JPS6223922B2 - - Google Patents
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- JPS6223922B2 JPS6223922B2 JP55091891A JP9189180A JPS6223922B2 JP S6223922 B2 JPS6223922 B2 JP S6223922B2 JP 55091891 A JP55091891 A JP 55091891A JP 9189180 A JP9189180 A JP 9189180A JP S6223922 B2 JPS6223922 B2 JP S6223922B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
この発明は、グラフイツク・イコライザ等に用
いて好適な共振回路に関する。
一般に、オーデイオシステムあるいは録音シス
テム等には演奏される場所および演奏される曲目
等に応じて聴感および音場の補正を行なうグラフ
イツクイコライザが用いられる。このグラフイツ
クイコライザには、例えば第１図に示すフイルタ
回路が多数個設けられている。
この図に示すフイルタ回路は、演算増幅器１
と、共振回路２と、この共振回路２のフイルタ特
性が合成されてブースト特性（バンドパス特性）
あるいはカツト特性（バンドエリミネイシヨン特
性）のレベルを設定する中点タツプ付の可変抵抗
器３とから構成されている。そして共振回路２の
切換スイツチ４を適宜設定することによつて第２
図に示すフイルタ特性が得られる。なお、第２図
において横軸は周波波数を、また縦軸は利得Ｇ
を示している。
ところで、この共振回路２において、コイルは
共振周波数を低く（例えば10Hz）設定すると、イ
ンダクタンス量の大きいものが必要となり、大型
化する。またコイルに鉄心等のコアを用いて小形
化を計つても、鉄心等のコアによる磁気歪がフイ
ルタ回路の歪率特性を悪化させる問題がある。
そこで、最近ではコイルの代わりに第３図のイ
に示す演算増幅器を用いた等価インダクタが用い
られている。
この図に示す等価インダクタは、入力端子５が
非反転入力端に接続された演算増幅器６と、同入
力端子５と共通端子７との間に順次直列に介挿さ
れた抵抗８（値Rx）および抵抗９（値Ry）と、
これら抵抗８，９の接続点と演算増幅器６の出力
端（この場合、演算増幅器６は反転入力端と出力
端とが接続されていて、利得１を形成している）
との間に介挿されたコンデンサ１０（値Ｃ）とか
ら構成されている。そしてこの回路の等価回路
は、第３図のロに示すように、値（Rx＋Ry）な
る抵抗と、値（Rx・Ry・Ｃ）なるインダクタン
スとを直列に接続したものとなる。
この等価インダクタは、演算増幅器６に高入力
インピーダンスのものを用いると、抵抗８，９と
して高抵抗値のものを用いることができ、これに
よつてコンデンサ１０として安価で精度および温
度特性の良い比較的小容量のものを用いることが
でき、且つインダクタンス量の大きいものが実現
できる。
しかしながら、この等価インダクタを第１図に
示すように多数の共振周波数から１個の共振周波
数を選択する共振回路２に用いた場合には、共振
周波数毎に各々１個の演算増幅器、２個の抵抗、
２個のコンデンサが必要となり、回路構成が複雑
となる。また、１個の共振周波数が択一的に選択
されることから、他の共振周波数を設定するため
に用いられている演算増幅器の消費電力が無駄と
なる。
この発明は、上記事情に鑑み、多数の共振周波
数を選択的に得ることが出来る共振回路を１個の
増幅器を用いて構成し、これにより、同共振回路
の簡略化、省電力化および低歪率化を計つたもの
である。すなわち、この発明は、Ｎ個の各々異な
る共振周波数を有する共振回路を、１個の増幅器
と、Ｎ＋１個の分圧抵抗と、Ｎ個の入力抵抗と、
Ｎ個の入力コンデンサおよび１個の出力コンデン
サとから構成したものである。
以下、この発明の一実施例および使用例を図面
を参照して説明する。
第４図は、この発明による共振回路の一般構成
を示す図であり、この図において、符号A1〜ＡN
（但し、Ｎは２以上の整数）は各々第１〜第Ｎ入
力端子、符号COMは共通端子である。これら第
１〜第Ｎ入力端子A1〜ＡNはスイツチ（図示略）
によつて択一的に選択されるようになつている。
そして第１入力端子A1は、第１入力コンデンサ
B1（値C1）を介して増幅器２１の入力端（接続点
E0）に接続されている。
また、増幅器２１の入力端と共通端子COMと
の間には、順次直列に接続された第１分圧抵抗
