which 1 is a transmitting/receiving device (hereinafter simply referred to as transmitting/receiving device 1) that sends out a voltage signal and detects a current signal, and 2 shows a type of transmitting/receiving device that sends out a current signal and detects a current signal. A transmitting/receiving device for detecting voltage signals (hereinafter simply referred to as transmitting/receiving device 2), 3 is a signal line, 4 is a ground wire, 10 is a DC power supply, 11 is a current detection circuit (current detection means), 12
13 is a signal source; 21 is a voltage detection circuit (voltage detection means); 22
23 is a current variable circuit (current response means) and a signal source. The operating principle of the configuration in Figure 1a is explained in Figures 2 and 3.
This will be explained with reference to the figures. When transmitting a signal from the transmitting/receiving device 1 to the transmitting/receiving device 2, it is assumed that the signal source 23 of the transmitting/receiving device 2 is stopped. The voltage variable circuit 12 is operated by the signal source 13 of the transmitting/receiving device 1 to generate a voltage change on the signal line 3 according to the signal. This situation is shown in FIG. The signal voltage generated on the signal line 3 is detected by the voltage detection circuit 21 of the transmitting/receiving device 2 and extracted as a voltage or current signal. When transmitting a signal from the transmitter/receiver 2 to the transmitter/receiver 1, it is assumed that the signal source 13 of the transmitter/receiver 1 is stopped. The variable current circuit 22 is operated by the signal source 23 of the transmitter/receiver 2 to generate a current change in the signal line 3 according to the signal. This situation is shown in FIG. The signal current generated in the signal line 3 is detected by the current detection circuit 11 of the transmitting/receiving device 1 and extracted as a voltage or current signal. The above is a case where a signal is transmitted from the transmitting/receiving device 1 or 2 to the transmitting/receiving device 2 or 1 via the signal line 3 while the signal source 23 of the transmitting/receiving device 2 or the signal source 13 of the transmitting/receiving device 1 is stopped. However, if the AC impedance at the signal frequency seen from the voltage variable circuit 12 to the signal line 3 is sufficiently high,
Even if a voltage change occurs in the signal line 3, a current change does not occur in the signal line 3. Therefore, even if the signal of the signal source 13 (first transmission signal) is transmitted from the transmitting/receiving device 1 to the transmitting/receiving device 2 through the voltage variable circuit 12, the current detection circuit 11 of the transmitting/receiving device 1 does not transmit the first signal of the signal source 13 A signal based on the transmitted signal is not output. Furthermore, when transmitting the output (second transmission signal) of the signal source 23 to the signal line 3, if the AC impedance at the frequency of the second transmission signal viewed from the variable current circuit 22 to the signal line 3 is sufficiently low, Even if a current change occurs in the signal line 3, the signal from the signal source 23 (second transmission signal) is passed through the variable current circuit 22 to the transmitting/receiving device 2.
Even if the second transmission signal is transmitted from the signal source 23, the voltage detection circuit 21 of the transmitting/receiving device 2 does not output a signal based on the second transmission signal from the signal source 23. Therefore, the AC impedance at the frequency of the first transmission signal viewed from the variable voltage circuit 12 to the signal line 3 is sufficiently high, and the AC impedance at the frequency of the second transmission signal viewed from the variable current circuit 22 to the signal line 3 is sufficiently high. If the impedance is sufficiently low, even if the transmitting/receiving devices 1 and 2 operate their respective signal sources 13 and 23 simultaneously, each of them generates its own signals (the first transmission signal and the second transmission signal) on the signal line 3. (received signal) without being interfered with by the transmitter/receiver circuit 2 or 1.
(second transmission signal or first transmission signal). In addition, if the AC impedance seen from the voltage variable circuit 12 is not high enough due to reasons such as the signal line 3 being too long to be considered as an ideal transmission line, the voltage change on the signal line 3 will be Due to the current change in line 3, the signal from signal source 13 is sent to current detection circuit 1.
1 is detected, so in order to compensate for this, a current correction circuit is inserted between the signal source 13 and the current detection circuit 11 to cancel out the signal component of the signal source 13. Also, if the AC impedance seen from the signal line from the current variable circuit 22 is not low enough, the signal line 3
The current change becomes a voltage change in the signal line 3, and the voltage detection circuit 21 detects the signal from the signal source 23.
In order to compensate for this, a voltage correction circuit is inserted between the signal source 23 and the voltage detection circuit 21 to cancel out the signal component of the signal source 23. The configuration shown in FIG. 1a can also be modified as shown in FIG. 1b. In this configuration, the current detection circuit 11 needs to have low output impedance. FIG. 4 shows a circuit in which the above-described current correction circuit and voltage correction circuit are added to FIG. 1a. In FIG. 4, 14 is a current correction circuit, and 24 is a voltage correction circuit. FIG. 5 shows an embodiment based on the configuration shown in FIG. is the current detection circuit, 1
2 is a voltage variable circuit, 13 is a signal source, 110, 11
6, 120 are capacitors, 112, 124, 12
5 is a transistor, 111, 113, 114, 1
15, 117, 121, 122, 123 are resistances,
118 is a phototransistor of a photocoupler, 1
19 is a light emitting diode of a photocoupler, and 100 is an output terminal of the current detection circuit 11. 2 is a transmitting/receiving device that sends a current signal and detects a voltage signal (hereinafter simply referred to as the transmitting/receiving device 2); 20 is a DC power supply; 21 is a voltage detection circuit; 22 is a variable current circuit;
23 is a signal source, 220 and 215 are transistors,
221, 222, 223, 211, 212, 21
3,214,216 is resistance, 224,210,2
17 is a capacitor, 200 is an output terminal of the voltage detection circuit 21, 3 is a signal line, and 4 is a ground line. Next, the operation will be explained based on FIG. The voltage variable circuit 12 is a circuit in which two stages of emitter followers are directly connected, and a bias value is set by resistors 121 and 122 so that the transistor 124 operates in the active region. The voltage lower by the forward voltage drop (approximately 1.4 V) becomes the emitter voltage of the transistor 125. In this state, when a signal is applied to the base of transistor 124 through capacitor 120, the emitter voltage of transistor 125 changes in response to this signal. In the current detection circuit 11, the resistor 117 is set to a value that allows the phototransistor 118 to operate in the active region, and when the current flowing through the light emitting diode 119 changes, the collector current of the phototransistor 118 changes in accordance with this change. The current change is converted into a voltage change by resistor 117, and this voltage change is transmitted to the base of transistor 112 through capacitor 116. transistor 1
12 is a class A amplifier with bias setting resistors 114 and 115 and resistors 111 and 113, so a change in the base voltage of transistor 112 becomes a change in the collector voltage of transistor 112 and is output to output terminal 100 through capacitor 110. . In the current variable circuit 22, resistors 222 and 2
The voltage lower than the bias value set by transistor 23 by the forward voltage drop between the base and emitter of transistor 220 (approximately 0.7V) is
The emitter voltage becomes 0, and the current determined by this emitter voltage and the resistor 221 becomes the collector current of the transistor 220. In this state, the capacitor 224
When a signal is applied to the base of transistor 220 through , the collector current of transistor 220 changes in response to this signal. In the voltage detection circuit 21, the transistor 21
5 constitutes a class A amplifier with bias setting resistors 212, 213 and resistors 214, 216, so the voltage change on signal line 3 is transmitted to the base of transistor 215 through capacitor 210 and resistor 211, and The signal is output from the collector to the output terminal 200 through the capacitor 217. When transmitting a signal from the transmitting/receiving device 1 to the transmitting/receiving device 2 in the above operating state, the signal from the signal source 13 is [capacitor 120 → base of transistor 124 → emitter of transistor 124 → base of transistor 125 → emitter of transistor 125] A signal voltage as shown in FIG. 2 appears between the signal lines 3 and 4 along the route of , and this signal voltage is transmitted through the signal line 3 to the base of the transistor 215 through the capacitor 210 and the resistor 211. The signal is amplified by , and is output to the output terminal 200 through the capacitor 217 . On the other hand, when transmitting a signal from the transmitting/receiving device 2 to the transmitting/receiving device 1, the signal from the signal source 23 is transmitted to the base of the transistor 220 through the capacitor 224, and the collector current of the transistor 220 changes according to this signal. The current is transmitted as a signal current in the form shown in FIG. Since this signal current flows through the route of the signal line 3], this signal current passes through the light emitting diode 119 and appears as a signal voltage on the collector of the phototransistor 118, passes through the capacitor 116, and appears on the collector of the phototransistor 118.
