JPS6228887B2 - - Google Patents
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- JPS6228887B2 JPS6228887B2 JP54129426A JP12942679A JPS6228887B2 JP S6228887 B2 JPS6228887 B2 JP S6228887B2 JP 54129426 A JP54129426 A JP 54129426A JP 12942679 A JP12942679 A JP 12942679A JP S6228887 B2 JPS6228887 B2 JP S6228887B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流電流制御回路に関するものであ
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a direct current control circuit.
従来、例えば音響機器等に使用されるこの種の
回路は第１図に示したように構成されている。第
１図において、VRは可変抵抗器、R1，R2，R3，
R4，R5，R6，R7，R8，R9，R10，R11はそれぞれ
抵抗器、Tr1，Tr2，Tr3，Tr4，Tr5，Tr6はそれ
ぞれトランジスタ、D1，D2はそれぞれダイオー
ドである。このように構成された従来の回路で
は、入力端子ａには、直流電圧制御用の可変抵抗
器VRの調整により直流電圧Vrが与えられ、入力
トランジスタ、この実施例ではPNPトランジスタ
Tr1のエミツタ電位はVr＋ＶBEとなる。ここにＶ
BEはトランジスタTr1のベース―エミツタ間電圧
である。さらにトランジスタTr3のベース電位
は、トランジスタTr2のエミツタ電位を抵抗器R4
とR5の抵抗値R4，R5で分割した電位であり、
Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５・Ｖrとなる。トランジスタTr4のコレ
ク
タ電位は、トランジスタTr5のベース電位よりＶ
BEと抵抗器R7による電圧降下分だけ低い電位と
なる。トランジスタTr5のベースからダイオード
D1，D2を介した点をｂ点とし、トランジスタTr6
のエミツタをｃ点とすると、このｂ点とｃ点の直
流電位の差を次段の差動アンプ（省略）に印加
し、このアンプゲインを可変調整して音量や音質
を変化させている。 Conventionally, this type of circuit used in, for example, audio equipment has been constructed as shown in FIG. In Figure 1, VR is a variable resistor, R 1 , R 2 , R 3 ,
R 4 , R 5 , R 6 , R 7 , R 8 , R 9 , R 10 , and R 11 are each a resistor, Tr 1 , Tr 2 , Tr 3 , Tr 4 , Tr 5 , and Tr 6 are each a transistor, and D 1 and D2 are diodes. In the conventional circuit configured in this way, a DC voltage Vr is applied to the input terminal a by adjusting the variable resistor VR for DC voltage control, and the input transistor, in this example, a PNP transistor, is applied to the input terminal a.
The emitter potential of Tr 1 becomes Vr + V BE . V here
BE is the base-emitter voltage of transistor Tr1 . Furthermore, the base potential of transistor Tr 3 is set to the emitter potential of transistor Tr 2 through resistor R 4 .
and the potential divided by the resistance values R 4 and R 5 of R 5 ,
R 5 /R 4 +R 5 ·V r . The collector potential of transistor Tr 4 is V lower than the base potential of transistor Tr 5 .
The potential is lower by the voltage drop due to BE and resistor R7 . Diode from the base of transistor Tr 5
The point via D 1 and D 2 is defined as point b, and the transistor Tr 6
Assuming that the emitter is at point c, the difference in DC potential between points b and c is applied to the next stage differential amplifier (not shown), and the gain of this amplifier is variably adjusted to change the volume and sound quality.
第２図には、第１図の従来例で説明した入力ト
ランジスタTr1のエミツタ電位Tr1―ｅ、トラン
ジスタTr3のベース電位Tr3―ｂ、ダイオードD2
のカソード電位（ｂ点の電位）D2―cathode、ト
ランジスタTr6のエミツタ電位（ｃ点の電位）
Tr6―ｅのそれぞれの変化が入力端子ａの電位Ｖr
に対して示されている。第１図のような直流制御
回路を利用して、例えば、音量をリモートコント
ロール等で変化しようとする場合に、その１つの
方法として制御可変抵抗器VRを調整して、この
抵抗器の出力電圧を変化させる方法がある。実際
に可変抵抗器VRを調整してこの出力電位を０ボ
ルトにすると入力端子ａ点の電位は０ボルトにな
り、音量を絞り切つた状態になる。しかしなが
ら、第１図のような直流制御回路では、入力トラ
ンジスタTr1がPNP型であり、さらに電流増幅率
ｈfEの低い（≦10）ものを使用しなければならな
い場合、トランジスタTr1のベース電流ｉb1が無
視できなくなり可変抵抗器VRの状態によつて入
力端子ａ点に残留電位が生じる。この残留電位
V0の大きさは、可変抵抗器VRがセンターの状態
にあるとすると、約、V0Ｖｃｃ ＶＲ／Ｒ２・ｈｆＥ
となる。 FIG. 2 shows the emitter potential Tr 1 -e of the input transistor Tr 1 , the base potential Tr 3 -b of the transistor Tr 3 , and the diode D 2 explained in the conventional example of FIG.