D1〜第Ｎ＋１分圧抵抗ＤN+1が介挿されている。
なお、これら第１分圧抵抗D1〜第Ｎ＋１分圧抵
抗ＤN+1の各抵抗値は各々R1〜ＲN+1である。
そして、第１分圧抵抗D2と第２分圧抵抗D2と
の接続点E1と、第２入力端子A2との間には、直
列に第２入力コンデンサB2（値C2）および第１入
力抵抗F1（値H1）が介挿されている。
また、第２分圧抵抗D2と第３分圧抵抗D3との
接続点E2と、第３入力端子A3との間には、直列
に第３入力コンデンサB3（値C3）および第２入力
抵抗F2（値H2）が介挿されている。
同様に、第Ｋ−１（但し、この場合Ｋは４〜Ｎ
−１）分圧抵抗ＤK-1と第Ｋ分圧抵抗ＤKとの接続
点ＥK-1と、第Ｋ入力端子ＡKとの間には、直列に
第Ｋ入力コンデンサＢK（値ＣK）および第Ｋ−１
入力抵抗ＦK-1（値ＨK-1）が介挿されている。
また、第Ｎ−１分圧抵抗ＤN-1と第Ｎ分圧抵抗
ＤNとの接続点ＥN-1と、第Ｎ入力端子ＡNとの間
には、直列に第Ｎ入力コンデンサＢN（値ＣN）お
よび第Ｎ−１入力抵抗ＦN-1（値ＨN-1）が介挿さ
れている。
さらに、第Ｎ分圧抵抗ＤNと第Ｎ＋１分圧抵抗
ＤN+1との接続点ＥNが出力コンデンサ２２（値
Co）を介して前述した増幅器２１の出力端に接
続されている。
そして、増幅器２１は、例えばＰ−チヤンネル
型電界効果トランジスを差動入力構成した演算増
幅器から構成されるもので、高入力インピーダン
ス、低出力インピーダンスおよび利得１の特性を
有する。
次に、この共振回路の特性について説明する。
まず、第Ｋ（但し、この場合Ｋは１〜Ｎの整
数）入力端子ＡKが択一的に選択されたとする。
この場合、接続点ＥK-1以外の接続点ＥJ-1（Ｊは
１〜Ｎの整数、但しＫを除く）と第Ｋ入力端子Ａ
K以外の第Ｊ入力端子ＡJとの間に介挿された第Ｊ
入力コンデンサＢJおよび第Ｊ−１入力抵抗ＦJ-1
は無視される。また接続点ＥK-1と増幅器２１の
入力端との間に直列に介挿された第１〜第Ｋ−１
分圧抵抗D1〜ＤK-1合成抵抗値は、増幅器２１の
入力インピーダンスが無限大に近いことから無視
される。
しかして、この場合の第４図に示す共振回路
は、第５図に示す回路となる。そして、この回路
と第３図のイに示す等価インダクタと比較するこ
とから明らかなように、等価インダクタの抵抗
８，９およびコンデンサ１０が各々第５図におけ
る第Ｋ〜第Ｎ分圧抵抗ＤK〜ＤN、第Ｎ＋１分圧抵
抗ＤN+1および出力コンデンサ２２に対応してい
る。すなわち、この第５図に示す回路は、コンデ
ンサBKと、抵抗FK−１と、“増幅器２１，抵抗
DK〜DN＋１，コンデンサ２２から構成される等
価インダクタ”とを直列接続した共振回路とな
る。
したがつて、この共振回路は、値がＣKである
コンデンサと、値がＲK〜ＲN+1およびＨK-1の和
である抵抗と、値が｛（ＲK〜ＲNの和）×ＲN+1×
C0｝であるインダクタンスとを直列に介挿した
ものと等価となる。
第１表は、各第１〜第Ｎ入力端子A1〜ＡNと共
通端子COMとの間の等価キヤパンタンスＣ、等
価インダクタンスＬ、等価抵抗Ｒを表にしたもの
である。
The present invention relates to a resonant circuit suitable for use in a graphic equalizer or the like. Generally, an audio system or a recording system uses a graphic equalizer that corrects the auditory sensation and sound field depending on the place where the music is played and the type of music being played. This graphic equalizer is provided with a large number of filter circuits as shown in FIG. 1, for example. The filter circuit shown in this figure consists of operational amplifier 1
, the resonance circuit 2, and the filter characteristics of this resonance circuit 2 are combined to obtain boost characteristics (bandpass characteristics).
