JPS6223325A - Active filter - Google Patents
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- JPS6223325A JPS6223325A JP60159184A JP15918485A JPS6223325A JP S6223325 A JPS6223325 A JP S6223325A JP 60159184 A JP60159184 A JP 60159184A JP 15918485 A JP15918485 A JP 15918485A JP S6223325 A JPS6223325 A JP S6223325A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は電力系統から高調波発生負荷へ給電する際に
、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に接
続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するために
、高調波発生負荷の′、:1.源入力端に設置されて補
償電流を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止
するアクティブフィルタに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application This invention is intended to prevent harmonic components generated by the harmonic generation load from adversely affecting other loads connected to the power system when power is supplied from the power system to a harmonic generation load. In order to prevent harmonic generation loads from causing harmonics, This field relates to an active filter that is installed at the input end of a power source and injects a compensation current to prevent harmonics from flowing into the power system.
従来の技術
この発明の基礎となるアクティブフィルタを第4図ない
し第8図に基づいて説明する。2. Description of the Related Art An active filter, which is the basis of the present invention, will be explained with reference to FIGS. 4 to 8.
このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形インバー
タとを組合せて構成され、電圧形インバータを電流制御
モードで運転し、かつ高調波発生負荷の高調波電流と注
入回路の高調波電流との差のレベルと極性によって電圧
形インバータのスイッチング素子をオンオフ制御するも
のである。This active filter is configured by combining an injection circuit and a voltage source inverter, operates the voltage source inverter in current control mode, and measures the level of the difference between the harmonic current of the harmonic generation load and the harmonic current of the injection circuit. The switching elements of the voltage source inverter are controlled on and off depending on the polarity and polarity.
すなわち、このアクティブフィルタは、第4図に示すよ
うに、電力系統1とこの電力系統1より給電される高調
波発生負荷2との間に設置されて前記高調波発生負rt
I2から前記電力系統lへ流出する高調波電流をキャン
セルするための高調波電流を前記電力系統1に注入する
アクティブフィルタであって、前記電力系統1に接続さ
れたコンデンサCおよびリアクトルLの直列回路からな
る注入回路3と、前記高調波発生負荷2から前記電力系
統1に流れる高調波電流と前記注入回路3から前記電力
系統1に流れる高調波電流との和を検出する高調波電流
検出回路4と、負の所定値を下側しきい値とするととも
に正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流検出回
路4の出力Δiを入力とするヒステリシスコンパレータ
5と、前記注入回路3のコンデンサCおよびリアクトル
Lの接続点に出力電圧を印加するようになし前記ヒステ
リシスコンパレータ5の出力に応じて前記両高調波電流
の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記両高
調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチング素子を
オンオフする電圧形インバータ6とを備える構成である
。That is, as shown in FIG. 4, this active filter is installed between the power system 1 and the harmonic generation load 2 supplied with power from the power system 1, and is installed between the power system 1 and the harmonic generation load rt.
an active filter that injects harmonic current into the power system 1 for canceling harmonic current flowing from I2 to the power system 1, the series circuit comprising a capacitor C and a reactor L connected to the power system 1; and a harmonic current detection circuit 4 that detects the sum of the harmonic current flowing from the harmonic generation load 2 to the power system 1 and the harmonic current flowing from the injection circuit 3 to the power system 1. a hysteresis comparator 5 which has a predetermined negative value as a lower threshold value, a predetermined positive value as an upper threshold value, and which receives the output Δi of the harmonic current detection circuit 4 as an input; and a capacitor of the injection circuit 3. According to the output of the hysteresis comparator 5, when the sum of the two harmonic currents exceeds a predetermined value of both polarities, the output voltage is applied to the connection point of C and the reactor L. This configuration includes a voltage source inverter 6 that turns on and off the switching elements in a direction where the sum approaches zero.