Cathode potential (potential at point b) D 2 -cathode, emitter potential of transistor Tr 6 (potential at point c)
Each change in Tr 6 -e is the potential V r of input terminal a.
shown for. For example, if you want to change the volume by remote control using a DC control circuit like the one shown in Figure 1, one way is to adjust the control variable resistor VR and adjust the output voltage of this resistor. There is a way to change it. When the output potential is set to 0 volts by actually adjusting the variable resistor VR, the potential at the input terminal a becomes 0 volts, and the volume is turned down completely. However, in a DC control circuit as shown in Fig. 1, if the input transistor Tr 1 is a PNP type and a transistor with a low current amplification factor h fE (≦10) must be used, the base current of the transistor Tr 1 must be i b1 can no longer be ignored, and a residual potential is generated at the input terminal point a depending on the state of the variable resistor VR. This residual potential
Assuming that the variable resistor VR is in the center state, the magnitude of V 0 is approximately V 0 V cc VR/R 2・h fE
becomes.
例えばＶcc＝12ボルト，VR＝10kΩ，R2＝10k
Ω，ｈfE＝10とするとV0＝1.2ボルトとなる。こ
のため、可変抵抗器VRの電源電位を０にしても
残留電位が残る。一般に音の立ち上がり電位は、
音量調整可変抵抗器の特性にも左右されるが、
0.3ボルト程度であるため、これ以上の残留電位
が生じた場合（例えば前述のようにV0＝1.2ボル
ト）には音量を絞ぼり切れないという欠点があつ
た。そこで、この欠点を解決するために前記残留
電位V0をできるだけ小さくする方法として、
1PNP型トランジスタの電流増幅率ｈfEを上げ
る。２抵抗R2の抵抗値を上げる、３電源電圧Ｖcc
を低くすること等が考えられるが、１はIC製造
プロセスによつては電流増幅率ｈfEを大きくでき
ないし、２の抵抗体の抵抗値もIC内ではそれほ
ど大きくできず、３の電源電位も、回路の適正動
作の関係上、小さくすることには制約を受ける。 For example, V cc = 12 volts, VR = 10kΩ, R 2 = 10k
Ω, h When fE = 10, V 0 = 1.2 volts. Therefore, even if the power supply potential of the variable resistor VR is set to 0, a residual potential remains. Generally, the rising potential of sound is
Although it depends on the characteristics of the volume adjustment variable resistor,
Since it is about 0.3 volts, there is a drawback that if a residual potential higher than this occurs (for example, V 0 =1.2 volts as described above), the volume cannot be reduced completely. Therefore, in order to solve this drawback, as a method of reducing the residual potential V 0 as much as possible,
Increase the current amplification factor h fE of the 1PNP transistor. 2 Increase the resistance value of resistor R 2 , 3 power supply voltage V cc
However, depending on the IC manufacturing process, the current amplification factor h fE cannot be increased in 1, the resistance value of the resistor in 2 cannot be increased that much within the IC, and the power supply potential in 3 cannot be increased. However, due to the proper operation of the circuit, there are restrictions on reducing the size.
本発明は、上記従来例の欠点を解消するため
に、可変抵抗器VRからの直流電圧を入力トラン
ジスタのベースで受ける直流制御回路において、
この入力トランジスタの流出ベース電流を、ほと
んど無視できる量にまで減少させる電気回路手段
を設けたことを特徴とする直流制御回路を提供す
るものである。以下、図面により実施例を詳細に
説明する。 In order to eliminate the drawbacks of the above-mentioned conventional example, the present invention provides a DC control circuit that receives DC voltage from a variable resistor VR at the base of an input transistor.