Alternatively, it is comprised of a variable resistor 3 with a center point tap for setting the level of the cut characteristic (band elimination characteristic). Then, by appropriately setting the changeover switch 4 of the resonant circuit 2, the second
The filter characteristics shown in the figure are obtained. In Figure 2, the horizontal axis represents the frequency, and the vertical axis represents the gain G.
It shows. By the way, in this resonant circuit 2, if the resonant frequency of the coil is set to be low (for example, 10 Hz), a coil with a large amount of inductance will be required, resulting in an increase in size. Furthermore, even if the coil is made smaller by using a core such as an iron core, there is a problem in that the magnetostriction caused by the core such as an iron core deteriorates the distortion rate characteristics of the filter circuit. Therefore, recently, an equivalent inductor using an operational amplifier shown in FIG. 3A has been used instead of a coil. The equivalent inductor shown in this figure consists of an operational amplifier 6 whose input terminal 5 is connected to the non-inverting input terminal, and a resistor 8 (value Rx) inserted in series between the input terminal 5 and the common terminal 7. and a resistor 9 (value Ry),
The connection point between these resistors 8 and 9 and the output terminal of the operational amplifier 6 (in this case, the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 6 are connected to form a gain of 1)
and a capacitor 10 (value C) inserted between the two. The equivalent circuit of this circuit is, as shown in FIG. 3B, a resistance of value (Rx+Ry) and an inductance of value (Rx・Ry・C) connected in series. If this equivalent inductor has a high input impedance for the operational amplifier 6, it is possible to use a high resistance value for the resistors 8 and 9, which makes it possible to use the capacitor 10 at low cost and with good accuracy and temperature characteristics. A device with a relatively small capacity can be used, and a device with a large amount of inductance can be realized. However, when this equivalent inductor is used in a resonant circuit 2 that selects one resonant frequency from a large number of resonant frequencies as shown in Figure 1, one operational amplifier and two operational amplifiers are required for each resonant frequency. resistance,
Two capacitors are required, making the circuit configuration complicated. Furthermore, since one resonant frequency is selectively selected, the power consumption of the operational amplifier used to set the other resonant frequencies is wasted. In view of the above circumstances, the present invention uses one amplifier to configure a resonant circuit that can selectively obtain a large number of resonant frequencies, thereby simplifying the resonant circuit, saving power, and reducing distortion. This is aimed at increasing efficiency. That is, the present invention includes N resonant circuits each having a different resonant frequency, one amplifier, N+1 voltage dividing resistors, N input resistors,
It is composed of N input capacitors and one output capacitor. Hereinafter, one embodiment and usage example of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a diagram showing the general configuration of a resonant circuit according to the present invention, and in this figure, symbols A 1 to A N
(However, N is an integer of 2 or more) are the first to Nth input terminals, respectively, and the symbol COM is a common terminal. These first to Nth input terminals A 1 to A N are switches (not shown)
It is now possible to select one alternatively depending on the
And the first input terminal A1 is the first input capacitor
B 1 (value C 1 ) to the input of amplifier 21 (connection point
E 0 ). In addition, a first voltage dividing resistor is connected in series between the input terminal of the amplifier 21 and the common terminal COM.
