JPS6225874A - スイツチング電源用パルス幅変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ この発明は、スイッチング電源用パルス幅変調（Ｐｕｌ
ｓｅ　　Ｗｉｄｔｈ　　ＭＯｄＬＩＩａｔｉＯｎ　、以
下、ＰＷＭと略記する）回路に関するものである。

［従来の技術］ 第３図にＣ−ＭＯＳ−ＩＣで構成した制御回路を有する
フォワードコンバータの回路例を示す。

図において、Ｖｉｎは直流電源、Ｇ１はＰＷＭ回路、Ｇ
２はインバータＡ２、ＱＩはスイッチング素子、Ｔ＋は
トランス、Ｇ３は］イルＬ＋、コンデンサＣ２から成る
Ｌ−Ｃフィルタ回路、Ｇ４はフォトダイオードＰ−Ｄ、
ツェナーダイオード７・Ｄ１抵抗Ｒ３〜Ｒｙ、コンデン
＋ｊＣ３が図示のように接続されたサンプリングおよび
コンパレータ回路、Ｄ＋　、Ｄ２はダイオードである。

また、上記のＰＷＭ回路は、コンデン＋ＪＣ＋、抵抗Ｒ
＋、フォトカプラの出力トランジスタＰ・Ｃおよび当該
出力トランジスタＰ−Ｃのコレクタ電流を制限して保護
する目的で接続された抵抗Ｒ２から成る微分回路と、イ
ンバータＡ１とを有している。

上記の構成において、ＰＷＭ回路Ｇ１の入力端子Ｖ　・
　には５０％デユーティサイクルの矩形波人ＳＩｇ。

力信号が印加される。

これを前記の微分回路を介してＣ−ＭＯＳ−ＩＣのスレ
ッシュホールド電圧（Ｖ　ｔｈ）が制御回路の電源電圧
（ＶＤｏ）の約１／２になることを利用したコンパレー
タに入力する。

しかるに、上記の回路におけるフォトカブラの出力トラ
ンジスタＰ−Ｃには図示のサンプリングおよびコンパレ
ータ回路Ｇ４からの出力電圧■。

と基準電圧Ｖ　　との差に比例した電流が流れ微ＲＥＦ
。

弁回路の等価抵抗値を変化させ、スイッチング素子Ｑ１
のオン時間Ｔ。０を制御することによって出力■。を安
定化するようにしている。

次に、第３図におけるＰＷＭ回路部分のみを取り出した
回路構成を第４図に示す。以下にその回路動作を分析、
説明する。

まず、第３図の直流電源Ｖ。ｉｎ　Ｉｆｉ最小で、負荷
電流が定格最大値の時、スイッチング素子Ｑ＋のオン時
間Ｔ。０は Ｔ　　　＝Ｔ　　　（ｍａｘ、）＝Ｔ／２　　　　・＝
　　（１）ｏｎ　　　　　ｏｎ この時、フォトカブラの出力トランジスタＰ・Ｃのコレ
クタ電流は暗電流■　　程麿の小さな値ｃＤ であり、抵抗Ｒ１に流れる電流のピーク値をＩ　　とす
ると、次式の関係が成立する。

ＩＰ １＞＞Ｔ　　　　　　　　　　　・・・（２）ＩｔＩＰ
　　　ＰＣＤ ここで、コンデンサＣ１の充電電流をｉＣ５抵抗Ｒ１を
流れる放電電流を　ｉ　とし、ｉｏ＝’　Ｒ１と仮定す
る。また、０ＭＯ８−ＩＣ（インバータＡ＋）のスレッ
シュホールド電圧■ｔｈは次式によって表わされる。

Ｖｔｈ：１／２■、。　　　　　　　・・・（３）した
がって、ＰＷＭ回路の微分回路におｔノるＣ１およびＲ
＋は次式のように選定する必要がある。

Ｔｏｏ＝Ｔｏｎ（ＩｌａＸ、）　＝Ｔ／２＝　０．６９
　Ｇ＋　−Ｒｔ　　・・・（４）この時の動作波形を第
５図に示す。すなわち、微分回路に５０％デユーティサ
イクルの矩形波入力電圧（■　・　）が印加されると、
第５図（イ）にｓａｇ。

示すように最初の第一波目で、ＰＷＭ回路の出力は同図
（ハ）のＴ。Ｎ１のようにＴ／２に等しいパルス幅を持
つ矩形波電圧となる。その後、Ｖｓｉｇ。

がなくなると、コンデンサ電圧■ｃｌは、同図（ロ）に
示すようにＶ。、／２から抵抗Ｒ１を通して放電低下し
てゆき、ｔ＝Ｔにおいて■ｃ１＝■口。／４となる。

このため、Ｖｓｉｇ、第二波目が微分回路の入力に印加
される時、０ボルトからでなく、ΔｖＳずなわちＶ。、
／４から充電されてゆくこととなり、■　のピーク”■
ＲＩＰは第５図（ハ）に示すようこれによりＴ　　は、
Ｔ　　　＜Ｔ　　　となり、ｏｎ２　　　０８２　　０
８１ 必要な最大ＯＮ時間が確保できなくなる。同様に■　・
　第三波目以降が印加されると、ＴＯＮはざらｓａｇ。

