JPS6232727A - エコ−キヤンセラ装置 - Google Patents
エコ−キヤンセラ装置Info
- Publication number
- JPS6232727A JPS6232727A JP17211285A JP17211285A JPS6232727A JP S6232727 A JPS6232727 A JP S6232727A JP 17211285 A JP17211285 A JP 17211285A JP 17211285 A JP17211285 A JP 17211285A JP S6232727 A JPS6232727 A JP S6232727A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- echo canceller
- converted
- echo
- boud
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
２線式回線全二重モデムにおいて。
入力ディジタルデータのサンプリングレイトを変換する
ことによりボーレート形エコーキャンセラの実現を容易
にすることにより。
ことによりボーレート形エコーキャンセラの実現を容易
にすることにより。
収束度とタップ数の削減に優れたエコーキャンセラ装置
を提供するものである。
を提供するものである。
本発明は２線式電話回線による全二重データ伝送を行う
モデムに用いるエコーキャンセラ装置の改良に関する。
モデムに用いるエコーキャンセラ装置の改良に関する。
エコーキャンセラ装置は送信信号のタイミング・クロッ
クと受信信号のタイミング・クロックが非同期の場合に
おいても、ディジタル的に処理出来ることが望ましい。
クと受信信号のタイミング・クロックが非同期の場合に
おいても、ディジタル的に処理出来ることが望ましい。
全二重モデムに使用されるエコーキャンセラ方式は、大
別するとサンプリングレートで処理を行うパスバンド方
式と、ボーレート即ち変調速度で処理するボーレート方
式がある。
別するとサンプリングレートで処理を行うパスバンド方
式と、ボーレート即ち変調速度で処理するボーレート方
式がある。
第２図はエコーキャンセラを備えた従来の２線式全二重
モデムの基本ブロック回路図を示す。
モデムの基本ブロック回路図を示す。
図においてエコーキャンセラ１０５は適応ディジタルフ
ィルターからなり、送信信号ａｎから擬似エコーｙｎを
出力させる。
ィルターからなり、送信信号ａｎから擬似エコーｙｎを
出力させる。
減算器３１は復調器１０９からの受信信号ｒｎからエコ
ーキャンセラ１０５からの擬似エコーｙｎ’ｃＭ引き、
減算結果を判定器１１２に与え、このようにしてハイブ
リッド１０３を介し廻り込む送信信号成分即ちエコー成
分が消去される。
ーキャンセラ１０５からの擬似エコーｙｎ’ｃＭ引き、
減算結果を判定器１１２に与え、このようにしてハイブ
リッド１０３を介し廻り込む送信信号成分即ちエコー成
分が消去される。
適応ディジタルフィルターであるエコーキャンセラのタ
ップ係数はエコー消去後の残留エコーｅｎが最小になる
ように制御される。
ップ係数はエコー消去後の残留エコーｅｎが最小になる
ように制御される。
ボーレート形エコーキャンセラでは上記の処理が変調速
度１例えばＣＣＩＴＴ勧告Ｖ３２モデムでは。
度１例えばＣＣＩＴＴ勧告Ｖ３２モデムでは。
２４００ボー毎に行われる。
しかし、送信側のタイミング・クロックと受信側のタイ
ミング・クロックとの周波数がずれているとエコーキャ
ンセラの入力信号ａｎの重複または飛び越しを起こし、
正しいエコー消去が行われないことになる。
ミング・クロックとの周波数がずれているとエコーキャ
ンセラの入力信号ａｎの重複または飛び越しを起こし、
正しいエコー消去が行われないことになる。
従来、モデム送信側のタイミング・クロックと受信側タ
イミング・クロックが非同期の場合は。
イミング・クロックが非同期の場合は。
パスハンド方式でなければエコーキャンセラ方式の実現
が困難である。しかし、バスハンド方式はボーレート方
式と比較して演算量が多（また所要メモリ量が大きくな
る。
が困難である。しかし、バスハンド方式はボーレート方
式と比較して演算量が多（また所要メモリ量が大きくな
る。
本発明は送受タイミング・クロックが非同期の場合でも
動作の可能なボーレート方式によるエコーキャンセラ装
置を実現させることにより演算量と所要メモリ量を少な
くシ、且つ適応ディジタルフィルターによるエコーキャ
ンセラの収束速度を向上させまたタップ数を削減しよう
とするものである。
動作の可能なボーレート方式によるエコーキャンセラ装
置を実現させることにより演算量と所要メモリ量を少な
くシ、且つ適応ディジタルフィルターによるエコーキャ
ンセラの収束速度を向上させまたタップ数を削減しよう
とするものである。
上記の問題点は。
送信信号の入力ディジタルデータをより高いサンプリン
グ周波数にサンプリング変換して得られたデータを。
グ周波数にサンプリング変換して得られたデータを。
受信信号に同期したタイミングクロックでダウンサンプ
リングし。
リングし。
そのサンプリング結果を適応フィルターの入力データと
する本発明によるエコーキャンセラ装置により解決され
る。
する本発明によるエコーキャンセラ装置により解決され
る。
本発明はボーレートであるエコーキャンセラ入力信号を
これよりも高いサンプリング周波数の信号に補間演算す
ることにより変換し、これを受信信号から抽出したタイ
ミングでダウンサンプリングを行うことにより、最適位
相の送信信号をエコーキャンセラに入力させるようにし