D 1 to N+1th voltage dividing resistors D N+1 are inserted.
The resistance values of the first voltage dividing resistor D 1 to the N+1 voltage dividing resistor D N+1 are R 1 to R N+1 , respectively. A second input capacitor B 2 (value C 2 ) is connected in series between the connection point E 1 between the first voltage dividing resistor D 2 and the second voltage dividing resistor D 2 and the second input terminal A 2 . and a first input resistor F 1 (value H 1 ). Further, a third input capacitor B 3 (value C 3 ) is connected in series between the connection point E 2 between the second voltage dividing resistor D 2 and the third voltage dividing resistor D 3 and the third input terminal A 3 . and a second input resistor F 2 (value H 2 ). Similarly, the K-1st (in this case, K is 4 to N
-1 ) A K - th input capacitor B K ( value C K ) and No. K-1
An input resistor F K-1 (value H K-1 ) is inserted. Further, an N-th input capacitor B is connected in series between the connection point E N-1 between the N-1st voltage dividing resistor D N-1 and the N-th voltage dividing resistor D N and the N-th input terminal A N. N (value C N ) and N-1st input resistance F N-1 (value H N-1 ) are inserted. Furthermore, the connection point E N between the N-th voltage dividing resistor D N and the N+1-th voltage dividing resistor D N+1 is connected to the output capacitor 22 (value
Co) to the output terminal of the amplifier 21 described above. The amplifier 21 is composed of, for example, an operational amplifier having a differential input configuration of P-channel field effect transistors, and has characteristics of high input impedance, low output impedance, and a gain of 1. Next, the characteristics of this resonant circuit will be explained. First, it is assumed that the K-th (in this case, K is an integer from 1 to N) input terminal A K is alternatively selected.
In this case, connection point E J-1 other than connection point E K-1 (J is an integer from 1 to N, excluding K) and the K-th input terminal A
The J-th input terminal other than K inserted between the J-th input terminal A J
Input capacitor B J and J-1st input resistor F J-1
is ignored. Further, the first to K -1
The combined resistance value of the voltage dividing resistors D 1 to D K-1 is ignored because the input impedance of the amplifier 21 is close to infinity. In this case, the resonant circuit shown in FIG. 4 becomes the circuit shown in FIG. 5. As is clear from comparing this circuit with the equivalent inductor shown in FIG . ~D N , corresponding to the N+1 voltage dividing resistor D N+1 and the output capacitor 22. That is, the circuit shown in FIG. 5 consists of a capacitor BK, a resistor FK-1, an amplifier 21, a resistor
DK ~ DN + 1, and an equivalent inductor consisting of capacitor 22 are connected in series. Therefore, this resonant circuit consists of a capacitor with a value of C K and a capacitor with a value of R K ~ R N +1. and H K-1 , and the value is {(sum of R K ~R N )×R N+1 ×
It is equivalent to inserting an inductance C 0 } in series. Table 1 lists the equivalent capantance C, equivalent inductance L, and equivalent resistance R between each of the first to Nth input terminals A 1 to A N and the common terminal COM.