The signal is amplified by 2, passed through a capacitor 110, and outputted to the output terminal 100 in the form of a signal voltage. FIG. 6 shows an embodiment based on FIG. 4, in which the signal lines 3 and 4 in FIG. 5 are replaced with pseudo lines, and a current correction circuit 14 is inserted between the current detection circuit 11 and the signal source 13. Further, a voltage correction circuit 24 is added between the voltage detection circuit 21 and the signal source 23. In FIG. 6, 30 is a pseudo line;
0, 301, 303, 304 are resistors, 302 are capacitors, 14 are current correction circuits, 140, 143
is a capacitor, 141 and 142 are resistors, 24 is a voltage correction circuit, 240 is an inductance, 243 is a capacitor, and 241 and 242 are resistors. The other circuits are exactly the same as in FIG. Next, the operation will be explained with reference to FIG. The signal lines 3 and 4 in FIG. 5 are not ideal as transmission lines, and can be represented by an equivalent circuit of the pseudo line 30 in FIG.
If the AC impedance seen in the transmitter/receiver circuit 2 is not high enough, the emitter voltage of the transistor 125 changes according to the signal from the signal source 13 in FIG. →
DC power supply 10 → light emitting diode 119 → collector of transistor 125 → emitter of transistor 125] and the route of [resistor 300 → resistor 303 → transmitter/receiver 2 → resistor 304 → resistor 301 → DC power supply 10 → light emitting diode 119 → collector of transistor 125 →emitter of transistor 125] A signal current component based on the signal source 13 flows to the light emitting diode 119 through the route. Therefore, when signals are transmitted simultaneously in both directions between the transmitting/receiving device 1 and the transmitting/receiving device 2, the output terminal 100 of the current detection circuit 11
Since the component of the signal source 13 is outputted in addition to the component of the signal source 23, the signal source 13 is output from the output terminal 100.
In order to remove the component, the current correction circuit 14 cancels out the component of the signal source 13 in the current flowing through the resistor 117. In the current correction circuit 14, the capacitor 143
is for direct current blocking, and resistors 141, 142 and capacitor 140 are for signal source 1 based on pseudo line 30.
The constant is set so as to cancel out the component of signal source 13 based on the transmitting/receiving device 2 and the component of signal source 13 based on transmitting/receiving device 2. Furthermore, the signal lines 3 and 4 in FIG. 5 are not ideal as transmission lines, and can be represented by an equivalent circuit of the pseudo line 30 in FIG. If the AC impedance shown in Fig. 6 is not sufficiently low, the collector current of the transistor 220 changes according to the signal from the signal source 23 in Fig. 6, and this current change causes the following: 221 → Resistor 304 → Capacitor 302 → Resistor 303 → Transistor 22
0 collector] route and [collector of transistor 220 → emitter of transistor 220 → resistor 221 → resistor 304 → resistor 301 → transmitting/receiving device 1 → resistor 300 → resistor 30
3→Collector of transistor 220] A signal current based on the signal source 23 flows through the route,
As a result, a voltage change based on the signal source 23 appears at the collector of the transistor 220. Therefore, if signals are transmitted simultaneously in both directions between the transmitting/receiving device 1 and the transmitting/receiving device 2, the voltage detection circuit 2
In addition to the components of the signal source 13, the components of the signal source 23 are output to the output terminal 200 of the output terminal 2.
In order to remove the component of the signal source 23 from 00, the voltage correction circuit 24 cancels the component of the signal source 23 in the voltage applied to the base of the transistor 215. In the voltage correction circuit 24, the capacitor 243
is for direct current blocking, and resistors 241, 42 and inductance 240 are components of the signal source 23 based on the pseudo line 30 and the signal source 23 based on the transmitting/receiving device 1.
