JPS6243610B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6243610B2 JPS6243610B2 JP18087581A JP18087581A JPS6243610B2 JP S6243610 B2 JPS6243610 B2 JP S6243610B2 JP 18087581 A JP18087581 A JP 18087581A JP 18087581 A JP18087581 A JP 18087581A JP S6243610 B2 JPS6243610 B2 JP S6243610B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- noise
- output
- detection
- pulse
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 56
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 230000001568 sexual effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
- H03G3/345—Muting during a short period of time when noise pulses are detected, i.e. blanking
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、FM受信機等において特にパルス性
ノイズがたやすく検出されるようになされたパル
ス性ノイズ検出回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a pulse noise detection circuit that is particularly adapted to easily detect pulse noise in an FM receiver or the like.
FM受信機においては受信される信号の電界強
度を検出するために、中間周波増巾段にシグナル
メーターを接続することが多い。 In FM receivers, a signal meter is often connected to the intermediate frequency amplification stage to detect the electric field strength of the received signal.
第1図はFM受信機の主要部を示すブロツク図
で、1はアンテナ、2はフロントエンド部、3は
IFフイルター部、4はIFアンプ部、5はFM検波
部、T1はシグナルメーター接続端子、T2はオー
デイオ信号(検波出力信号)出力端子である。上
記において端子T1に接続されたシグナルメータ
ーの出力には上記電界強度に関する信号情報の他
に、パルス性ノイズおよびFMの変調状態に関す
る情報も含まれる。第2図および第3図は上記端
子T1およびT2から得られるシグナルメーター出
力信号および検波出力信号の信号波形を示すもの
で、横軸は時間t、縦軸は出力電圧vを表わして
いる。第2図において直流電圧Vは電界強度レベ
ルで電界の強さに比例して増加する。またこの直
流電圧Vはパルス性ノイズによつて変化し、パル
ス性ノイズが強く混入されると瞬間的にAのよう
に方向にリツプルを生ずる。さらに上記IFフ
イルター部の帯域巾を越えるようなIF信号が入
力された場合は受信機は過変調状態となることに
よつて、直流電圧Vは瞬間的にBのように方向
にリツプルを生ずる。 Figure 1 is a block diagram showing the main parts of an FM receiver, where 1 is an antenna, 2 is a front end section, and 3 is a block diagram showing the main parts of an FM receiver.
IF filter section, 4 is IF amplifier section, 5 is FM detection section, T1 is signal meter connection terminal, T2 is audio signal (detection output signal) output terminal. In the above, the output of the signal meter connected to terminal T1 includes not only signal information regarding the electric field strength but also information regarding pulse noise and the modulation state of FM. Figures 2 and 3 show the signal waveforms of the signal meter output signal and detection output signal obtained from the terminals T 1 and T 2 , where the horizontal axis represents time t and the vertical axis represents the output voltage v. . In FIG. 2, the DC voltage V increases in electric field strength level in proportion to the electric field strength. Further, this DC voltage V changes due to pulse noise, and when a strong pulse noise is mixed in, ripples are instantaneously generated in the direction A. Furthermore, if an IF signal exceeding the bandwidth of the IF filter section is input, the receiver enters an overmodulated state, and the DC voltage V momentarily generates ripples in the direction B.
これらに対応して第3図の検波出力信号の波形
にも歪A′およびB′が生じ、各々パルス性ノイズ
および過変調ノイズとして出力される。 Correspondingly, distortions A' and B' occur in the waveform of the detection output signal shown in FIG. 3, and are output as pulse noise and overmodulation noise, respectively.
すなわち電界強度を検出するために設けられた
シグナルメーター出力からは、パルス性ノイズお
よび過変調ノイズの発生状態も知ることができ
る。 That is, from the signal meter output provided for detecting the electric field strength, it is also possible to know the occurrence state of pulse noise and overmodulation noise.