【表】
ここで各第Ｋ（Ｋは１〜Ｎ）入力端子ＡKと共
通端子COMとの間の共振周波数Kは、
となる。また選択度ＱKは、
ＱK＝ωＫ・Ｃ０・（ＲＫ＋……＋ＲＮ）・ＲＮ＋１
／ＨＫ−１＋ＲＫ＋……＋ＲＮ＋１…(2)
但し、ωK＝２πK
となる。
そして、第Ｋ−１入力抵抗ＦK-1の値ＨK-1を
ＨK-1＝R1＋R2＋R3＋………＋ＲK-1 …(3)
とおくと、ＨK-1＋ＲK＋…＋ＲN+1は、R1＋R2＋
R3…＋ＲN+1となる。よつてこのR1＋R2＋R3＋…
＋ＲN+1をZsとおくと(2)式は、
ＱK＝ωK・C0・（ＲK＋……＋ＲN）・ＲN+1／Zs
…(4)
となる。
また、第Ｋ入力コンデンサＢKの値ＣKと第１入
力コンデンサB1の値C1との関係を
ＣK＝C1／ＸK-1 …(5)
但し、ＸK-1は定数
とおき、さらに第Ｋ分圧抵抗ＤKの値ＲKが、
ＲK＋……＋ＲN＝（R1＋R2＋……＋ＲN）／ＸK-1
…(6)
とおくと、(1)式は、
となる。また(4)式は、(6)、(7)式より、
ＱK＝ＸK-1・ω１・C0（R1＋R2＋…＋ＲN）
／ＸK-1・Zs＝Q1 …(8)
このようにして、第Ｋ−１入力抵抗ＦK-1の値
ＨK-1を(3)式の如く設定し、また第Ｋ入力コンデ
ンサＢKの値ＣKを(5)式の如く設定し、さらに第Ｋ
分圧抵抗ＤKの値ＲKを(6)式の如く設定すると、選
択度ＱKは(8)式に示すように等しくなる。また共
振周波数Kは(7)式に示すように基本共振周波数
１および定数Ｘに比例して変化する。
すなわち、この共振回路は第６図に示す回路と
等価になる。
第７図はＮ＝３の場合の共振回路３０を用いた
フイルタ回路の具体的実施例である。なお、この
図において、第４図に示す回路各部と対応する部
分には同一の符号が付してある。
この図に示すフイルタ回路は、非反転入力端が
入力端子３１に接続された演算増幅器３２と、同
演算増幅器３２の出力端と反転入力端との間に介
挿された抵抗３３と、同演算増幅器３２の出力端
と出力端子３４との間に介挿された抵抗３５と、
中点が接地され、両端子が各々演算増幅器３２の
反転入力端および出力端子３４に接続された可変
抵抗３６と、この可変抵抗３６の摺接端子が切換
器３７を介して接続された共振回路３０とから構
成されている。
そして、定数Ｘが２になるように、各抵抗およ
びコンデンサの値を各々C1＝0.27μＦ、C2＝0.12
μＦ、C3＝0.062μＦ、C0＝１μＦ、R1＝H1＝
470Ω、R2＝R3＝220Ω、R4＝180Ω、H2＝680Ω
に設定する。また可変抵抗３６の摺接端子を中点
（接地点）から反転入力端に設定すると、演算増
幅器３２の利得が周波数に応じたピークを生じ、
第８図に示すブースト特性（共振周波数は800
Hz、1.6KHz、3.2KHzのいずれか１つ）が得られ
る。
第９図は、第７図に示す共振回路３０を用いて
構成したフイルタ回路の別の構成例を示す図であ
り、この図において、第７図に示す回路各部と対
応する部分には同一の符号が付してある。
この図に示すフイルタ回路は、入力端子３１と
演算増幅器３２の非反転入力端との間に抵抗３８
を介挿し、同抵抗３８と可変抵抗３６の中点から
非反転入力端側の抵抗との分圧比を、摺接端子を
介して共振回路３０を並列接続して、変化させる
ことによつてカツト特性を得るようにしたもので
ある。
以上説明したように、この発明によれば、第１
〜第Ｎ（但し、Ｎは２以上の整数）入力端子と、
共通端子と、入力端が第１の入力コンデンサを介
して前記第１入力端子と接続された利得１なる増
幅器と、この増幅器の上記入力端と前記共通端子
との間に順次直列に介挿された第１〜第Ｎ＋１分
圧抵抗と、これら第１〜第Ｎ＋１分圧抵抗の第１
〜第Ｎ接続点のうち前記共通端子側に最も近い第
Ｎ接続点と前記増幅器の出力端との間に介挿され
た出力コンデンサと、前記第Ｋ（但し、Ｋは１〜
Ｎ−１）接続点と前記第Ｋ＋１入力端子との間に
直列接続された第Ｋ＋１入力コンデンサおよび第
Ｋ入力抵抗とを具備してなるので、第１〜第Ｎ入
力端子の内のいずれかと共通端子の間にはそれぞ
れ、各入力端子の入力コンデンサに相当するキヤ
パシタンス分と、それ以後の等価インダクタンス
回路が形成する等価インダクタンス分とを含む直