The present invention provides a DC control circuit characterized in that it is provided with electric circuit means for reducing the outflow base current of the input transistor to an almost negligible amount. Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings.
第３図は、本発明の１実施例を示したもので、
第１図と同一符号のものは同一のものを示してお
り、またTr7，Tr8，Tr9はそれぞれトランジス
タ、R12，R13，R14，R15，R16，R17，R18はそれ
ぞれ抵抗器である。本実施例は、抵抗器R2，R3
で作つている入力トランジスタTr1のエミツタ電
圧を直流制御回路の入力端子ａの電位Vrに依存
した電位とする。つまり、入力端子ａの電位Vr
より、例えばＶBE＋１ボルトとすると、抵抗器
R2，R3に流れる電流は、入力端子ａの電圧にか
かわらず、それぞれ１／Ｒ２(A)，１／Ｒ３(A)となる。
トラン
ジスタTr7のエミツタ電位をV0とすると、本実施
例の場合の入力トランジスタTr1のベース電流ｉb
2は
ｉb2＝２Ｖ０−ＶＢＥ／ｈｆＥ・Ｒ２(A) ……(1)
である。このV0電位は、入力端子ａの電圧ＶRよ
り、どれだけ高くとるかという電位で、入力トラ
ンジスタTr1を動作させるために少なくともＶBE
以上の電位を与えねばならない。一方、第１図の
従来回路の入力トランジスタTr1のベース電流ｉb
１は
ｉb1＝２Ｖｃｃ−ＶＲ−ＶＢＥ／ｈｆＥ．Ｒ２(A)…
…(2)
である。 FIG. 3 shows one embodiment of the present invention.
Components with the same reference numerals as in FIG . are each a resistor. In this example, resistors R 2 and R 3
Let the emitter voltage of the input transistor Tr 1 made by Tr 1 be a potential dependent on the potential Vr of the input terminal a of the DC control circuit. In other words, the potential Vr of input terminal a
For example, if V BE +1 volt, the resistor
The currents flowing through R 2 and R 3 are 1/R 2 (A) and 1/R 3 (A), respectively, regardless of the voltage at input terminal a.
If the emitter potential of the transistor Tr 7 is V 0 , then the base current i b of the input transistor Tr 1 in this embodiment is
2 is i b2 =2V 0 -V BE /h fE ·R 2 (A)...(1). This V 0 potential is determined by how much higher it is than the voltage V R of the input terminal a, and at least V BE is required to operate the input transistor Tr 1.
A potential higher than that must be applied. On the other hand, the base current i b of the input transistor Tr 1 of the conventional circuit shown in FIG.
1 is i b1 =2V cc −V R −V BE /h fE . R2 (A)…
…(2).
この時、入力トランジスタTr1のベース電流に
関する改善効果Ｄは
Ｄ＝ｉｂ１／ｉｂ２＝Ｖｃｃ−ＶＲ−ＶＢＥ／Ｖ０−
ＶＢＥ……(3)
となる。 At this time, the improvement effect D regarding the base current of the input transistor Tr 1 is D=i b1 /i b2 =V cc −V R −V BE /V 0 −
V BE ...(3) becomes.
実際には、可変抵抗器VRの出力電位を０ボル
トにした時が問題になるので、ＶR≪１ボルト、
ＶBEも無視すると、近似的にＤ≒Ｖｃｃ／Ｖ０となり、
V0
１ボルトとすると、Ｄ＝12程度となり、第２図
に示す本実施例の場合の入力トランジスタTr1の
ベース電流は、第１図の従来回路のトランジスタ
Tr1のベース電流の1/12に減少することになり、
従つて、残留電位V0を1/12程度におさえること
ができる。 In reality, the problem occurs when the output potential of the variable resistor VR is set to 0 volts, so V R ≪1 volt,
If we also ignore V BE , approximately D≒V cc /V 0 ,
When V 0 is 1 volt, D=12, and the base current of the input transistor Tr 1 in this embodiment shown in FIG. 2 is equal to that of the transistor in the conventional circuit shown in FIG. 1.