第4図のパルス性ノイズ混入時の信号波形の詳
細を示すもので、aのようなFM信号(IFキヤリ
ア信号)にbのようなパルス性ノイズが混入する
ことによつて合成波形はcのようになり、エンベ
ローブ検波することによつて飽和しない限りパル
ス性ノイズが混入した部分が方向に増加したd
のような波形がシグナルメーターによつて得られ
ることになる。 This shows the details of the signal waveform when pulse noise is mixed in Figure 4. By mixing pulse noise like b into the FM signal (IF carrier signal) like a, the composite waveform becomes c. As a result, as long as it is not saturated by envelope detection, the part mixed with pulse noise increases in the direction d
A waveform like this will be obtained by the signal meter.
第5図は過変調発生時の信号波形の詳細を示す
ものである。aのように時間tに対してピークP1
〜P2間をサインカーブで変化するFM信号が、b
のように受信周波数Oを中心にして上記ピーク
P1,P2に各々対応する上側周波数H、下側周波
数Lで構成されるIF帯域特性で受信され特にそ
のIF帯域巾Wが狭い場を考えると、受信周波数
OにおいてはIFのキヤリアレベルはe1となり、
これに対応したcのシグナルメーター出力にはそ
れぞれエンベローブ検波した直流電圧V1が生ず
る。これに対し上記ピークP1,P2に対応する上側
周波数H、下側周波数LにおけるFM信号レベ
ルは、上記受信帯域巾WをずれるためにP″1,P″2
点のe2レベルとなるので、この時のシグナルメー
ター出力は直流電圧V2に低下する。したがつて
過変調状態が生じた時はシグナルメーター出力は
方向に減少することになる。 FIG. 5 shows details of the signal waveform when overmodulation occurs. Peak P 1 for time t as in a
The FM signal that changes between ~P 2 with a sine curve is b
The peak above is centered around the receiving frequency O as in
Considering a field where the IF band is received with the IF band characteristics consisting of the upper frequency H and lower frequency L corresponding to P 1 and P 2 respectively, and the IF bandwidth W is particularly narrow, the reception frequency
In O , the carrier level of IF is e 1 ,
The envelope-detected DC voltage V 1 is generated at the corresponding signal meter output of c. On the other hand, the FM signal levels at the upper frequency H and lower frequency L corresponding to the above peaks P 1 and P 2 are P″ 1 and P″ 2 because they deviate from the above reception bandwidth W.
Since the level is at point e2 , the signal meter output at this time drops to DC voltage V2 . Therefore, when an overmodulation condition occurs, the signal meter output will decrease in the direction.
この時検波出力信号dはeのSカーブ波形を通
して出力されることになるが、やはりSカーブの
両サイドに上記ピークP1,P2がひつかかるため
に、P′1,P′2点のように信号歪が発生し、さらに
FM信号レベルがP″1,P″2点のように減少するた
めに過変調ノイズが発生する。すなわち、上記の
ようにIF帯域巾が狭い場合は入力されたIF信号
周波数がIFフイルターの帯域外となることによ
つて、IFアンプの入力レベルが下り、IFリミツ
タの低下と共にAM成分抑圧度が低下するために
検波出力のS/Nが劣化して過変調ノイズが生じる
ようになる。特にFM放送局が多い殴米において
はIFフイルターの帯域を広げることは隣接妨害
等の問題が起きるので、制限されることになつて
上記のような障害は避けられない。 At this time, the detection output signal d is output through the S-curve waveform of e, but since the peaks P 1 and P 2 are on both sides of the S-curve, the two points P' 1 and P' are signal distortion occurs, and
Overmodulation noise occurs because the FM signal level decreases at points P″ 1 and P″ 2 . In other words, when the IF bandwidth is narrow as described above, the input IF signal frequency falls outside the band of the IF filter, which lowers the input level of the IF amplifier, and as the IF limiter decreases, the degree of AM component suppression decreases. As a result, the S/N of the detection output deteriorates and overmodulation noise occurs. Particularly in the United States, where there are many FM broadcasting stations, widening the IF filter band can cause problems such as adjacent interference, so it is restricted and the above-mentioned problems are unavoidable.