この場合、注入回路3のコンデンサCのインピータンス
は−jXcで、リアクトルLのインピーダンスはjXL
であり、XC−100%に対して、XL−6%程度に設
定され、リアクトルしは基本波あるいはそれより低い周
波数等の低周波に対して、低インピーダンスとなるよう
に設定され、電圧■9が電圧形インバータ6に加わらな
いようにしている。In this case, the impedance of the capacitor C of the injection circuit 3 is -jXc, and the impedance of the reactor L is jXL
It is set to about XL-6% with respect to XC-100%, and the reactor is set to have a low impedance for low frequencies such as the fundamental wave or lower frequencies, and the voltage ■9 is prevented from being applied to the voltage source inverter 6.
高調波電流検出回路4は、変流器7.8と加算器9と基
本波除去フィルタ(ノンチフィルタ)10^。The harmonic current detection circuit 4 includes a current transformer 7.8, an adder 9, and a fundamental wave removal filter (non-chi filter) 10^.
10Bとで構成され、負荷電流iLを変流器7で取り出
すとともに、電流i(を変流器8で取り出して両者をそ
れぞれ基本波除去フィルタIOA。10B, the load current iL is taken out by a current transformer 7, and the current i (is taken out by a current transformer 8), and both are subjected to a fundamental wave removal filter IOA.
10Bに通したのち加算器9で加算することで負荷電流
IL中の高調波電流10と電流ic中の高調波電流tc
kの和Δiを出力するようになっている。10B and then added by adder 9 to obtain harmonic current 10 in load current IL and harmonic current tc in current IC.
The sum Δi of k is output.
そして、この高調波電流検出回路4の出力Δiをヒステ
リシスコンパレータ5に入力するようになっている。The output Δi of this harmonic current detection circuit 4 is input to a hysteresis comparator 5.
上記ヒステリシスコンパレータ5は第5図に示すように
高調波電流検出回路4の出力Δiが上側しきい値I。/
2を上まわったときに出力レベルが低レベルから高レベ
ルに変化し、下側しきい値−IO,/2を下まわったと
きに出力レベルが高レベルから低レベルに変化するよう
になっている。As shown in FIG. 5, the hysteresis comparator 5 has the output Δi of the harmonic current detection circuit 4 at an upper threshold value I. /
When the output level exceeds 2, the output level changes from low level to high level, and when it falls below the lower threshold value -IO,/2, the output level changes from high level to low level. There is.
このヒステリシスコンパレータ5の出力によって、第6
図に示す電圧形インバータ6の各スイッチング素子Q1
〜Q6をオンオフさせることで、高調波発生負荷2に流
れる高調波電流iいを補償するための高調波電流1ck
(iいと逆極性)を注入回路3に流すことになる。The output of this hysteresis comparator 5 determines the sixth
Each switching element Q1 of the voltage source inverter 6 shown in the figure
~By turning Q6 on and off, harmonic current 1ck is generated to compensate for the harmonic current flowing through harmonic generation load 2.
(opposite polarity to i) will flow into the injection circuit 3.
第6図は3相の電圧形インバータ6の回路図を示してい
る0図において、QlおよびQ2はA相のスイッチング
素子、Q3およびQ4はB相のスイッチング素子、Q5
およびQ6はC相のスイッチング素子、Eは直流電源、
D1〜D6はスイッチング素子Q、−06に逆並列接続
したダイオード、11は高調波トランスである。FIG. 6 shows a circuit diagram of a three-phase voltage source inverter 6. In FIG. 6, Ql and Q2 are A-phase switching elements, Q3 and Q4 are B-phase switching elements, and Q5
and Q6 is a C-phase switching element, E is a DC power supply,
D1 to D6 are switching elements Q and diodes connected in antiparallel to -06, and 11 is a harmonic transformer.
第7図は、高調波電流’Chを拡大したものを示してい
るが、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。FIG. 7 shows an enlarged view of the harmonic current 'Ch, and the operation will be explained in more detail based on this figure.
i ch<−i th
の場合で、0点のように
Δi=−(1/2)IO
に達すると、ヒステリシスコンパレータ5の出力が低レ
ベルとなり、例えば人相の下アームのスイッチング素子
Q2をオンにさせる。In the case of i ch <-i th, when Δi=-(1/2) IO is reached, such as the 0 point, the output of the hysteresis comparator 5 becomes a low level, and for example, the switching element Q2 of the lower arm of the human figure is turned on. Let it be.