に減少してゆき、究極的には一定の値に安定することと
なる。

［発明が解決しようとする問題点］ 従来のスイッチング電源用ＰＷＭ回路は、上記のように
構成されているので、次のような問題点がある。

■　安定時のＴ。−間が初期のＴ。Ｎ時間より短くなる
。

■　八Ｖ　が小さくなるため、Δ■Ｒ１／Δｔが小さく
なりジッタが発生し易くなる。

［発明の目的］ この発明は、上記のような問題点を解消するたメニなさ
れたもので、常にＴ　ＯＮ　（ｍａｘ、　）　＝　Ｔ　
／　２時間を得ることができ、安定した動作のスイッチ
ング電源用ＰＷＭ回路を得ることを目的とするものであ
る。

［問題点を解決するための手段］ この発明にかかるスイッチング電源用ＰＷＭ回路は、出
力電圧の誤差増幅信号フィードバック用フォトカブラの
出力トランジスタに逆並列にダイオードを接続するとと
もに微分回路の放電時定数を充電時定数より充分短くな
るように構成したものである。

［作　用］ 前記出力トランジスタに逆並列に接続したダイオードに
より前記出力トランジスタに接続したコレクタ電流を制
限する目的で接続する抵抗のみならず、前記ダイオード
を介してもコンデンサ電流が放電されることとなり、そ
のため微分回路のコンデンサは常に０ボルトから充電さ
れ、常に一定のＴ。Ｎ（ｌａｘ、　）時間が得られる。

［実施例］ 以下に、この発明の一実施例を第１図および第２図に基
づき説明する。なお、従来例を示す第４図および第５図
と同一または相当部分には同一符号が付しである。

第１図において、□ａは出力電圧の誤差増幅信号フィー
ドバック用フォトカプラの出力トランジスタＰ−Ｃに逆
並列に接続したダイオードである。

上記の回路構成において、微分回路のコンデンサＣ１の
充電電流は抵抗Ｒ１を通して流れ、また、前記コンデン
サＣ１の放電電流は出力トランジスタＰ−Ｃに接続した
抵抗Ｒ２およびダイオード□ａさらに抵抗Ｒ１を通して
流れることになる。

なお、コンデンサＣ１に流れる電流’ｃｌを第２図（ニ
）に示す。

この構成により微分回路の放電時定数を充電時定数より
も充分短く設定でき、具体的には、Ｃ１・Ｒ１上１０・
Ｃ１・Ｒ２・・・（５）程度にするのが好適である。こ
のようにすることにより、第２図（ロ）に示すようにコ
ンデンサＣ１のｖＣｌは常にＯボルトから充電されるこ
とになる。

したがって、同図（ハ）に示すように”ＯＮ−■＝　Ｔ
　。Ｈ（ｉ＋ａｘ、　）となり、常に一定のＴ　ＯＮ　
（ｍａｘ、　）時間が確保できる。

［発明の効采コ 以上のように、この発明によれば、スイッチング電源用
ＰＷＭ回路におけるフォトカブラの出力トランジスタに
逆並列にダイオードを接続し、かつその微分回路の放電
時定数を充電時定数よりも充分短くなるように構成した
ので、以下のような効果を奏するものである。

■　常時、Ｔ（、Ｈ（ｍａｘ、）＝Ｔ／２時間を得るこ
とができる。

■　ＴＯＮ≦ＴｏＮ（ｌａｘ、）においても安定なＯＮ
時間が得られ動作が安定する。

■　逆並列に接続したダイオードによりフォトカブラの
出力トランジスタに逆電圧が印加されるのが防止できる
。

■　コンデンサＣ１に蓄積した電荷の放電にフォトカブ
ラの保護抵抗Ｒ２を利用することができるため、別の抵
抗を付加する必要がなく、回路構成部品が増加仕ず安価
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるスイッチング電源用
ＰＷＭ回路の回路構成図、第２図はその動作波形図、第
３図は従来のスイッチング電源用ＰＷＭ回路を有するフ
ォワードコンバータの回路構成図、第４図はフォワード
コンバータからＰＷＭ回路のみを取り出した回路構成図
、第５図はその動作波形図である。 図において、Ｐ−Ｃはフォトカブララの出力トランジス
タ、□ａはダイオードＣ＋　、Ｒ＋　、Ｒ２は出力トラ
ンジスタＰ−Ｃと合せて微分回路を構成するコンデンサ
および抵抗である。 出　　願　　人

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 出力電圧の誤差増幅信号フィードバック用フォトカプラ
   の出力トランジスタと、この出力トランジスタに接続さ
   れたコンデンサおよび抵抗から成る微分回路とを有する
   スイッチング電源用パルス幅変調回路において、前記出
   力トランジスタに逆並列にダイオードを接続するととも
   に、前記微分回路の放電時定数を充電時定数よりも充分
   短かくしたことを特徴とするスイッチング電源用パルス
   幅変調回路。