Set a constant to cancel the component of . A specific example of the circuit having the configuration shown in FIG. 1b can be realized by moving the photodiode 119 between the emitter of the transistor 125 and the signal line 3 in FIG. Next, when a specific numerical example is applied to the circuit components shown in FIG. A method of calculating the constants of the current correction circuit 14 and the voltage correction circuit 24 to be compensated will be shown, and the influence of the impedance seen from the pseudo line 30 on the transmitting/receiving devices 1 and 2 on the respective detection circuits will be quantitatively explained. Table 1 shows symbol names and numerical examples of the circuit components shown in FIG. 6. The frequencies of e ₁ and e ₂ are the same = 1.5K
Hz. Assuming that the impedance looking into the transmitter/receiver circuit 1 from the pseudo line 30 is Z _1io and the emitter resistance of the transistor 125 is Z ₁₂₅ (=3Ω), Z _1io ≒ Z ₁₂₅ = 3Ω

【表】【table】

【表】【table】

【表】 擬似線路３０より送受信装置２を見込んだイン
ピーダダンスをＺ_2ioとし、トランジスタ２２０の
コレクタ抵抗をZ₂₂₀（100KΩ）とし、かつ、電圧
補正回路２４を１つのインピーダンスZ₂₄とした
ときに、Z₂₄はR₂₁₂R₂₁₃に比べ充分大きいとする
と、 Ｚ_2io≒Z₂₂₀ （R₂₁₁＋Z₂₄R₂₁₂R₂₁₃） ≒R₂₁₁＋R₂₁₂R₂₁₃＝1.1（ＫΩ） 送受信装置１より擬似線路３０を見込んだインピ
ーダンスをＺ₁とすると、 送受信装置２より擬似線路３０を見込んだインピ
ーダンスをＺ₂とすると、 出力端子１００のe₂による電圧成分をＶ_1Sと
し、電圧補正回路１４を１つのインピーダンス
Z₁₄としたときに、Z₁₄はR₁₁₇に比べ充分大きいと
すると、 （但し、αはフオトカプラの電流変換比率でα
フオトトランジスタ１１８のコレクタ電流／発光ダイオ
ード１１９の順方向電流＝ 0.2） 又、擬似線路３０等の影響により出力端子１０
０に現われるe₁の電圧成分をＶ_1Nとすると、 Ｖ_1N＝ｅ_１／Ｚ_１・α・（R₁₁₄R₁₁₅R₁₁₇Z₁₄）・Ｒ_１１３／Ｒ_１１１ ≒ｅ_１／Ｚ_１・α・R₁₁₇・Ｒ_１１３／Ｒ_１１１0.12（Ｖ） ここで、Ｖ_1NとＶ_1Sの比をθ_１とすると 従つて送受信装置１および２の間で双方向に同
時に信号を伝送すると第１表の数値例では出力端
子１００の出力には信号源２３の信号の他に信号
源１３の信号が18％含まれることになる。θ_１は
R₂₂₁とＺ₁の比に比例するのでＺ₁即ち送受信
装置１より擬似線路３０を見たインピーダンスが
大きいほどθ_１は小さくなることが分かる。又、
Ｎ₁の式よりＺ₁はほぼＺ_2ioに等しいので、結
局、θ_１は送受信装置２のインピーダンスが大き
いほど小さいことになる。 又、Ｖ_1Nを補償するのには電流補正回路１４の
定数を以下の様に定めればよい。 前記の電流補正回路１４のインピーダンスZ₁₄
は であり、電流補正回路１４を通し出力端子１００
に現われるe₁の成分をＶ_1Cとすると Ｖ_1C≒−Ｒ_１１７Ｒ_１１４Ｒ_１１５／Ｚ_１４＋Ｒ_１１７Ｒ_１１４Ｒ_１１５・Ｒ_１１３／Ｒ_１１１・e₁≒
Ｒ_１１７／Ｚ_１４Ｒ_１１７・Ｒ_１１３／Ｒ_１１１・e₁ 従つて、Ｖ_1CＶ_1N＝０とすると補償することがで
きるので Z₁₄＋R₁₁₇Ｚ_１／α 即ち 従つて R₁₁₇１／α・（R₃₀₀R₃₀₁）−R₁₄₂＝０ R₁₄₁＝１／α・Ｚ_2io＝5.5（ＫΩ） C₁₄₀＝αC₃₀₂＝0.00086（μＦ） となる。 一方、出力端子２００のe₁による電圧成分をＶ
_2Sとすると 又、擬似線路３０等の影響により出力端子２０
０に現われるe₂の電圧成分をＶ_2Nとすると、 Ｖ_2N＝ｅ_２／Ｒ_２２１・（Ｚ₂Ｚ_2io）・Ｒ_２１２Ｒ_２１３Ｚ_２４／Ｒ_２１１・Ｒ_２１６／Ｒ_２１４ ≒ｅ_２／Ｒ_２２１・Ｚ₂・Ｒ_２１２Ｒ_２１３／Ｒ_２１１・Ｒ_２１６／Ｒ_２１４＝0.13（Ｖ） ここでＶ_2NとＶ_2Sの比をθ_２とすると、 θ_２＝Ｖ_２Ｎ／Ｖ_２Ｓ≒ｅ_２／ｅ_１・Ｚ_２／Ｒ_２２
１≒0.21 従つて、送受信装置１および２の間で双方向に
同時に信号を伝送すると、第１表の数値例では出
力端子２００の出力には信号源１３の信号の外に
信号源２３の信号が21％含まれることになる。θ
_２はＺ₂とZ₂₂₁の比に比例するので、Ｚ₂即ち
送受信装置２より擬似線路３０を見たインピーダ
ンスが小さいほどθ_２は小さくなることが分か
る。又、Ｚ₂の式よりＺ₂はほぼ擬似線路３０
の直流抵抗（R₃₀₀，R₃₀₁，R₃₀₃，R₃₀₄）と送受信装
置１のインピーダンスＺ_1ioの和に等しいので結
局、θ_２は信号線の距離が短かく、又、送受信装
置１のインピーダンスが小さいほど小さいことに
なる。 又、Ｖ_2Nを補償するのには電圧補正回路２４の
定数を以下の様に定めればよい。 前記の電圧補正回路２４のインピーダンスZ₂₄
は であり電圧補正回路２４を通し出力端子２００に
現われるe₂の成分をＶ_2Cとすると Ｖ_2C≒−Ｒ_２１２Ｒ_２１３（Ｒ_２１１＋Ｚ_２）／Ｚ_２４Ｒ_２１２Ｒ_２１３（Ｒ_２１１＋Ｚ_２）・e₂・Ｒ
_２１６／Ｒ_２１４≒−Ｒ_２１２Ｒ_２１３／Ｚ_２４・e₂・Ｒ_２１６／Ｒ_２１４ 従つてＶ_2N＋Ｖ_2C＝０とすると補償することが
できるので １／Ｚ_２４＝Ｚ_２／Ｒ_２２１・Ｒ_２１１ 即ち よつて R₂₄₁＝Ｒ_２２１・Ｒ_２１１／Ｒ_３００＋Ｚ_１ｉｏ＋Ｒ
_３０１ ＝8.7（ＫΩ） R₂₄₂＝Ｒ_２２１・Ｒ_２１１／Ｒ_３０３＋Ｒ_３０４＝10
（ＫΩ） L₂₄₀＝R₂₂₁・R₂₁₁・C₃₀₂0.86（mH） となる。 尚、θ_１とθ_２の積θは、送受信装置１と２の
間で双方向に同時に信号を伝送したときの総合性
能を表わす量と考えることができ、θの値が小さ
い程性能が良いことになる。 θ＝θ_１・θ_２＝（ｅ_１／ｅ_２・Ｒ_２２１／Ｚ_１） ・（ｅ_２／ｅ_１・Ｚ_２／Ｒ_２２１）＝Ｚ_２／
Ｚ_１ 従つて、θは送受信装置２および送受信回路１
より擬似線路３０を見込んだインピーダンスの比
で表わされ、結局、θを小さくするのには、送受
信装置２より擬似線路３０を見込んだインピーダ
ンスを低くくし、送受信装置１より擬似線路１を
見込んだインピーダンスを高くすればよい。 以上の説明においては伝送信号はアナログ信号
及びデイジタル信号のいずれでもよいが、伝送信
号をデイジタル信号に限つた場合は、第１図に基
づく他の実施例として第７図の構成方法がある。 第７図において、１は電圧駆動電流検出形送受
信装置（以下単に送受信装置１という）、１０は
直流電源、１１は電流検出回路、１２は電圧可変
回路、１３は矩形波の信号源、４１０，４２４，
４２６はトランジスタ、４１１，４１３，４１
５，４２０，４２５は抵抗、４１４はコンデン
サ、４１６はフオトカプラのフオトトランジス
タ、４１７はフオトカプラの発光ダイオード、４
１２，４２１，４２２，４２３はダイオード、１
００は電流検出回路の出力端子である。また、２
は電流駆動電圧検出形の送受信装置（以下、単に
送受信装置２という）、２０は直流電源、２１は
電圧検出回路、２２は電流可変回路、２３は矩形
波の信号源、５２０，５１４はトランジスタ、５
２１，５２２，５１１，５１２，５１５は抵抗、
５１０はコンデンサ、５１３はダイオード、２０
０は電圧検出回路２１の出力端子であり、３は信
号線、４はアース線である。 次に第７図の実施例の動作を説明する。信号源
１３のデイジタル信号により、トランジスタ４２
６はオン・オフのスイツチング動作をし、トラン
ジスタ４２４はトランジスタ４２６がオンのとき
オンとなり、オフのときオフとなる。トランジス
タ４２４がオンのときは直流電源１０の電圧より
発光ダイオード４１７の順方向電圧（約1V）と
トランジスタ４２４の飽和電圧（約0.1V）を差
し引いた値の電圧がトランジスタ４２４のコレク
タに発生する。 一方、トランジスタ４２４がオフのときは直流
電源１０の電圧より発光ダイオード４１７の順方
向電圧（約1V）とダイオード４２１，４２２，
４２３の順方向電圧（合計で約2V）を差し引い
た値の電圧がダイオード４２３のカソードに発生
する。 従つて結局、信号線３，４間には信号源１３の
矩形波信号に応じほぼダイオード４２１，４２
２，４２３の順方向電圧で決まる振幅のデイジタ
ル波電圧信号が発生する。 この矩形波電圧信号は〔信号線３→コンデンサ
５１０→抵抗５１１→ダイオード５１３→トラン
ジスタ５１４のベース〕のルートでトランジスタ
５１４のベースに伝わり、トランジスタ５１４は
信号に応じオン・オフのスイツチング動作をし、
出力端子２００に矩形波電圧として出力される。
この様子を第８図に示す。 一方、信号源２３の矩形波信号によりトランジ
スタ５２０はオフと活性領域の間のスイツチング
動作をし、活性領域にあるときは信号源２３の電
圧と抵抗５２１で決まる電流がトランジスタ５２
０のコレクタを流れ、又オフのときは電流が流れ
ないことで発生するトランジスタ５２０のコレク
タの矩形波電流は〔トランジスタ５２０のコレタ
→トランジスタ５２０のエミツタ→抵抗５２１→
アース線４→直流電源１０→発光ダイオード４１
７→トランジスタ４２４がオンのときはトランジ
スタ４２４、トランジスタ４２４がオフのときは
ダイオード４２１，４２２，４２３→信号線３→
トランジスタ５２０のコレクタ〕のルートで流れ
るので、この矩形波電流は発光ダイオード４１７
を通し、フオトトランジスタ４１６をオフと活性
領域の間でスイツチング動作させ、抵抗４１５に
よりフオトトランジスタ４１６のコレクタ電圧変
化となりコンデンサ４１４及びダイオード４１２
を通し、この電圧変化がトランジスタ４１０のベ
ースに伝えられ、トランジスタ４１０はオン・オ
フのスイツチング動作をし出力端子１００に矩形
波電圧として出力される。この様子を第９図に示
す。 尚、前記で説明した如く、信号線３の距離が長
い等のためトランジスタ４２４のコレクタより信