ところで過変調ノイズは一種のパルス性ノイズ
と見なされるためにカーラジオのようにイグニツ
シヨンノイズに対するパルス性ノイズキヤンセラ
ーを備えた用途においては、このキヤンセラーが
過変調ノイズによつて誤動作されることが多いた
めに音質劣化の問題を引き起こしていた。 By the way, overmodulation noise is considered a type of pulsed noise, so in applications such as car radios that are equipped with a pulsed noise canceller for ignition noise, this canceller may malfunction due to overmodulation noise. This caused problems with sound quality deterioration.
一方、従来のFM受信機においてはパルス性ノ
イズ除去に先立つてこのパルス性ノイズを検出す
るために、検波出力信号のうち特に高周波成分を
利用しこの信号成分の平均レベルに対し充分大き
いレベルをパルス性ノイズとみなす検出方法を採
られていた。このため特に最近IC化上有利なの
で採用されつつあるクオードラチヤー検波方式に
よつて、弱電界において得られた検波信号のよう
に低周波成分を多く含んだパルス性ノイズの場合
は、このパルス性ノイズに上記高周波成分はほと
んど含まれてないためにまたその他の内部ノイズ
レベルに対しての振巾的なレベル比が小さいため
に、検出されないでノイズ除去効果が低下すると
いう問題があつた。 On the other hand, in conventional FM receivers, in order to detect pulse noise prior to pulse noise removal, a particularly high frequency component of the detection output signal is used, and a pulse signal with a level sufficiently higher than the average level of this signal component is used. The detection method used was to treat the noise as sexual noise. For this reason, especially in the case of pulsed noise containing many low frequency components, such as the detection signal obtained in a weak electric field by the quadrature detection method, which has recently been adopted as it is advantageous for IC implementation, this pulsed noise Since the above-mentioned high-frequency components are hardly included, and because the amplitude level ratio with respect to other internal noise levels is small, there is a problem that they are not detected and the noise removal effect is reduced.
本発明は以上の問題に対処してなされたもの
で、検波出力信号の高周波成分と、シグナルメー
ター出力の直流電圧の変化を利用することによつ
て検波出力信号のノイズがパルス性ノイズが過変
調ノイズかを判別し、パルス性ノイズのみを検出
することにより従来欠点を除去し得るように構成
したパルス性ノイズ検出回路を提供することを目
的とするものである。以下図面を参照して本発明
実施例を説明する。 The present invention has been made in response to the above problems, and by utilizing the high frequency components of the detection output signal and changes in the DC voltage of the signal meter output, the noise of the detection output signal is reduced by overmodulation of pulsed noise. It is an object of the present invention to provide a pulse noise detection circuit configured to eliminate the conventional drawbacks by determining whether the noise is noise and detecting only pulse noise. Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第6図は本発明実施例によるパルス性ノイズ検
出回路を示すブロツク図で、INは検波出力信号
(オーデイオ信号)の入力端子、OUTは出力端
子、1はハイパスフイルタ、2はローパスフイル
タ、3はノイズアンプ回路、4はAGCレベル検
出回路、5は平滑回路、6は第1のパルス発生回
路、7はシグナルメーター出力信号の入力端子、
8は第1ゲート回路、9はレベル保持回路、10
は比較回路、11はノイズレベル検出回路、12
は第2のパルス発生回路、13は第2のゲート回
路である。 FIG. 6 is a block diagram showing a pulse noise detection circuit according to an embodiment of the present invention, where IN is an input terminal for a detection output signal (audio signal), OUT is an output terminal, 1 is a high-pass filter, 2 is a low-pass filter, and 3 is a low-pass filter. Noise amplifier circuit, 4 is an AGC level detection circuit, 5 is a smoothing circuit, 6 is a first pulse generation circuit, 7 is an input terminal for the signal meter output signal,
8 is a first gate circuit, 9 is a level holding circuit, 10
11 is a comparison circuit, 11 is a noise level detection circuit, and 12 is a comparison circuit.