この結果、高調波電流’chが増加して’ch〉jLk
となる。この後、■点のように
Δi = (1/ 2) I O
に達すると、ヒステリシスコンパレータ5の出力が高レ
ベルとなり、例えば人相の上アームのスイッチング素子
Q1をオンにさせる。この結果、高調波電流’chが減
少して
ich<−iい
となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
i。は、10の幅でジグザグに変化しながら高調波電流
−1−に沿って変化することになる。As a result, the harmonic current 'ch increases and becomes 'ch>jLk. Thereafter, when Δi = (1/2) IO is reached as shown at point (■), the output of the hysteresis comparator 5 becomes high level, turning on the switching element Q1 of the upper arm of the human figure, for example. As a result, the harmonic current 'ch decreases so that ich<-i, and the same changes thereafter. Therefore, the harmonic current i. changes along the harmonic current -1- while changing in a zigzag manner with a width of 10.
第8図は第4図の各部の波形図を示している。FIG. 8 shows a waveform diagram of each part of FIG. 4.
同図(A)は電圧■9を、同図(B)は負荷電流ILを
、同図(C)は負荷電流11−中の高調波電流i+hを
、同図(D)は注入回路3のコンデンサCの電流1(を
、同図(E)は電圧形インバータ6の出力電流i+Nv
を、同図(F)は系統電流i。The same figure (A) shows the voltage ■9, the same figure (B) shows the load current IL, the same figure (C) shows the harmonic current i+h in the load current 11-, and the same figure (D) shows the injection circuit 3. The current 1 of the capacitor C (in the figure (E) is the output current i+Nv of the voltage source inverter 6).
In the same figure, (F) is the system current i.
を示している。It shows.
なお、B相、C相についても同様である。Note that the same applies to the B phase and C phase.
発明が解決しようとする問題点
上記したアクティブフィルタは、負荷電流iLに電力系
統lの基本波近傍周波数の高調波が含まれたり、高調波
電流検出回路4における基本波除去が不十分な場合、電
圧形インバータ6は基本波電圧をも出力し、この基本波
電圧が注入回路3に印加されるが、注入回路3のリアク
トルLのインピーダンスを低周波できわめて小さくなる
ように設定しているため、基本波近傍周波数に対してリ
アクトルLが電圧形インバータ6の出力端をほぼ短絡し
た状態となり、電圧形インバータ6からリアクトルしへ
基本波近傍周波数のTi流がかなり流れることになり、
すなわち、電圧形インバータ6の出力電流i+svに基
本波成分が多く含まれることになり、この結果、電圧形
インバータ6の容量を大きくせざるを得なかった。Problems to be Solved by the Invention The above-mentioned active filter has problems when the load current iL contains harmonics near the fundamental frequency of the power system I, or when the fundamental wave removal in the harmonic current detection circuit 4 is insufficient. The voltage source inverter 6 also outputs a fundamental wave voltage, and this fundamental wave voltage is applied to the injection circuit 3, but since the impedance of the reactor L of the injection circuit 3 is set to be extremely small at low frequencies, The reactor L almost short-circuits the output end of the voltage source inverter 6 with respect to the frequency near the fundamental wave, and a considerable amount of Ti current at the frequency near the fundamental wave flows from the voltage source inverter 6 to the reactor.
That is, the output current i+sv of the voltage source inverter 6 contains many fundamental wave components, and as a result, the capacity of the voltage source inverter 6 has to be increased.
また、この電流がリアクトルしに流れるため、リアクト
ルLの過負荷を生じることがある。Moreover, since this current flows through the reactor, overload of the reactor L may occur.
特に、高調波発生負荷2の負荷電流i、が第8図(B)
のように、過渡的に増大したときには、基本波除去フィ
ルタIOAの数サイクルの応答遅れのために基本波除去
フィルタIOAを基本波が通り、高調波電流1thc第
8図(C))中に負荷電流iL (第8図(B))の過
渡変化区間およびその直後の数サイクルの区間において
基本波成分が含まれ、この結果、電圧形インバータ6の
出力電流1Isv<第8図(E))に基本波成分がきわ
めて多く含まれることになり、この結果電圧形インバー
タ6の容量をきわめて大きくしなければならなかった。In particular, the load current i of harmonic generation load 2 is as shown in Fig. 8(B).