列回路が形成され、これにより、いわゆるLC共
振回路が形成されることになり、かつ、次の効果
を有する。
(イ) インダクタンスとして鉄心（コア）を用いた
コイルを用いていないから磁気歪による歪が発
生しない。また無鉄心のコイルによる大型化を
防止することができる。
(ロ) １個の増幅器によつて多数の共振周波数を択
一的に選択することができ、同共振回路をグラ
フイツクイコライザ等のフイルタ回路に用いた
場合には、精密な聴感および音場調整が無駄な
電力を使わないで可能となる。
(ハ) 回路構成が簡単であり、また共振周波数の増
設が簡単である。
(ニ) 増幅器として、高入力インピーダンスのもの
を用いることにより、比較的小容量のコンデン
サおよび高抵抗を用いることができ、共振周波
数の設定が精度よく行なえ、また安価でもれ電
流の少ないコンデンサを用いて低歪率化が計れ
る。[Table] Here, the resonance frequency K between each Kth (K is 1 to N) input terminal A K and the common terminal COM is: becomes. In addition, the selectivity Q K is Q K =ω K・C 0・(R K +……+R N )・R N+1
/H K-1 +R K +...+R N+1 (2) However, ω K =2π K. Then, if the value H K-1 of the K-1st input resistance F K-1 is set as H K-1 = R 1 + R 2 + R 3 +... + R K-1 ...(3), H K-1 +R K +…+R N+1 is R 1 +R 2 +
R 3 ...+R N+1 . Yotsuteko's R 1 +R 2 +R 3 +...
When +R N+1 is set as Zs, equation (2) is: Q K = ω K・C 0・(R K +……+R N )・R N+1 /Zs
…(4) becomes. In addition, the relationship between the value C K of the K-th input capacitor B K and the value C 1 of the first input capacitor B 1 is expressed as C K = C 1 /X K-1 ...(5) However, X K-1 is a constant. Furthermore, the value R K of the K-th voltage dividing resistor D K is R K +...+R N = (R 1 + R 2 +... + R N )/X K-1
...(6), then equation (1) becomes becomes. Also , from equations ( 6 ) and ( 7 ), equation ( 4 ) is as follows : Q K = ...(8) In this way, the value H K- 1 of the K-1st input resistor F K-1 is set as shown in equation (3), and the value C K of the K-th input capacitor B K is set as shown in (5). Set as shown in the formula, and then
When the value R K of the voltage dividing resistor D K is set as shown in equation (6), the selectivity Q K becomes equal as shown in equation (8). In addition, the resonant frequency K is the fundamental resonant frequency as shown in equation (7).