号線を見た交流インピーダンスが充分高くない場
合は、信号源１３に基づく信号成分がフオトトラ
ンジスタ４１６のコレクタに電流変化として現わ
れる。又、トランジスタ５２０のコレクタより信
号線３を見た交流インピーダンスが充分低くない
場合は、信号源２３に基づく信号成分がダイオー
ド５１３のカソード側に電圧変化として現われ
る。 送受信装置１及び送受信装置２の間で双方向に
同時に信号を伝送する場合、上記の自分自身の回
路の信号成分を除去するのに前述の如く第６図の
電流補正回路１４及び電圧補正回路２４をそれぞ
れ第７図のフオトトランジスタ４１６のコレクタ
と信号源１３及びダイオード５１３のカソードと
信号源２３の間に加える構成もあるが、デイジタ
ル信号の場合に自分自身の信号源に基づく信号成
分が他の送受信装置からの信号成分より小さく適
当なスレシヨールドレベルを設定すれば自分自身
の信号と他の送受信装置からの信号を弁別できる
場合には、第７図に示される如く、ダイオード４
１２或はダイオード５１３によりトランジスタ４
１０或はトランジスタ５１４のスレシヨールドレ
ベルを上げ、自分自身の信号成分ではトランジス
タ４１０或はトランジスタ５１４はオンはせず、
他の送受信装置の信号のみでオンさせることがで
きる。 又、前記電流補正回路１４及び電圧補正回路２
４を用いる方法と前記スレシヨールドレベルの設
定の方法を組み合わせて信号の弁別能力を上げる
ことも可能である。 以上、第１図および第４図の説明において装置
１および装置２の間で双方向に同時に信号を伝送
するいわゆる全２重通信の場合について述べてき
たが、両装置間において双方向に同時には信号の
伝送は行わず、一方の装置が信号を送信をしてい
る間は他方の装置は信号を送信しないいわゆる半
２重通信の場合には、前述した如く信号線等が理
想的でなく自装置からの送信信号で自装置の信号
検出回路（第１図における電流検出回路１１ない
し、電圧検出回路１２）が信号を検出したとして
も、信号検出回路に接続される制御回路は自装置
が信号を送信中であることを識別して誤動作を防
ぐことができるのは周知の事実である。この場合
は、第４図における電流補正回路１４および電圧
補正回路２４を必要としないことは明白である。 次に今迄述べた回路方式を用いて信号伝送と同
時に送受信装置１より送受信装置２に直流を供給
する構成について述べる。 第１０図は第５図の送受信装置２の直流電源２
０の代りにインダクタンスを用いた電源回路を加
えた一実施例であり、第１０図において２６は電
源回路、２５は電源回路２６の出力である電源
線、６００はインダタンス、６０１はコンデン
サ、６０２は抵抗、６０３はツエナダイオードで
ある。その他の回路は第５図と同じなので説明は
省略する。 次にこの実施例の動作を説明する。 信号線３上の電圧波形は第２図に示される様に
信号電圧と直流電圧が重畳されており、この直流
電圧は前述の如く直流電源１０と抵抗１２１，１
２２で設定されるトランジスタ１２４のバイアス
値よりトランジスタ１２４及び１２５のベース・
エミツタ間の順方向電圧降下分（約1.4V）だけ
低い電圧に等しい。 電源回路２６のインダクタンス６００は信号線
３上の電流成分の中、信号成分を阻止し直流成分
のみを取り出す働きをし、コンデンサ６０１は電
源線２５に接続される負荷（送受信装置２及び送
受信装置２側の他の回路）による電源線２５の変
動を吸収する働きをしている。抵抗６０２及びツ
エナダイオード６０３は省くことも可能であるが
電源線２５に接続される負荷が大きく変動しコン
デンサ６０１で吸収しきれない場合でも信号線３
に流れる直流を一定に保つためのものである。他
の回路動作は第５図と同じなので説明は省略す
る。 以上の説明により、第５図の直流電源２０の代
りに第１０図の電源回路２６を用いて送受信装置
２及び送受信装置２側の他の回路は送受信装置１
より直流の供給を受けて動作し、合わせて信号の
送受信も行えることが分かる。 第１１図は第５図の送受信装置２の直流電源２
０の代りに安定化電源を用いた電源回路を加えた
一実施例であり、第１１図において２６は電源回
路、２５は電源回路２６の出力である電源線、７
００，７０４は抵抗、７０１はトランジスタ、７
０２，７０５はツエナダイオード、７０３，７０
６はコンデンサである。他の回路は第５図と同じ
なので説明は省略する。 第１１図の実施例の動作を説明する。信号線３
上の電圧は前述の通り信号電圧と直流電圧が重畳
されたものであるが、この重畳電圧は抵抗７０
０、ツエナダイオード７０２、コンデンサ７０３
により安定化され、トランジスタ７０１のベース
にはツエナダイオード７０２で決まる直流電圧が
印加され、この直流電圧よりトランジスタ７０１
のベース・エミツタ間の順方向電圧降下分（約
0.7V）低い直流電圧がトランジスタ７０１のエ
ミツタに出力され、抵抗７０４を通し電源線２５
に出力される。コンデンサ７０６は電源線２５に
接続される負荷（送受信装置２及び送受信装置２
側の他の回路）による電源線２５の変動を吸収す
る働きをしている。抵抗７０４、ツエナダイオー
ド７０５は省くことも可能であるが、電源線２５
に接続される負荷が大きく変動し、コンデンサ７
０６で吸収しきれない場合でも信号線３に流れる
直流を一定に保つためのものである。 他の回路動作は第５図と同じなので説明は省略
する。 以上の説明により、第５図の直流電源２０の代
りに第１１図の電源回路２６を用いて送受信装置
２及び送受信装置２側の他の回路は送受信装置１
より直流の供給を受けて動作し、合わせて信号の
送受信も行えることが分かる。 以上説明したように本発明によれば、一対の信
号線を用いて２つの装置間で双方向に同時に信号
伝送ができかつ、一方の装置から他方の装置への
直流供給もできるので例えばボタン電話装置等に
本方式を用いるとケーブルの少対化に貢献し、そ
の経済効果は非常に大きい。[Table] When the impedance looking into the transmitting/receiving device 2 from the pseudo line 30 is Z _2io , the collector resistance of the transistor 220 is Z ₂₂₀ (100KΩ), and the voltage correction circuit 24 is one impedance Z ₂₄ , Assuming that Z ₂₄ is sufficiently larger than R ₂₁₂ R ₂₁₃ , Z _2io ≒ Z ₂₂₀ (R ₂₁₁ + Z ₂₄ R ₂₁₂ R ₂₁₃ ) ≒ R ₂₁₁ + R ₂₁₂ R ₂₁₃ = 1.1 (KΩ) Estimating the pseudo line 30 from the transmitting/receiving device 1 If the impedance is _Z1 , then If the impedance looking into the pseudo line 30 from the transmitting/receiving device 2 is _Z2 , then The voltage component due to e ₂ of the output terminal 100 is V _1S , and the voltage correction circuit 14 is one impedance.
Assuming that Z _{14 is} sufficiently larger than R ₁₁₇ , (However, α is the current conversion ratio of the photocoupler.
Collector current of phototransistor 118/forward current of light emitting diode 119 = 0.2) Also, due to the influence of pseudo line 30 etc., output terminal 10
If the voltage component of e ₁ appearing at 0 is V _1N , then V _1N = e ₁ /Z ₁・α・(R ₁₁₄ R ₁₁₅ R ₁₁₇ Z ₁₄ )・R ₁₁₃ /R ₁₁₁ ≒e ₁ /Z ₁・α・R ₁₁₇・R ₁₁₃ /R ₁₁₁ 0.12 (V) Here, if the ratio of V _1N and V _1S is θ ₁ , Therefore, when signals are transmitted simultaneously in both directions between transmitting and receiving devices 1 and 2, in the numerical example in Table 1, the output of output terminal 100 includes 18% of the signal from signal source 13 in addition to the signal from signal source 23. It turns out. θ ₁ is
Since it is proportional to the ratio of R ₂₂₁ and Z ₁ , it can be seen that the larger Z ₁ , that is, the impedance seen from the transmitting/receiving device 1 to the pseudo line 30, the smaller θ ₁ becomes. or,
Since Z ₁ is approximately equal to Z _2io according to the formula for N ₁ , it follows that θ ₁ becomes smaller as the impedance of the transmitting/receiving device 2 becomes larger. Further, in order to compensate for V _1N , the constant of the current correction circuit 14 may be determined as follows. Impedance Z ₁₄ of the current correction circuit 14
teeth The output terminal 100 is passed through the current correction circuit 14.
Letting the component of e ₁ appearing in V _1C be V _1C ≒-R ₁₁₇ R ₁₁₄ R ₁₁₅ /Z ₁₄ +R ₁₁₇ R ₁₁₄ R ₁₁₅・R ₁₁₃ /R ₁₁₁・e ₁ ≒