When the transient increase occurs, as shown in FIG. A fundamental wave component is included in the transient change section of the current iL (Fig. 8 (B)) and the period of several cycles immediately after it, and as a result, the output current 1Isv of the voltage source inverter 6 < Fig. 8 (E)). A very large number of fundamental wave components are included, and as a result, the capacity of the voltage source inverter 6 has to be made very large.
この発明は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、電
圧形インバータから注入回路へ流出する基本波近傍周波
数の電流を高調波発生負荷の定常時だけでなく過渡変化
時においても低減することができるアクティブフィルタ
を提供することを目的とする。This invention has been made in view of the above problems, and aims to reduce the current at a frequency near the fundamental wave flowing from the voltage source inverter to the injection circuit not only when the harmonic generating load is steady but also when there is a transient change. The purpose is to provide an active filter that can.
問題点を解決するための手段
この発明のアクティブフィルタは、電力系統とこの電力
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波電流を前記電力系統
に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系統
に一端が接続されたコンデンサおよびリアクトルの直列
回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷に流れる
高調波電流と前記注入回路に流れる電流から前記高調波
発生負荷の無いときに前記注入回路に流れる電流を差し
引いた電流との和を検出する電流検出回路と、負の所定
値を下側しきい値とするとともに正の所定値を上側しき
い値とし前記電流検出回路の出力を入力とするヒステリ
シスコンパレータと、前記注入回路の他端に出力電圧を
印加するようになし前記ヒステリシスコンパレータの出
力に応じて前記高調波発生負荷に流れる高調波電流と前
記注入回路に流れる電流から前記高調波発生負荷の無い
ときに前記注入回路に流れる電流を差し引いた電流との
和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記高調波
発生負荷に流れる高調波電流と前記注入回路に流れる電
流から前記高調波発生負荷の無いときに前記注入回路に
流れる電流を差し引いた電流との和がゼロに近づく方向
にスイッチング素子をオンオフする電圧形インバータと
を備える構成にしたものである。Means for Solving the Problems The active filter of the present invention is installed between a power system and a harmonic generation load supplied with power from the power system to prevent harmonics flowing from the harmonic generation load to the power system. An active filter that injects harmonic current into the power system for canceling the current, the injection circuit comprising a series circuit of a capacitor and a reactor connected at one end to the power system, and the harmonic current flowing into the harmonic generation load. a current detection circuit that detects the sum of a harmonic current and a current obtained by subtracting the current flowing through the injection circuit when there is no harmonic generation load from the current flowing through the injection circuit; a hysteresis comparator which has a predetermined positive value as an upper threshold and receives the output of the current detection circuit as an input; and an output voltage is applied to the other end of the injection circuit according to the output of the hysteresis comparator. and the sum of the harmonic current flowing through the harmonic generation load and the current flowing through the injection circuit minus the current flowing through the injection circuit when there is no harmonic generation load exceeds a predetermined bipolar value. switching in a direction in which the sum of the harmonic current flowing through the harmonic generation load and the current flowing through the injection circuit minus the current flowing through the injection circuit when there is no harmonic generation load approaches zero. This configuration includes a voltage type inverter that turns on and off the elements.