1 and the constant X. That is, this resonant circuit is equivalent to the circuit shown in FIG. FIG. 7 shows a specific example of a filter circuit using a resonant circuit 30 when N=3. In this figure, the same reference numerals are given to the parts corresponding to the circuit parts shown in FIG. 4. The filter circuit shown in this figure includes an operational amplifier 32 whose non-inverting input terminal is connected to an input terminal 31, a resistor 33 inserted between the output terminal of the operational amplifier 32 and an inverting input terminal, and an operational amplifier 32 whose non-inverting input terminal is connected to an input terminal 31; a resistor 35 inserted between the output end of the amplifier 32 and the output terminal 34;
A resonant circuit includes a variable resistor 36 whose midpoint is grounded and whose both terminals are connected to the inverting input terminal and output terminal 34 of the operational amplifier 32, respectively, and the sliding contact terminal of the variable resistor 36 connected via a switch 37. It consists of 30. Then, so that the constant
μF, C 3 = 0.062 μF, C 0 = 1 μF, R 1 = H 1 =
470Ω, R 2 = R 3 = 220Ω, R 4 = 180Ω, H 2 = 680Ω
Set to . Furthermore, when the sliding contact terminal of the variable resistor 36 is set from the middle point (ground point) to the inverting input terminal, the gain of the operational amplifier 32 produces a peak depending on the frequency.
Boost characteristics shown in Figure 8 (resonance frequency is 800
Hz, 1.6KHz, or 3.2KHz). FIG. 9 is a diagram showing another configuration example of a filter circuit constructed using the resonant circuit 30 shown in FIG. 7. In this diagram, parts corresponding to the circuit parts shown in FIG. It is marked with a code. The filter circuit shown in this figure has a resistor 38 connected between the input terminal 31 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 32.
By inserting a resonant circuit 30 in parallel through a sliding contact terminal and changing the voltage division ratio between the resistor 38 and the resistor on the non-inverting input end side from the midpoint of the variable resistor 36. It is designed to obtain certain characteristics. As explained above, according to the present invention, the first
~Nth (where N is an integer greater than or equal to 2) input terminal;
a common terminal, an amplifier with a gain of 1 whose input terminal is connected to the first input terminal via a first input capacitor, and an amplifier which is inserted in series between the input terminal of the amplifier and the common terminal. and the first to N+1th voltage dividing resistors of these first to N+1th voltage dividing resistors.
- an output capacitor inserted between the Nth connection point closest to the common terminal side among the Nth connection points and the output terminal of the amplifier;
N-1) A K+1 input capacitor and a K input resistor are connected in series between the connection point and the K+1 input terminal, so that it is common to any of the 1st to Nth input terminals. A series circuit is formed between the terminals, including a capacitance corresponding to the input capacitor of each input terminal and an equivalent inductance formed by the subsequent equivalent inductance circuit, thereby forming a so-called LC resonant circuit. This will have the following effects: (a) Since a coil with an iron core is not used as the inductance, distortion due to magnetostriction does not occur. Further, it is possible to prevent the coil from becoming larger due to the ironless core. (b) Multiple resonant frequencies can be selectively selected using one amplifier, and when the same resonant circuit is used in a filter circuit such as a graphic equalizer, precise hearing sensation and sound field adjustment can be achieved. is possible without wasting electricity. (c) The circuit configuration is simple, and the resonant frequency can be easily added. (d) By using an amplifier with high input impedance, a relatively small capacitor and high resistance can be used, the resonance frequency can be set accurately, and a capacitor that is inexpensive and has low leakage current can be used. Low distortion can be measured.
第１図は従来の共振回路を用いたフイルタ回路
の一例を示す回路図、第２図は第１図に示すフイ
ルタ回路の特性図、第３図のイはインダクタンス
を等価構成した回路図、第３図のロは同等価構成
回路図の等価図、第４図はこの発明の一般化構成
を示す回路図、第５図はこの発明を説明するため
の等価回路図、第６図は第４図の等価回路図、第
７図はこの発明の具体的実施例の構成を示す回路
図、第８図は第７図の特性図、第９図はこの発明
の使用例を示す回路図である。
A1〜ＡN………第１〜第Ｎ入力端子、B1〜ＢN
……第１〜第Ｎ入力コンデンサ、D1〜ＤN+1……
第１〜第Ｎ＋１分圧抵抗、F1〜ＦN……第１〜第
Ｎ入力抵抗、COM……共通端子、２１……増幅
器、２２……出力コンデンサ。
Figure 1 is a circuit diagram showing an example of a filter circuit using a conventional resonant circuit, Figure 2 is a characteristic diagram of the filter circuit shown in Figure 1, A in Figure 3 is a circuit diagram with an equivalent inductance configuration, and Figure 2 is a characteristic diagram of the filter circuit shown in Figure 1. Figure 3B is an equivalent circuit diagram of the equivalent configuration circuit diagram, Figure 4 is a circuit diagram showing a generalized configuration of this invention, Figure 5 is an equivalent circuit diagram for explaining this invention, and Figure 6 is an equivalent circuit diagram of the equivalent configuration circuit diagram. 7 is a circuit diagram showing the configuration of a specific embodiment of this invention, FIG. 8 is a characteristic diagram of FIG. 7, and FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of use of this invention. . A 1 ~A N ...... 1st ~ Nth input terminal, B 1 ~ B N
...1st to Nth input capacitors, D 1 to D N+1 ...