1 is a second pulse generating circuit, and 13 is a second gate circuit.
以上の構成で、入力端子INに加えられた検波
出力信号はa方向とb方向に分岐され、a方向に
分岐された信号成分はローパスフイルタ2を通過
した後第2のゲート回路13によつてパルス性ノ
イズが除去されてから出力端子OUTから出力さ
れる。 With the above configuration, the detection output signal applied to the input terminal IN is branched into the a direction and the b direction, and the signal component branched in the a direction passes through the low-pass filter 2 and then is filtered by the second gate circuit 13. After pulse noise is removed, it is output from the output terminal OUT.
一方、b方向に分岐される信号成分によつてパ
ルス性ノイズの検出が行われる。先ずハイパスフ
イルタ1に第7図aのようにパルス性ノイズ
A′および過変調ノイズB′が含まれた検波出力信
号が加えられたとすると、シグナルメーター出力
は(b)のように各々のノイズに対応した部分には
方向のリツプルAおよび方向のリツプルAおよ
び方向のリツプルB′を生じ、直流電圧vはノイ
ズによつて変化する。ハイパスフイルタ1の出力
波形はcのようになりパルス性ノイズおよび過変
調ノイズに対応した部分はいずれも振巾が大きく
なつて出力される。従来においてはこれらの両ノ
イズは判別されることなく共にパルス性ノイズと
みなされて除去される可能性があつた。 On the other hand, pulse noise is detected by the signal component branched in the b direction. First, pulse noise is applied to high-pass filter 1 as shown in Figure 7a.
Assuming that the detection output signal containing A' and overmodulation noise B' is added, the signal meter output will have directional ripple A and directional ripple A and directional ripple A and directional ripple A and directional ripple A and directional ripple A and directional ripple B', and the DC voltage v changes due to the noise. The output waveform of the high-pass filter 1 is as shown in c, and the amplitudes of both portions corresponding to pulse noise and overmodulation noise are increased and output. In the past, there was a possibility that both of these noises were considered to be pulse noise and removed without being discriminated.
しかし本発明においては以下のように動作す
る。 However, the present invention operates as follows.
ノイズアンプ回路3によつて増巾された信号は
AGCレベル検出回路4および平滑回路5によつ
てAGC動作がかけられて所定の平均レベルにさ
れる。 The signal amplified by the noise amplifier circuit 3 is
An AGC operation is applied by the AGC level detection circuit 4 and the smoothing circuit 5 to obtain a predetermined average level.
第7図dはAGCレベル検出回路4の出力波形
を示すもので、予め設定された動作レベルLを越
えるように上記パルス性ノイズおよび過変調ノイ
ズ部分は大きな振巾となる。このレベルLを越え
た時のみ第1のパルス発生回路6を動作してeの
ような出力パルスを発生し、第1のゲート回路8
をオフ制御する。端子7には第7図bの信号波形
が加えられこの信号は第1のゲート回路8を経由
する第1のラインa′と、直通する第2のライン
b′とに分岐されて比較回路10に加えられる。ま
た第1のゲート回路8の出力側にはレベル保持回
路9例えばコンデンサ回路が接続されているの
で、上記第1のパルス発生回路6によつてオフさ
れた期間はそのレベル保持回路9によつてレベル
が保持されるため第1のゲート回路8の出力は第
7図fのような直流電圧波形となる。比較回路1
0は上記第1のラインによるfの波形信号と第2
のラインによるbの波形信号との比較動作を行
う。この結果第2のライン(シグナルメーター出
力信号)の信号が第1のライン信号に対しであ
れば前記理由からパルス性ノイズであり、であ
れば過変調ノイズであると判別することができ
る。各々の場合について比較回路10はその出力
信号をノイズレベル検出回路11に加えてその動
作を制御する。ノイズレベル検出回路11はノイ
ズアンプ回路3に接続されているので、前記パル
ス性ノイズおよび過変調ノイズ部が大振巾になつ
ている第7図gのようなノイズアンプ回路3の出
力波形が加わる。 FIG. 7d shows the output waveform of the AGC level detection circuit 4, in which the pulse noise and overmodulation noise portions have a large amplitude so as to exceed the preset operating level L. Only when this level L is exceeded, the first pulse generating circuit 6 is operated to generate an output pulse such as e, and the first gate circuit 8
control off. The signal waveform shown in FIG.