作用
このように、この発明のアクティブフィルタは、高調波
発生負荷に流れる高調波電流と注入回路に流れる電流か
ら高調波発生負荷の無いときに注入回路に流れる電流を
差し引いた電流との和を電流検出回路で検出し、この電
流検出回路の出力をヒステリシスコンパレータに入力し
、このヒステリシスコンパレータの出力に応じて高調波
発生負荷に流れる高調波電流と注入回路に流れる電流か
ら高調波発生9荷の無いときに注入回路に流れる電流を
差し引いた電流との和が両極性の所定値を超えたときに
それぞれ上記の電流の和がゼロに近づく方向に電圧形イ
ンバータのスイッチング素子をオンオフするようにした
ため、注入回路に一定の基本波電流(高調波発生負荷が
無いときに注入回路に流れる電流)を流すとともに、高
調波発生負荷の高調波電流を補償するための高調波電流
を注入回路に流すことになる。As described above, the active filter of the present invention calculates the sum of the harmonic current flowing through the harmonic generating load and the current flowing through the injection circuit minus the current flowing through the injection circuit when there is no harmonic generating load. The current is detected by a detection circuit, and the output of this current detection circuit is input to a hysteresis comparator, and according to the output of this hysteresis comparator, the harmonic current flowing to the harmonic generation load and the current flowing to the injection circuit are used to generate harmonics. When the sum of the current after subtracting the current flowing through the injection circuit exceeds a predetermined value for both polarities, the switching elements of the voltage source inverter are turned on and off in the direction in which the sum of the currents approaches zero. A constant fundamental current (current that flows through the injection circuit when there is no harmonic generating load) is passed through the injection circuit, and at the same time, a harmonic current is passed through the injection circuit to compensate for the harmonic current of the harmonic generating load. Become.
この結果、高調波補償を行う際に、リアクトルを通して
大きい基本波近傍周波数の電流が流れることはなく、し
たがってリアクトルが過負荷になることはなく、また電
圧形インバータの容量を大きくする必要はない。As a result, when performing harmonic compensation, a large current with a frequency close to the fundamental wave does not flow through the reactor, so the reactor is not overloaded, and there is no need to increase the capacity of the voltage source inverter.
また、電圧形インバータの出力をコンデンサおよびリア
クトルの直列回路を通して注入するため、電圧形インバ
ータの出力のすべてが高調波発生負荷の受電端に注入さ
れることになり、高Sll波発生負荷の負荷量が過渡的
に増大して高調波電流検出回路からヒステリシスコンパ
レータに基本波成分等の低周波成分が入力されて電圧形
インバータおよび注入回路に大きい低周波電流が流れる
ことがあっても応答性良く低周波電流を1■制すること
ができる。In addition, since the output of the voltage source inverter is injected through a series circuit of a capacitor and a reactor, all of the output of the voltage source inverter is injected into the receiving end of the harmonic generation load. Even if a large low-frequency current such as a fundamental wave component is input from the harmonic current detection circuit to the hysteresis comparator due to a transient increase in the voltage and a large low-frequency current flows to the voltage source inverter and injection circuit, the response remains low. Frequency current can be controlled by 1.
実施例
この発明の一実施例を第1図ないし第3図に法づいて説
明する。このアクティブフィルタは、第1図に示すよう
に、電力系統1とこの電力系統1より給電される高調波
発生負fi2との間に設置されて前記高調波発生負荷2
から前記電力系統1へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統1に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統1に一端が接続
されたコンデンサCおよびリアクトルLの直列回路から
なる注入回路3と、前記高調波発生負荷2に流れる高調
波電流i+hと前記注入回路3に流れる電流jCから前
記高調波発生負荷2の無いときに前記注入回路3に流れ
る電流I。0を差し引いた電7盈iXとの和を検出する
電流検出回路4′と、負の所定値を下側しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記電流検出回
路4′の出力Δi′を入力とするヒステリシスコンパレ
ータ5と、前記注入回路3の他端に出力電圧を印加する
ようになし前記ヒステリシスコンパレータ5の出力に応
して前記高調波発生負荷2に流れる高調波電流1、と前
記注入回路3に流れる電流i。Embodiment An embodiment of the present invention will be explained with reference to FIGS. 1 to 3. As shown in FIG. 1, this active filter is installed between a power system 1 and a harmonic generation load 2 fed from the power system 1.
An active filter injects harmonic current into the power system 1 for canceling harmonic current flowing from the power system 1 into the power system 1, the active filter comprising a capacitor C and a reactor L connected in series with one end connected to the power system 1. An injection circuit 3 consisting of a circuit, a harmonic current i+h flowing through the harmonic generation load 2, and a current jC flowing through the injection circuit 3. A current I flows through the injection circuit 3 when the harmonic generation load 2 is not present. A current detection circuit 4' that detects the sum of the electric current 7 and iX obtained by subtracting 0; A hysteresis comparator 5 inputs the output Δi' of the injection circuit 3, and an output voltage is applied to the other end of the injection circuit 3. 1, and the current i flowing through the injection circuit 3.