1st to N+1 voltage dividing resistors, F 1 to F N . . . 1st to Nth input resistors, COM . . . common terminal, 21 . . . amplifier, 22 . . . output capacitor.
Claims (1)
端子と、共通端子と、入力端が第１の入力コンデ
ンサを介して前記第１入力端子と接続された利得
１なる増幅器と、この増幅器の上記入力端と前記
共通端子との間に順次直列に介挿された第１〜第
Ｎ＋１分圧抵抗と、これら第１〜第Ｎ＋１分圧抵
抗の第１〜第Ｎ接続点のうち前記共通端子側に最
も近い第Ｎ接続点と前記増幅器の出力端との間に
介挿された出力コンデンサと、前記第Ｋ（但し、
Ｋは１〜Ｎ−１）接続点と前記第Ｋ＋１入力端子
との間に直列接続された第Ｋ＋１入力コンデンサ
および第Ｋ入力抵抗とを具備してなり、前記第１
〜第Ｎ入力端子と前記共通端子との間にそれぞ
れ、その入力コンデンサのキヤパシタンスと等価
インダクタ回路のインダクタンスを含む直列共振
回路を形成したことを特徴とする共振回路。1 first to Nth (where N is an integer of 2 or more) input terminals, a common terminal, and an amplifier with a gain of 1 whose input terminal is connected to the first input terminal via a first input capacitor; The first to N+1 voltage dividing resistors are sequentially inserted in series between the input terminal and the common terminal of this amplifier, and the first to Nth connection points of these first to N+1 voltage dividing resistors. an output capacitor inserted between the Nth connection point closest to the common terminal side and the output end of the amplifier;
K includes a K+1 input capacitor and a K input resistor connected in series between the connection point (1 to N-1) and the K+1 input terminal;
~A resonant circuit characterized in that a series resonant circuit including the capacitance of the input capacitor and the inductance of an equivalent inductor circuit is formed between the Nth input terminal and the common terminal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9189180A JPS5717219A (en) | 1980-07-05 | 1980-07-05 | Resonance circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9189180A JPS5717219A (en) | 1980-07-05 | 1980-07-05 | Resonance circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5717219A JPS5717219A (en) | 1982-01-28 |
| JPS6223922B2 true JPS6223922B2 (en) | 1987-05-26 |
Family
ID=14039174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9189180A Granted JPS5717219A (en) | 1980-07-05 | 1980-07-05 | Resonance circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5717219A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH089903B2 (en) * | 1994-01-17 | 1996-01-31 | 元旦ビューティ工業株式会社 | Mounting base adjustment bracket for exterior materials |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS599620U (en) * | 1982-07-08 | 1984-01-21 | 三洋電機株式会社 | Graphic equalizer circuit |
-
1980
- 1980-07-05 JP JP9189180A patent/JPS5717219A/en active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH089903B2 (en) * | 1994-01-17 | 1996-01-31 | 元旦ビューティ工業株式会社 | Mounting base adjustment bracket for exterior materials |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5717219A (en) | 1982-01-28 |
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