The base current of Tr 1 will be reduced to 1/12,
Therefore, the residual potential V 0 can be suppressed to about 1/12.
次に、本実施例の動作を説明する。トランジス
タTr8，Tr9は差動的な動きをし、トランジスタ
Tr9のベース電位は抵抗器R17とR18で定められ、
トランジスタTr8の電流の変化に対応してスイツ
チングする。そのスイツチングの傾斜を抵抗器
R14，R15によつてなだらかにする。入力トランジ
スタTr7のエミツタ出力電位は、第４図に示すよ
うに、入力端子ａの電位Vrとともに変化する。
第４図の場合、リモートコントロール等で音量制
御用可変抵抗器VRの出力電圧を０ボルトにした
場合、トランジスタTr1のベース電流の改善効果
Ｄは(3)式からＤ＝Ｖｃｃ−Ｖｒ−ＶＢＥ／Ｖ０−ＶＢ
Ｅであるので、V0
＝2.5ボルト、ＶBE＝0.7ボルト、Ｖcc＝12ボル
ト、Ｖr＝0.4ボルトとすると、Ｄ≒６となり、可
変抵抗器VRの残留電位が1/6となる。このため、
従来回路では、リモートコントロール等で、音量
制御用の可変抵抗器VRの出力を０ボルトにして
音量を消そうとしても残留電位V0が約0.4ボルト
程度もあり、音量を完全に絞ぼれなかつたが、本
実施例の場合には残留電位V0が従来回路の場合
の約1/6の0.07ボルトとなる。これは、音の立ち
上がり電位が0.2〜0.3ボルトであることを考える
と、抵抗のバラツキ、過渡特性による変化分を含
めても、充分に吸収できる残留電位V0の値であ
る。 Next, the operation of this embodiment will be explained. Transistors Tr 8 and Tr 9 operate differentially, and
The base potential of Tr 9 is determined by resistors R 17 and R 18 ,
Switching occurs in response to changes in the current of transistor Tr8 . The switching slope is resistor
Make it gentle with R 14 and R 15 . The emitter output potential of the input transistor Tr7 changes with the potential Vr of the input terminal a, as shown in FIG.
In the case of Fig. 4, when the output voltage of the volume control variable resistor VR is set to 0 volts using a remote control, etc., the improvement effect D on the base current of the transistor Tr 1 is obtained from equation (3) as follows: D = V cc - V r −V BE /V 0 −V B
Since V 0 =2.5 volts, V BE =0.7 volts, V cc =12 volts, and V r =0.4 volts, D≈6, and the residual potential of the variable resistor VR becomes 1/6 . For this reason,
In the conventional circuit, even if you tried to turn off the volume by setting the output of the variable resistor VR for volume control to 0 volts using a remote control, etc., the residual potential V 0 was about 0.4 volts, and the volume could not be completely reduced. However, in the case of this embodiment, the residual potential V 0 is 0.07 volts, which is about 1/6 of that in the conventional circuit. Considering that the rising potential of sound is 0.2 to 0.3 volts, this is the value of the residual potential V 0 that can be sufficiently absorbed even if variations in resistance and changes due to transient characteristics are included.
以上のように構成された本実施例では、直流制
御用入力端子ａ以降がIC内に含まれている場合
にも、IC化に適した回路であり、かつ周辺部品
を付加する必要もなく実現が容易である。また抵
抗器R12からR18までの定数を適当に選ぶことによ
つて改善効果を1/10程度にすることもできる。し
かも本実施例の回路を従来回路に付加しても、回
路の消費電流は増加しない。 In this embodiment configured as described above, even if the DC control input terminal a and subsequent ones are included in the IC, the circuit is suitable for integration into an IC, and can be realized without the need to add peripheral components. is easy. Furthermore, by appropriately selecting the constants of resistors R12 to R18 , the improvement effect can be reduced to about 1/10. Moreover, even if the circuit of this embodiment is added to the conventional circuit, the current consumption of the circuit does not increase.