から前記高調波発生負荷2の無いときに前記注入回路3
に流れる電流i。0を差し引いた電流IXとの和が両極
性の所定値を超えたときにそれぞれ前記高調波発生負荷
2に流れる高調波電流iいと前記注入回路3に流れる電
流j(から前記高調波発生負荷2の無いときに前記注入
回路3に流れる電流i。0を差し引いた電流iヶとの和
がゼロに近づく方向にスイッチング素子をオンオフする
電圧形インバータ6とを備える構成にしたものである。When the harmonic generation load 2 is not present, the injection circuit 3
Current i flowing through. When the sum of the current IX obtained by subtracting 0 exceeds a predetermined bipolar value, the harmonic current i flowing to the harmonic generation load 2 and the current j flowing to the injection circuit 3 (from the harmonic generation load 2 The voltage type inverter 6 turns the switching element on and off in a direction such that the sum of the current i, which is obtained by subtracting 0 from the current i flowing through the injection circuit 3 when there is no current i, approaches zero.
この場合、電流検出回路4′は、負荷電流ILを変流器
7で検出し、これを基本波除去フィルタ10Aに通すこ
とで、負荷電流i、中の高調波電流iいを検出し、一方
、注入回路3に流れる電流1cを変流器8で検出し、こ
の電流i。から高調波発生負荷2が無い状態で注入回路
3に流れる電流(基本波電流)icoを滅n器10Cで
減算し、上記高調波電流Lhと減算器10Cの出力18
とを加算器9で加算し、加算器9の出力Δi′をヒステ
リシスコンパレータ5の入力とするものである。In this case, the current detection circuit 4' detects the load current IL with the current transformer 7, passes it through the fundamental wave removal filter 10A, and detects the harmonic current i in the load current i. , a current 1c flowing through the injection circuit 3 is detected by a current transformer 8, and this current i. The current (fundamental wave current) ico flowing through the injection circuit 3 in the absence of the harmonic generation load 2 is subtracted from the harmonic current Lh by the subtractor 10C, and the harmonic current Lh and the output 18 of the subtractor 10C are obtained.
are added by an adder 9, and the output Δi' of the adder 9 is input to the hysteresis comparator 5.
このアクティブフィルタは、高調波発生負荷2が無く、
高調波電流の補償をしていないときは、負荷電流iLが
ゼロで、高調波電流iいもゼロであるため、電流1cと
電流i。0との差がゼロになるように、すなわち電流i
。とじて
なる基本波電流を流すような制御を行い、高調波電流補
償時には電流icとして、上記の基本波電流icoに高
調波電流ithを補償するための高調波電流1cb(第
4図の説明で述べたのと同じ)を加算した電流を流すよ
うな制御を行うことになる。This active filter has no harmonic generation load 2,
When the harmonic current is not compensated for, the load current iL is zero and the harmonic current i is also zero, so the current 1c and the current i. 0, that is, the current i
. The harmonic current 1cb (in the explanation of FIG. (same as described above) will be controlled to flow a current that is the sum of
なお、基本波電流icoは、系統電圧■9を90度位相
をシフトし、これをコンデンサCおよびリアクトルLの
直列回路のインピーダンスで割算すれば求めることがで
きる。また、ヒステリシスコンパレータ5およびその他
の動作は第4図のものと同様である。The fundamental wave current ico can be obtained by shifting the phase of the system voltage (1)9 by 90 degrees and dividing this by the impedance of the series circuit of the capacitor C and the reactor L. Further, the hysteresis comparator 5 and other operations are similar to those in FIG. 4.
第2図は3相回路における回路例を示し、L1〜L3は
リアクトル、C1〜C3はコンデンサである。FIG. 2 shows an example of a three-phase circuit, in which L1 to L3 are reactors and C1 to C3 are capacitors.