たもので、モデム内部のハイブリッドを通り込んでくる
エコーはエコー径路の周波数特性が、ハイブリッドの部
分以外は既知であることより上記の補間を行うディジタ
ル・フィルターに予め大略のエコー径路の特性をもたせ
て、エコーの収束速度の向上及びタップ数の減少を実現
させる。
これよりも高いサンプリング周波数の信号に補間演算す
ることにより変換し、これを受信信号から抽出したタイ
ミングでダウンサンプリングを行うことにより、最適位
相の送信信号をエコーキャンセラに入力させるようにし
たもので、モデム内部のハイブリッドを通り込んでくる
エコーはエコー径路の周波数特性が、ハイブリッドの部
分以外は既知であることより上記の補間を行うディジタ
ル・フィルターに予め大略のエコー径路の特性をもたせ
て、エコーの収束速度の向上及びタップ数の減少を実現
させる。
以下本発明を図面に従い詳細に説明する。
第１図は本発明のボーレート形エコーキャンセラを備え
た２線式全二重モデムの一実施例をブロック回路図にて
示す。
た２線式全二重モデムの一実施例をブロック回路図にて
示す。
図において、１は送信信号入力、２は送信信号変調器、
３はＤ ／Ａ変換器、４は補間フィルター。
３はＤ ／Ａ変換器、４は補間フィルター。
５はエコーキャンセラ、６は受信信号のタイミング抽出
器、７はハイブリッド回路、８はＡ／Ｄ変換器、９は受
信信号の復調器、１０は等花器、１１は減算器、１２は
判定器、１３は受信信号出力、また１４は回線を示す。
器、７はハイブリッド回路、８はＡ／Ｄ変換器、９は受
信信号の復調器、１０は等花器、１１は減算器、１２は
判定器、１３は受信信号出力、また１４は回線を示す。
送信信号は１から入力して、２で変調され、３でアナロ
グ変換されハイブリッド７から２線式回線１４へ送出さ
れる。
グ変換されハイブリッド７から２線式回線１４へ送出さ
れる。
一方ボーレー）Ｉｓのベースバンド送信信号はスイッチ
４１の開閉と補間用のディジタルフィルター４により周
ｉ数ｆｓよりも大きいサンプリング周波数ｆ ｓ” の
信号にサンプリング変換される。
４１の開閉と補間用のディジタルフィルター４により周
ｉ数ｆｓよりも大きいサンプリング周波数ｆ ｓ” の
信号にサンプリング変換される。
このサンプリング変換された信号は受信信号からタイミ
ング抽出器６にて抽出された受信ボーレート・クロック
によりダウンサンプリングされ、エコーキャンセラ５に
入力される。
ング抽出器６にて抽出された受信ボーレート・クロック
によりダウンサンプリングされ、エコーキャンセラ５に
入力される。
回線１４から入力した受信信号はハイブリッド回路７に
より送信信号と分離されΔ／Ｄ変換器８に入力される。
より送信信号と分離されΔ／Ｄ変換器８に入力される。
受信信号はその後、復調器９でベースバンド信号に変換
され等花器１０を介して減算器１１においてエコーキャ
ンセラー５の出力信１号即ち擬似エコーが差し引かれる
。
され等花器１０を介して減算器１１においてエコーキャ
ンセラー５の出力信１号即ち擬似エコーが差し引かれる
。
エコーを除去された信号は判定器Ｉ２で判定されるが、
このときの判定誤差がエコーキャンセラー５の係数修正
演算に用いられる。
このときの判定誤差がエコーキャンセラー５の係数修正
演算に用いられる。
補間フィルター４はサンプリング変換した際に生しる高
調波成分を抑圧するために、音声帯域の低域フィルター
を用いるが２本発明ではモデムの送信フィルター、受信
フィルター等の既知のエコー径路特性を、このフィルタ
ーに合わせ持たせることにより、エコーキャンセラーは
ハイブリッド７の特性だけを主として推定するだけで良
いので収束速度が向上またタップ数の削減が可能となる
。
調波成分を抑圧するために、音声帯域の低域フィルター
を用いるが２本発明ではモデムの送信フィルター、受信
フィルター等の既知のエコー径路特性を、このフィルタ
ーに合わせ持たせることにより、エコーキャンセラーは
ハイブリッド７の特性だけを主として推定するだけで良
いので収束速度が向上またタップ数の削減が可能となる
。
上述のように１本発明によれば送受タイミングクロック
が非同期の場合においてもボーレート処理の可能なエコ
ーキャンセラ一方式を容易、に実現出来、演算量と所要
メモリ口が少なく、また収束速度向上とタップ数が低減
できるなどその作用効果は極めて大きい。
が非同期の場合においてもボーレート処理の可能なエコ
ーキャンセラ一方式を容易、に実現出来、演算量と所要
メモリ口が少なく、また収束速度向上とタップ数が低減
できるなどその作用効果は極めて大きい。
第１図は本発明によるエコーキャンセラを用いる２線式
全二重モデムの一実施例のブ ロック回路図。 第２図ばエコーキャンセラを持つ従来の２線式全二重モ
デムの基本ブロック回路図を 示す。 図において２ １は送信信号入力。 ２は送信信号変調器。 ３はＤ／八へ換器。 ４は補間フィルター。 ５はエコーキャンセラ。 ６はタイミング抽出器。 ７はハイブリッド回路。 ８はΔ／Ｄ変換器。 ９は受信信号の復調器。 １０は等花器。 １１は減算器。 １２は判定器。 １３は受信信号出力。 １４は回線を示す。
全二重モデムの一実施例のブ ロック回路図。 第２図ばエコーキャンセラを持つ従来の２線式全二重モ
デムの基本ブロック回路図を 示す。 図において２ １は送信信号入力。 ２は送信信号変調器。 ３はＤ／八へ換器。 ４は補間フィルター。 ５はエコーキャンセラ。 ６はタイミング抽出器。 ７はハイブリッド回路。 ８はΔ／Ｄ変換器。 ９は受信信号の復調器。 １０は等花器。 １１は減算器。 １２は判定器。 １３は受信信号出力。 １４は回線を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 送信信号（１）の入力ディジタルデータをより高いサン