R ₁₁₇ /Z ₁₄ R ₁₁₇・R ₁₁₃ /R ₁₁₁・e ₁ Therefore, if V _1C V _1N = 0, it can be compensated, so Z ₁₄ +R ₁₁₇ Z ₁ /α, that is Therefore, R ₁₁₇ 1/α·(R ₃₀₀ R ₃₀₁ )−R ₁₄₂ =0 R ₁₄₁ =1/α·Z _2io =5.5 (KΩ) C ₁₄₀ =αC ₃₀₂ =0.00086 (μF). On the other hand, the voltage component due to e ₁ of the output terminal 200 is V
Assuming _2S Also, due to the influence of the pseudo line 30 etc., the output terminal 20
If the voltage component of e ₂ appearing at 0 is V _2N , then V _2N = e ₂ /R ₂₂₁・(Z ₂ Z _2io )・R ₂₁₂ R ₂₁₃ Z ₂₄ /R ₂₁₁・R ₂₁₆ /R ₂₁₄ ≒e ₂ /R ₂₂₁・Z ₂・R ₂₁₂ R ₂₁₃ /R ₂₁₁・R ₂₁₆ /R ₂₁₄ = 0.13 (V) Here, if the ratio of V _2N and V _2S is θ ₂ , then θ ₂ = V _2N /V _2S ≒e ₂ / e ₁・Z ₂ /R _22
1 ≒ 0.21 Therefore, when signals are transmitted simultaneously in both directions between transmitting and receiving devices 1 and 2, in the numerical example of Table 1, the output of output terminal 200 includes the signal of signal source 23 in addition to the signal of signal source 13. will be included in 21%. θ
₂ is proportional to the ratio of Z ₂ and Z ₂₂₁ , it can be seen that the smaller Z _{2 ,} that is, the impedance seen from the transmitting/receiving device 2 to the pseudo line 30, the smaller θ ₂ becomes. Also, from the formula of Z ₂ , Z ₂ is almost the pseudo line 30
Since _{it is equal} to the _{sum of the} DC resistance of The smaller it is, the smaller it is. Further, in order to compensate for V _2N , the constants of the voltage correction circuit 24 may be determined as follows. Impedance Z _{24 of the voltage correction circuit 24}
teeth If the component of e ₂ that passes through the voltage correction circuit 24 and appears at the output terminal 200 is V _2C , then V _2C ≒-R ₂₁₂ R ₂₁₃ (R ₂₁₁ +Z ₂ )/Z ₂₄ R ₂₁₂ R ₂₁₃ (R ₂₁₁ +Z ₂ )・e ₂・R
₂₁₆ /R ₂₁₄ ≒ -R ₂₁₂ R ₂₁₃ /Z ₂₄・e ₂・R ₂₁₆ /R ₂₁₄ Therefore, if V _2N +V _2C = 0, it can be compensated, so 1/Z ₂₄ = Z ₂ /R ₂₂₁・R ₂₁₁ i.e. Therefore, R ₂₄₁ = R ₂₂₁・R ₂₁₁ /R ₃₀₀ +Z _1io +R
₃₀₁ = 8.7 (KΩ) R ₂₄₂ = R ₂₂₁・R ₂₁₁ /R ₃₀₃ +R ₃₀₄ =10
(KΩ) L ₂₄₀ = R ₂₂₁・R ₂₁₁・C ₃₀₂ 0.86 (mH). Note that the product θ of θ ₁ and θ ₂ can be considered as a quantity representing the overall performance when signals are transmitted simultaneously in both directions between the transmitting and receiving devices 1 and 2, and the smaller the value of θ, the better the performance. It turns out. θ=θ ₁・θ ₂ = (e ₁ /e ₂・R ₂₂₁ /Z ₁ )・(e ₂ /e ₁・Z ₂ /R ₂₂₁ )=Z ₂ /
Z ₁ Therefore, θ is the transmitting/receiving device 2 and the transmitting/receiving circuit 1
It is expressed as a ratio of impedances considering the pseudo line 30, and in order to reduce θ, the impedance considering the pseudo line 30 should be lower than that of the transmitting/receiving device 2, and the impedance considering the pseudo line 1 should be lower than that of the transmitting/receiving device 1. Just make the impedance higher. In the above description, the transmission signal may be either an analog signal or a digital signal, but when the transmission signal is limited to a digital signal, there is a configuration method shown in FIG. 7 as another embodiment based on FIG. 1. In FIG. 7, 1 is a voltage-driven current detection type transmitting/receiving device (hereinafter simply referred to as the transmitting/receiving device 1), 10 is a DC power supply, 11 is a current detection circuit, 12 is a voltage variable circuit, 13 is a rectangular wave signal source, 410, 424,
426 is a transistor, 411, 413, 41
5, 420, 425 are resistors, 414 are capacitors, 416 are photo transistors of photo couplers, 417 are light emitting diodes of photo couplers, 4
12,421,422,423 are diodes, 1
00 is the output terminal of the current detection circuit. Also, 2
20 is a DC power supply, 21 is a voltage detection circuit, 22 is a variable current circuit, 23 is a rectangular wave signal source, 520 and 514 are transistors, 5
21,522,511,512,515 are resistances,
510 is a capacitor, 513 is a diode, 20
0 is an output terminal of the voltage detection circuit 21, 3 is a signal line, and 4 is a ground line. Next, the operation of the embodiment shown in FIG. 7 will be explained. The digital signal from the signal source 13 causes the transistor 42 to
The transistor 424 is turned on when the transistor 426 is on, and turned off when the transistor 426 is off. When the transistor 424 is on, a voltage equal to the voltage of the DC power supply 10 minus the forward voltage of the light emitting diode 417 (approximately 1 V) and the saturation voltage of the transistor 424 (approximately 0.1 V) is generated at the collector of the transistor 424. On the other hand, when the transistor 424 is off, the forward voltage of the light emitting diode 417 (approximately 1V) and the diodes 421, 422,
A voltage is generated at the cathode of diode 423 less the forward voltage of 423 (approximately 2V in total). Therefore, in the end, diodes 421 and 42 are connected between the signal lines 3 and 4 depending on the rectangular wave signal from the signal source 13.