b' and is applied to the comparator circuit 10. Further, since a level holding circuit 9, for example, a capacitor circuit, is connected to the output side of the first gate circuit 8, the level holding circuit 9 is used during the period when the first pulse generating circuit 6 is turned off. Since the level is maintained, the output of the first gate circuit 8 has a DC voltage waveform as shown in FIG. 7f. Comparison circuit 1
0 is the f waveform signal from the first line and the second line.
A comparison operation is performed with the waveform signal b using the line. As a result, if the signal on the second line (signal meter output signal) is relative to the first line signal, it can be determined that it is pulse noise for the above-mentioned reason, and if it is, it can be determined that it is overmodulation noise. In each case, comparator circuit 10 applies its output signal to noise level detection circuit 11 to control its operation. Since the noise level detection circuit 11 is connected to the noise amplifier circuit 3, the output waveform of the noise amplifier circuit 3 as shown in FIG. .
この時上記比較回路10はその出力が電圧
(パルス性ノイズに相当)が検出された場合には
点線のように検出レベルL′を小さくして検出感度
を増加させ、一方電圧(過変調ノイズに相当)
が検出された場合には検出レベルL′を大きくして
検出感度を低下させるように上記ノイズレベル検
出回路11を制御するように働く。 At this time, when the output of the comparator circuit 10 detects a voltage (corresponding to pulsed noise), it decreases the detection level L' as shown by the dotted line to increase the detection sensitivity; equivalent)
When detected, the noise level detection circuit 11 is controlled so as to increase the detection level L' and lower the detection sensitivity.
したがつてノイズレベル検出回路11は比較回
路10からの出力信号のうち特にパルス性ノイズ
部に対応する出力電圧の時のみ検出動作を行
い、この時のみ第2のパルス発生回路12を動作
させて第7図hのような信号を出力させる。これ
により第2のパルス発生回路12はその出力を第
2のゲート回路13に加え第7図aのような検波
出力信号のうち特にパルス性ノイズ部分だけ除去
させるように制御する。 Therefore, the noise level detection circuit 11 performs a detection operation only when the output voltage particularly corresponds to the pulsed noise portion of the output signal from the comparison circuit 10, and operates the second pulse generation circuit 12 only at this time. A signal as shown in Fig. 7h is output. As a result, the second pulse generating circuit 12 applies its output to the second gate circuit 13 and is controlled so as to remove particularly the pulse noise portion of the detected output signal as shown in FIG. 7a.
したがつて出力端子OUTからはパルス性ノイ
ズのみが正確に除去された第7図iのような波形
のオーデイオ出力信号が得られる。 Therefore, from the output terminal OUT, an audio output signal having a waveform as shown in FIG. 7i from which only pulse noise has been accurately removed is obtained.
クオードラチヤー検波方式のようにパルス性ノ
イズのピーク値が充分大きくない場合でも、
AGCレベル検出において第1のパルス発生回路
を動作させるレベル成分があればシグナルメータ
ー入力の直流電圧の変化によつてさらにノイズ検
出レベルを下げることができるのでパルス性ノイ
ズの検出が可能となる。 Even when the peak value of pulsed noise is not large enough, such as in the quadrature detection method,
If there is a level component that activates the first pulse generation circuit in AGC level detection, the noise detection level can be further lowered by changing the DC voltage input to the signal meter, making it possible to detect pulsed noise.