さらにまた、本実施例では、差動用トランジス
タTr8，Tr9とエミツタフオロアトランジスタTr7
を用い、エミツタフオロアトランジスタTr7のベ
ースをトランジスタTr9のコレクタに接続してあ
るため、上記各トランジスタの共通電源電圧Ｖcc
の変化や温度変化があつても、それらに関係な
く、安定した制御電圧が得られる。 Furthermore, in this embodiment, the differential transistors Tr 8 and Tr 9 and the emitter follower transistor Tr 7
Since the base of the emitter follower transistor Tr 7 is connected to the collector of the transistor Tr 9 , the common power supply voltage V cc of each transistor is
A stable control voltage can be obtained regardless of changes in the voltage or temperature.
以上説明したように、本発明よれば、音量や音
質制御に利用された直流制御回路において、音量
を充分に絞り切ることができるばかりでなく、電
源電圧の変動または温度変化等に対して、それら
に係りなく、安定した制御電圧が得られる。とい
う利点がある。 As explained above, according to the present invention, in a DC control circuit used for volume and sound quality control, it is possible not only to sufficiently reduce the volume, but also to prevent fluctuations in power supply voltage, temperature changes, etc. A stable control voltage can be obtained regardless of the voltage. There is an advantage.
第１図は、従来の直流制御回路の一部、第２図
は第１図の従来回路中の各トランジスタの各点の
電圧変化を示す図、第３図は本発明の１実施例の
回路図、第４図は第３図の入力トランジスタへの
供給電源の変化図である。
VR……可変抵抗器、Tr1……入力トランジス
タ、Tr7……第３のトランジスタ、Tr8……一方
のトランジスタ、Tr9……他方のトランジスタ、
R12，R13，R14，R15……バイアス抵抗器。
FIG. 1 is a part of a conventional DC control circuit, FIG. 2 is a diagram showing voltage changes at each point of each transistor in the conventional circuit of FIG. 1, and FIG. 3 is a circuit of one embodiment of the present invention. 4 is a diagram showing changes in the power supply to the input transistor of FIG. 3. VR...variable resistor, Tr 1 ...input transistor, Tr 7 ...third transistor, Tr 8 ...one transistor, Tr 9 ...other transistor,
R12 , R13 , R14 , R15 ...Bias resistor.
Claims (1)
タのベースで受けて直流電流を制御するため、前
記可変抵抗器の直流電圧に対応して前記入力トラ
ンジスタの流出ベース電流をほとんど無視し得る
量にまで減少させることのできる電気回路を前記
入力トランジスタに接続した直流制御回路におい
て、 前記電気回路は互いに差動的な動作をする２個
のトランジスタと、前記２個のトランジスタの一
方のトランジスタの電流の変化に対応してスイツ
チングする他方のトランジスタのベース電位を決
めるバイアス抵抗器と、前記スイツチング特性の
傾斜をなだらかにする前記一方のトランジスタの
バイアス抵抗器と、コレクタ電位が電源電位であ
る第３のトランジスタとから成り、前記他方のト
ランジスタのコレクタと前記第３のトランジスタ
のベースを連結し、前記第３のトランジスタのエ
ミツタ出力を前記入力トランジスタのエミツタに
印加させて成ることを特徴とする直流制御回路。[Claims] 1. Since the DC voltage from the variable resistor is received at the base of the input transistor to control the DC current, the outflow base current of the input transistor is almost ignored in response to the DC voltage of the variable resistor. In the DC control circuit, the electric circuit is connected to the input transistor, and the electric circuit includes two transistors that operate differentially with respect to each other, and one of the two transistors. a bias resistor that determines the base potential of the other transistor that switches in response to changes in the current of the transistor; a bias resistor for the one transistor that smooths the slope of the switching characteristic; and a collector potential that is a power supply potential. a third transistor, the collector of the other transistor is connected to the base of the third transistor, and the emitter output of the third transistor is applied to the emitter of the input transistor. DC control circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12942679A JPS5654109A (en) | 1979-10-09 | 1979-10-09 | Direct current control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12942679A JPS5654109A (en) | 1979-10-09 | 1979-10-09 | Direct current control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5654109A JPS5654109A (en) | 1981-05-14 |
| JPS6228887B2 true JPS6228887B2 (en) | 1987-06-23 |
Family
ID=15009195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12942679A Granted JPS5654109A (en) | 1979-10-09 | 1979-10-09 | Direct current control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5654109A (en) |
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1979
- 1979-10-09 JP JP12942679A patent/JPS5654109A/en active Granted
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Also Published As
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|---|---|
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