A digital wave voltage signal with an amplitude determined by the forward voltage of 2,423 is generated. This rectangular wave voltage signal is transmitted to the base of the transistor 514 via the route [signal line 3 → capacitor 510 → resistor 511 → diode 513 → base of transistor 514], and transistor 514 performs an on/off switching operation according to the signal.
It is output to the output terminal 200 as a rectangular wave voltage.
This situation is shown in FIG. On the other hand, the rectangular wave signal from the signal source 23 causes the transistor 520 to perform a switching operation between off and active regions, and when it is in the active region, the current determined by the voltage of the signal source 23 and the resistor 521 flows to the
The rectangular wave current in the collector of the transistor 520 that flows through the collector of the transistor 520 and is generated because no current flows when it is off is [collector of the transistor 520 → emitter of the transistor 520 → resistor 521 →
Earth wire 4 → DC power supply 10 → Light emitting diode 41
7→Transistor 424 when transistor 424 is on, diodes 421, 422, 423 when transistor 424 is off→signal line 3→
Since the square wave current flows through the route of the collector of the transistor 520, this rectangular wave current flows through the light emitting diode 417.
, the phototransistor 416 is switched between the off and active regions, and the collector voltage of the phototransistor 416 changes due to the resistor 415, causing the capacitor 414 and the diode 412 to change.
This voltage change is transmitted to the base of the transistor 410, which performs an on/off switching operation and is outputted to the output terminal 100 as a rectangular wave voltage. This situation is shown in FIG. As explained above, if the AC impedance seen from the collector of the transistor 424 to the signal line is not sufficiently high due to the long distance of the signal line 3, etc., the signal component based on the signal source 13 will be transferred to the collector of the phototransistor 416. appears as a change in current. Further, if the AC impedance seen from the collector of the transistor 520 to the signal line 3 is not sufficiently low, a signal component based on the signal source 23 appears as a voltage change on the cathode side of the diode 513. When transmitting signals simultaneously in both directions between the transmitting/receiving device 1 and the transmitting/receiving device 2, the current correction circuit 14 and voltage correction circuit 24 shown in FIG. 6 are used to remove the signal component of the own circuit. There is also a configuration in which the signal components are added between the collector of the phototransistor 416 and the signal source 13 and the cathode of the diode 513 and the signal source 23 in FIG. If it is possible to distinguish between the own signal and the signal from another transmitter/receiver by setting an appropriate threshold level smaller than the signal component from the transmitter/receiver, as shown in FIG.
12 or transistor 4 by diode 513
The threshold level of transistor 10 or transistor 514 is raised, and the transistor 410 or transistor 514 is not turned on by its own signal component.
It can be turned on only by a signal from another transmitting/receiving device. Further, the current correction circuit 14 and the voltage correction circuit 2
It is also possible to improve the signal discrimination ability by combining the method using 4 and the method of setting the threshold level. Above, in the explanation of FIGS. 1 and 4, we have described the case of so-called full-duplex communication in which signals are transmitted simultaneously in both directions between device 1 and device 2. In the case of so-called half-duplex communication, in which no signal is transmitted, and one device is transmitting a signal while the other device is transmitting a signal, the signal line etc. is not ideal and self-contained as described above. Even if the signal detection circuit (current detection circuit 11 or voltage detection circuit 12 in FIG. 1) of the own device detects a signal transmitted from the device, the control circuit connected to the signal detection circuit will detect that the own device is receiving the signal. It is a well-known fact that it is possible to prevent malfunctions by identifying that a message is being transmitted. In this case, it is clear that the current correction circuit 14 and voltage correction circuit 24 shown in FIG. 4 are not required. Next, a configuration will be described in which direct current is supplied from the transmitting/receiving device 1 to the transmitting/receiving device 2 at the same time as signal transmission using the circuit system described so far. Figure 10 shows the DC power supply 2 of the transmitting/receiving device 2 in Figure 5.