プリング周波数にサンプリング変換（４）して得られた
データを、 受信信号に同期したタイミングクロック（６）でダウン
サンプリングし、 そのサンプリング結果を適応フィルター（５）の入力デ
ータとすることを特徴とするエコーキャンセラ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17211285A JPS6232727A (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | エコ−キヤンセラ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17211285A JPS6232727A (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | エコ−キヤンセラ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6232727A true JPS6232727A (ja) | 1987-02-12 |
Family
ID=15935773
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17211285A Pending JPS6232727A (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | エコ−キヤンセラ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6232727A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6447117A (en) * | 1987-08-17 | 1989-02-21 | Yokogawa Electric Corp | Digital signal phase correction device |
| EP0708537A1 (en) * | 1994-05-06 | 1996-04-24 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Echo canceler and echo path estimating method |
| US6061444A (en) * | 1994-05-07 | 2000-05-09 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Echo canceler and method for learning for the same |
| DE19953347A1 (de) * | 1999-11-05 | 2001-06-28 | Infineon Technologies Ag | Echokompensationsvorrichtung |
-
1985
- 1985-08-05 JP JP17211285A patent/JPS6232727A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6447117A (en) * | 1987-08-17 | 1989-02-21 | Yokogawa Electric Corp | Digital signal phase correction device |
| EP0708537A1 (en) * | 1994-05-06 | 1996-04-24 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Echo canceler and echo path estimating method |
| EP0708537A4 (en) * | 1994-05-06 | 1997-08-06 | Nippon Telegraph & Telephone | METHOD FOR ECHOCOMPENSATION AND ECHOPHAL ESTIMATION |
| EP1202469A2 (en) * | 1994-05-06 | 2002-05-02 | NTT Mobile Communications Network Inc. | Echo canceler and echo path estimating method |
| EP1202469A3 (en) * | 1994-05-06 | 2003-04-02 | NTT Mobile Communications Network Inc. | Echo canceler and echo path estimating method |
| US6061444A (en) * | 1994-05-07 | 2000-05-09 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Echo canceler and method for learning for the same |
| DE19953347A1 (de) * | 1999-11-05 | 2001-06-28 | Infineon Technologies Ag | Echokompensationsvorrichtung |
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