以上説明して明らかなように本発明によれば、
検波出力信号の高周波成分と、シグナルメーター
出力の直流電圧の変化を利用することによつて検
波出力信号のノイズがパルス性ノイズが過変調ノ
イズかを判別し、パルス性ノイズのみを検出する
ように構成するものであるからたやすくパルス性
ノイズを検出することができる。またパルス性ノ
イズの検出感度を向上させることにより検波方式
の差異によるノイズ除去性能差を少なくすること
ができる。 As is clear from the above explanation, according to the present invention,
By using the high frequency components of the detection output signal and changes in the DC voltage of the signal meter output, it is possible to determine whether the noise in the detection output signal is pulsed noise or overmodulation noise, and to detect only pulsed noise. Since it is composed of the following components, pulse noise can be easily detected. Furthermore, by improving the detection sensitivity of pulsed noise, it is possible to reduce differences in noise removal performance due to differences in detection methods.
過変調ノイズは瞬間に発生するが本発明によれ
ばこの瞬間の動作に即応じて過変調ノイズは検出
することなく、パルス性ノイズのみを正確に検出
することができるので従来のように過変調ノイズ
による誤動作を防止することができる。またこれ
により従来のようなAGCを強くかけたり、AGC
時定数による時間遅れ等の問題も不要になり、ま
た解消されるのでパルス性ノイズに影響されない
受信が可能となる。 Overmodulation noise occurs instantaneously, but according to the present invention, only pulse noise can be accurately detected without detecting overmodulation noise immediately in response to this instantaneous operation. Malfunctions due to noise can be prevented. In addition, this allows you to apply strong AGC as in the past, or
Problems such as time delays due to time constants are no longer necessary and are also eliminated, making reception unaffected by pulse noise possible.
第1図は従来例を示すブロツク図、第2図、第
3図、第4図a〜dおよび第5図a〜eはいずれ
も従来例を示す波形図、第6図および第7図a〜
iは共に本発明実施例を示すブロツク図および波
形図である。
1…ハイパスフイルタ、3…ノイズアンプ回
路、4…AGCレベル検出回路、6,12…パル
ス発生回路、7…シグナルメーター入力端子、
8,13…ゲート回路、9…レベル保持回路、1
0…比較回路、11…ノイズレベル検出回路。
FIG. 1 is a block diagram showing a conventional example, FIGS. 2, 3, 4 a to d, and 5 a to e are waveform diagrams showing a conventional example, and FIGS. 6 and 7 a ~
i is a block diagram and a waveform diagram both showing an embodiment of the present invention. 1...High pass filter, 3...Noise amplifier circuit, 4...AGC level detection circuit, 6, 12...Pulse generation circuit, 7...Signal meter input terminal,
8, 13...gate circuit, 9...level holding circuit, 1
0... Comparison circuit, 11... Noise level detection circuit.
Claims (1)
AGCレベル検出回路と、該回路に接続されたパ
ルス発生回路と、該回路の出力パルスにより制御
されるゲート回路と、上記ノイズアンプ回路に接
続されたノイズレベル検出回路と、該回路の動作
を制御する比較回路と、シグナルメーターの出力
を上記比較回路に印加する第1のラインと、シグ
ナルメーターの出力を上記ゲート回路を介して上
記比較器に印加する第2のラインと、該第2のラ
インにおいて上記ゲート回路の出力に接続された
レベル保持回路とを含み、上記ノイズアンプ回路
に検波出力信号が加えられAGCレベル検出回路
の出力が一定レベルに達した時のみ、パルス発生
回路を動作させてゲート回路を制御することによ
りノイズレベル検出回路においてパルス性ノイズ
のみを検出させるように構成したことを特徴とす
るパルス性ノイズ検出回路。 2 上記比較回路の出力にプラス電圧が検出され
た時上記ノイズレベル検出回路における検出レベ
ルが小さくなるように制御されてなることを特徴
とする特許請求の範囲第1項記載のパルス性ノイ
ズ検出回路。 3 上記比較回路の出力にマイナス電圧が検出さ
れた時上記ノイズレベル検出回路における検出レ
ベルが大きくなるように制御されてなることを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載のパルス性ノ
イズ検出回路。 4 上記ノイズアンプ回路にハイパスフイルタを
介して検波出力信号が加えられることを特徴とす
る特許請求の範囲第1項記載のパルス性ノイズ検
出回路。[Claims] 1. A noise amplifier circuit and a noise amplifier circuit connected to the circuit.