This is an embodiment in which a power supply circuit using an inductance is added instead of 0, and in FIG. The resistor 603 is a Zener diode. Since the other circuits are the same as those in FIG. 5, their explanation will be omitted. Next, the operation of this embodiment will be explained. The voltage waveform on the signal line 3 is a signal voltage and a DC voltage superimposed as shown in FIG.
Based on the bias value of transistor 124 set at 22, the base of transistors 124 and 125 is
Equal to the voltage lower by the forward voltage drop (approximately 1.4V) between the emitters. The inductance 600 of the power supply circuit 26 functions to block the signal component and take out only the DC component among the current components on the signal line 3, and the capacitor 601 functions to block the signal component and take out only the DC component among the current components on the signal line 3. It functions to absorb fluctuations in the power supply line 25 caused by other circuits on the side. It is possible to omit the resistor 602 and the Zener diode 603, but even if the load connected to the power supply line 25 fluctuates greatly and cannot be absorbed by the capacitor 601, the signal line 3
This is to keep the direct current flowing through the pipe constant. Other circuit operations are the same as those in FIG. 5, so explanations will be omitted. According to the above explanation, the power supply circuit 26 shown in FIG. 10 is used instead of the DC power supply 20 shown in FIG.
It can be seen that it operates by receiving a direct current supply and can also send and receive signals. Figure 11 shows the DC power supply 2 of the transmitting/receiving device 2 in Figure 5.
This is an embodiment in which a power supply circuit using a stabilized power supply is added instead of 0, and in FIG.
00,704 is a resistor, 701 is a transistor, 7
02,705 is a zener diode, 703,70
6 is a capacitor. Since the other circuits are the same as those in FIG. 5, their explanation will be omitted. The operation of the embodiment shown in FIG. 11 will be explained. Signal line 3
The above voltage is the signal voltage and DC voltage superimposed as described above, but this superimposed voltage is applied to the resistor 70.
0, Zener diode 702, capacitor 703
A DC voltage determined by a Zener diode 702 is applied to the base of the transistor 701, and from this DC voltage, the transistor 701
Forward voltage drop between base and emitter (approx.
A low DC voltage (0.7V) is output to the emitter of the transistor 701 and is passed through the resistor 704 to the power supply line 25.
is output to. A capacitor 706 is connected to a load connected to the power supply line 25 (the transmitting/receiving device 2 and the transmitting/receiving device 2).
It functions to absorb fluctuations in the power supply line 25 caused by other circuits on the side. Although it is possible to omit the resistor 704 and the Zener diode 705, the power line 25
The load connected to capacitor 7 fluctuates greatly, and capacitor 7
This is to keep the direct current flowing through the signal line 3 constant even if it cannot be completely absorbed by the signal line 3. Other circuit operations are the same as those in FIG. 5, so explanations will be omitted. According to the above explanation, the power supply circuit 26 of FIG. 11 is used instead of the DC power supply 20 of FIG.
It can be seen that it operates by receiving a direct current supply and can also send and receive signals. As explained above, according to the present invention, signals can be transmitted simultaneously in both directions between two devices using a pair of signal lines, and direct current can also be supplied from one device to the other, such as a button telephone. When this method is used in equipment, etc., it contributes to reducing the number of cable pairs, and the economic effect is very large.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図ａ、ｂは本発明の原理を示すブロツク
図、第２図は第１図の信号源１３に基づく信号線
３上の電圧波形図、第３図は第１図の信号源２３
に基づく信号線３上の電流波形図、第４図は第１
図に電流補正回路及び電圧補正回路を付加した本
発明の原理を示すブロツク図、第５図は第１図ａ
の構成に基づく本発明の一実施例を示す回路図、
第６図は第４図の構成に基づく本発明の一実施例
を示す回路図、第７図はデイジタル伝送の場合の
第１図ａの構成に基づく本発明の他の実施例を示
す回路図、第８図は第７図の信号源１３に基づく
信号線３上の電圧波形及び出力端子２００の波形
を示す図、第９図は第７図の信号源２３に基づく
信号線３上の電流波形及び出力端子１００の波形
を示す図、第１０図は第５図の直流電源２０をイ
ンダクタンスによる電源回路に置き換えた場合の
本発明の実施例を示す回路図、第１１図は第５図
の直流電源２０を安定化電源による電源回路に置
き換えた場合の本発明の実施例を示す回路図であ
る。 1a and b are block diagrams showing the principle of the present invention, FIG. 2 is a voltage waveform diagram on the signal line 3 based on the signal source 13 of FIG. 1, and FIG. 3 is a diagram of the signal source 23 of FIG.
Figure 4 is a current waveform diagram on signal line 3 based on
Figure 5 is a block diagram illustrating the principle of the present invention with the addition of a current correction circuit and a voltage correction circuit.