An AGC level detection circuit, a pulse generation circuit connected to the circuit, a gate circuit controlled by the output pulse of the circuit, a noise level detection circuit connected to the noise amplifier circuit, and controls the operation of the circuit. a first line that applies the output of the signal meter to the comparator circuit; a second line that applies the output of the signal meter to the comparator via the gate circuit; and a level holding circuit connected to the output of the gate circuit, and operates the pulse generation circuit only when the detection output signal is applied to the noise amplifier circuit and the output of the AGC level detection circuit reaches a certain level. A pulse noise detection circuit characterized in that the noise level detection circuit is configured to detect only pulse noise by controlling a gate circuit. 2. The pulse noise detection circuit according to claim 1, wherein the pulse noise detection circuit is controlled so that the detection level in the noise level detection circuit becomes small when a positive voltage is detected in the output of the comparison circuit. . 3. The pulse noise detection circuit according to claim 1, wherein the detection level in the noise level detection circuit is controlled to increase when a negative voltage is detected in the output of the comparison circuit. . 4. The pulse noise detection circuit according to claim 1, wherein a detection output signal is applied to the noise amplifier circuit via a high-pass filter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18087581A JPS5883439A (en) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | Impulse noise detecting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18087581A JPS5883439A (en) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | Impulse noise detecting circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5883439A JPS5883439A (en) | 1983-05-19 |
JPS6243610B2 true JPS6243610B2 (en) | 1987-09-16 |
Family
ID=16090864
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18087581A Granted JPS5883439A (en) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | Impulse noise detecting circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5883439A (en) |
-
1981
- 1981-11-11 JP JP18087581A patent/JPS5883439A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5883439A (en) | 1983-05-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPS6340379B2 (en) | ||
JP2540299B2 (en) | Wireless receiver | |
JPH03108818A (en) | Receiver | |
JPS6139731A (en) | Noise detector | |
JP2000174644A (en) | Method for reducing noise during reception of fm signal and receiver | |
US5630217A (en) | Error-free pulse noise canceler used in FM tuner | |
US4189679A (en) | Noise detecting circuit having noise-immune AGC | |
JPS6243610B2 (en) | ||
JP3181377B2 (en) | Multipath distortion reduction circuit for radio receiver | |
JP3213495B2 (en) | Noise removal circuit | |
JP3355040B2 (en) | Receiving machine | |
JPH08274663A (en) | Radio receiver | |
JP3214754B2 (en) | Noise removal circuit | |
JPS6259938B2 (en) | ||
JPH071867Y2 (en) | Noise processing circuit | |
JPH0737381Y2 (en) | Radio receiver S-meter circuit | |
JPH1075190A (en) | Noise-removing device for fm radio receiver | |
JPS62125715A (en) | Automatic gain controller | |
JPS6033632Y2 (en) | multipath detector | |
JPH0638569B2 (en) | Receiver automatic gain control circuit | |
JPS643377B2 (en) | ||
JP3498491B2 (en) | High frequency device | |
JPS6214768Y2 (en) | ||
JPS6314516Y2 (en) | ||
JP2519320Y2 (en) | Tuner AGC circuit |