A circuit diagram showing an embodiment of the present invention based on the configuration of
FIG. 6 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention based on the configuration of FIG. 4, and FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention based on the configuration of FIG. 1a in the case of digital transmission. , FIG. 8 is a diagram showing the voltage waveform on the signal line 3 based on the signal source 13 of FIG. 7 and the waveform of the output terminal 200, and FIG. 9 is a diagram showing the current on the signal line 3 based on the signal source 23 of FIG. 10 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention in which the DC power supply 20 in FIG. 5 is replaced with a power supply circuit using inductance, and FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention in which the DC power supply 20 is replaced with a power supply circuit using a stabilized power supply.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ １対の信号線を介して対向する第１の送受信
装置と第２の送受信装置との間で双方向の信号伝
送を行う方式において、前記第１の送受信装置に
は前記信号線に第１の伝送信号のレベルに応じた
電圧出力を出す低出力インピーダンスの電圧応答
手段と前記信号線の電流変化に応じた出力を出す
電流検出手段とを備え、前記第２の送受信装置に
は第２の伝送信号のレベルに応じた電流出力を前
記信号線に出す高出力インピーダンスの電流応答
手段と前記信号線の電圧変化に応じた出力を出す
高入力インピーダンスの電圧検出手段とを備え、
前記第１の送受信装置から前記信号線を見た前記
第１の伝送信号の周波数におけるインピーダンス
が高インピーダンスとなりまた前記第２の送受信
装置から前記信号線を見た前記第２の伝送信号の
周波数におけるインピーダンスが低インピーダン
スとなるように設定され、前記電流検出手段の出
力には前記電圧応答手段に基く前記第１の伝送信
号の成分が前記電流応答手段に基く前記第２の伝
送信号の成分より充分小さくまた前記電圧検出手
段の出力には前記電流応答手段に基く前記第２の
伝送信号の成分が前記電圧応答手段に基く前記第
１の伝送信号の成分より充分小さくなるように構
成されたことを特徴とする信号伝送方式。 ２ 前記電圧応答手段は前記信号線に直接接続さ
れ、前記電流検出手段は前記電圧応答手段を介し
て前記信号線に接続されたことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の信号伝送方式。 ３ １対の信号線を介して対向する第１の送受信
装置と第２の送受信装置との間で双方向の信号伝
送を行う方式において、前記第１の送受信装置に
は前記信号線に第１の伝送信号のレベルに応じた
電圧出力を出す低出力インピーダンスの電圧応答
手段と前記信号線の電流変化に応じた出力を出す
電流検出手段とを備え、前記第２の送受信装置に
は第２の伝送信号のレベルに応じた電流出力を前
記信号線に出す高出力インピーダンスの電流応答
手段と前記信号線の電圧変化に応じた出力を出す
高入力インピーダンスの電圧検出手段とを備え、
また、前記第１の送受信装置には前記第１の伝送
信号による前記１対の信号線間の電圧変化を前記
電流検知手段が検知しないようにする電流補正回
路を備えるとともに、前記第２の送受信装置には
前記第２の伝送信号による前記１対の信号線を介
する電流変化を前記電圧検知回路が検知しないよ
うにする電圧補正回路を備えたことを特徴とする
信号伝送方式。 ４ 前記電圧応答手段は前記信号線に直接接続さ
れ、前記電流検出手段は前記電圧応答手段を介し
て前記信号線に接続されたことを特徴とする特許
請求の範囲第３項記載の信号伝送方式。 ５ １対の信号線を介して対向する第１の送受信
装置と第２の送受信装置との間で双方向の信号伝
送を行う方式において、前記第１の送受信装置に
は前記信号線に第１の伝送信号のレベルに応じた
電圧出力を出す低出力インピーダンスの電圧応答
手段と前記信号線の電流変化に応じた出力を出す
電流検出手段とを備え、前記第２の送受信装置に
は第２の伝送信号のレベルに応じた電流出力を前
記信号線に出す高出力インピーダンスの電流応答
手段と前記信号線の電圧変化に応じた出力を出す
高入力インピーダンスの電圧検出手段とを備え、
前記第１の送受信装置から前記信号線を見た前記
第１の伝送信号の周波数におけるインピーダンス
が高インピーダンスとなりまた前記第２の送受信
装置から前記信号線を見た前記第２の伝送信号の
周波数におけるインピーダンスが低インピーダン
スとなるように設定され、前記電流検出手段の出
力には前記電圧応答手段に基く前記第１の伝送信
号の成分が前記電流応答手段に基く前記第２の伝
送信号の成分より充分小さくまた前記電圧検出手
段の出力には前記電流応答手段に基く前記第２の
伝送信号の成分が前記電圧応答手段に基く前記第
１の伝送信号の成分より充分小さくなるように構
成され、また、前記第１の送受信装置には前記１
対の信号線間に一定の直流電圧を重畳する直流電
源を備えるとともに、前記第２の送受信装置には
前記１対の信号線から前記一定の直流電流を取り
出して必要な直流電源とする直流取り出し手段を
備えたことを特徴とする信号伝送方式。 ６ 前記電圧応答手段は前記信号線に直接接続さ
れ、前記電流検出手段は前記電圧応答手段を介し
て前記信号線に接続されたことを特徴とする特許
請求の範囲第５項記載の信号伝送方式。[Claims] 1. In a method for performing bidirectional signal transmission between a first transmitting/receiving device and a second transmitting/receiving device facing each other via a pair of signal lines, the first transmitting/receiving device includes: The second transmitting/receiving means is provided with a low output impedance voltage response means for outputting a voltage output according to the level of the first transmission signal on the signal line, and a current detection means for outputting an output according to a current change in the signal line. The device includes a high output impedance current response means that outputs a current output to the signal line according to the level of the second transmission signal, and a high input impedance voltage detection means that outputs an output according to the voltage change of the signal line. Prepare,
The impedance at the frequency of the first transmission signal when looking at the signal line from the first transmitter/receiver is high impedance, and the impedance at the frequency of the second transmission signal when looking at the signal line from the second transmitter/receiver The impedance is set to be low impedance, and the component of the first transmission signal based on the voltage response means is more sufficient for the output of the current detection means than the component of the second transmission signal based on the current response means. Furthermore, the output of the voltage detection means is configured such that the component of the second transmission signal based on the current response means is sufficiently smaller than the component of the first transmission signal based on the voltage response means. Characteristic signal transmission method. 2. The signal transmission system according to claim 1, wherein the voltage response means is directly connected to the signal line, and the current detection means is connected to the signal line via the voltage response means. . 3. In a method for performing bidirectional signal transmission between a first transmitting/receiving device and a second transmitting/receiving device facing each other via a pair of signal lines, the first transmitting/receiving device has a first transmitting/receiving device connected to the signal line. The second transmitting/receiving device includes a low output impedance voltage response means that outputs a voltage according to the level of the transmission signal, and a current detecting means that outputs an output according to the current change of the signal line, and the second transmitting/receiving device includes a second comprising a high output impedance current response means that outputs a current output to the signal line according to the level of the transmission signal, and a high input impedance voltage detection means that outputs an output according to the voltage change of the signal line,
Further, the first transmitting/receiving device includes a current correction circuit that prevents the current detecting means from detecting a voltage change between the pair of signal lines due to the first transmission signal, and the second transmitting/receiving device 1. A signal transmission system, characterized in that the device includes a voltage correction circuit that prevents the voltage detection circuit from detecting a change in current through the pair of signal lines caused by the second transmission signal. 4. The signal transmission system according to claim 3, wherein the voltage response means is directly connected to the signal line, and the current detection means is connected to the signal line via the voltage response means. . 5. In a method for performing bidirectional signal transmission between a first transmitting/receiving device and a second transmitting/receiving device facing each other via a pair of signal lines, the first transmitting/receiving device has a first transmitting/receiving device connected to the signal line. The second transmitting/receiving device includes a low output impedance voltage response means that outputs a voltage according to the level of the transmission signal, and a current detecting means that outputs an output according to the current change of the signal line, and the second transmitting/receiving device includes a second comprising a high output impedance current response means that outputs a current output to the signal line according to the level of the transmission signal, and a high input impedance voltage detection means that outputs an output according to the voltage change of the signal line,
The impedance at the frequency of the first transmission signal when looking at the signal line from the first transmitter/receiver is high impedance, and the impedance at the frequency of the second transmission signal when looking at the signal line from the second transmitter/receiver The impedance is set to be low impedance, and the component of the first transmission signal based on the voltage response means is more sufficient for the output of the current detection means than the component of the second transmission signal based on the current response means. and the output of the voltage detection means is configured such that a component of the second transmission signal based on the current response means is sufficiently smaller than a component of the first transmission signal based on the voltage response means, and The first transmitting/receiving device includes the first transmitting/receiving device.
The second transmitting/receiving device is equipped with a DC power source that superimposes a constant DC voltage between the pair of signal lines, and the second transmitting/receiving device is provided with a DC output that extracts the constant DC current from the pair of signal lines to obtain a necessary DC power source. A signal transmission method characterized by comprising means. 6. The signal transmission system according to claim 5, wherein the voltage response means is directly connected to the signal line, and the current detection means is connected to the signal line via the voltage response means. .