第3図は高調波発生負荷2の負荷量が過渡的に増加した
ときの各部の波形図である。同図(A)は系統電圧■9
を、同図(B)は負荷電流iLを、同図(C)は負荷電
流i。中の高調波ii流i+hを、同図(D)は注入回
路3の電流1゜、即ち電圧形インバータ6の出力型QR
j ++vを、同図(E)は系統電流i、を示している
。FIG. 3 is a waveform diagram of each part when the load amount of the harmonic generation load 2 increases transiently. The figure (A) shows the grid voltage ■9
The figure (B) shows the load current iL, and the figure (C) shows the load current i. (D) shows the current 1° of the injection circuit 3, that is, the output type QR of the voltage source inverter 6.
(E) shows the system current i.
この図から明らかなように、負荷電流iLが増加したと
きに、電圧形インバータ6の出力電流iI□の基本波成
分はほとんど増加しない。As is clear from this figure, when the load current iL increases, the fundamental wave component of the output current iI□ of the voltage source inverter 6 hardly increases.
このように、この実施例は、高調波発生負荷2に流れる
高調波電流iいと注入回路3に流れる電流i。から高調
波発生負荷2の無いときに注入回路3に流れる電流’c
oを差し引いた電流ixとの和を電流検出回路4′で検
出し、この電流検出回路4′の出力Δi′をヒステリシ
スコンパレータ5に入力し、このヒステリシスコンパレ
ータ5の出力に応して高調波発生負荷2に流れる高調波
電流i+hと注入回路3に流れる電流i。から高調波発
生負荷2の無いときに注入回路3に流れる電流i。。を
差し引いた電流ixとの和が両種性の所定値を超えたと
きにそれぞれ上記の電流18の和がゼロに近づく方向に
電圧形インバータ6のスイッチング素子をオンオフする
ようにしたため、注入回路3に一定の基本波電流(高調
波発生負荷2が無いときに注入回路3に流れる電流1c
o)を流すとともに、高調波発生負荷2の高調波電流を
補償するための高調波電流を注入回路3に流すことにな
る。Thus, in this embodiment, the harmonic current i flowing through the harmonic generating load 2 and the current i flowing through the injection circuit 3. The current 'c flowing through the injection circuit 3 when there is no harmonic generation load 2 from
A current detection circuit 4' detects the sum of current ix obtained by subtracting o, and inputs the output Δi' of this current detection circuit 4' to a hysteresis comparator 5, and generates harmonics according to the output of this hysteresis comparator 5. Harmonic current i+h flowing through load 2 and current i flowing through injection circuit 3. The current i flowing through the injection circuit 3 when there is no harmonic generation load 2. . The injection circuit 3 A constant fundamental wave current (current 1c flowing through the injection circuit 3 when there is no harmonic generation load 2)
o), and at the same time, a harmonic current for compensating the harmonic current of the harmonic generation load 2 is caused to flow through the injection circuit 3.
この結果、高調波補償を行う際に、リアクトルLを通し
て大きい基本波近傍周波数の電流が流れることはなく、
したがってリアクトルLが過負荷になることはなく、ま
た電圧形インバータ6の容量を大きくする必要はない。As a result, when performing harmonic compensation, a large current with a frequency near the fundamental wave does not flow through the reactor L.
Therefore, the reactor L will not be overloaded, and there is no need to increase the capacity of the voltage source inverter 6.
また、電圧形インバータ6の出力をコンデンサCおよび
リアクトルLの直列回路を通して注入するため、電圧形
インバータ6の出力のすべてが高調波発生負荷2の受電
端に注入されることになり、高調波発生負荷の負荷量が
過渡的に増大して高調波電流検出回路4′からヒステリ
シスコンパレータ5に基本波成分等の低周波成分が入力
されて電圧形インバータ6および注入回路3に大きい低
周波電流が流れることがあっても応答性良く低周波電流
を抑制することができる。In addition, since the output of the voltage source inverter 6 is injected through the series circuit of the capacitor C and the reactor L, all of the output of the voltage source inverter 6 is injected into the power receiving end of the harmonic generation load 2, which generates harmonics. When the amount of load increases transiently, low frequency components such as fundamental wave components are input from the harmonic current detection circuit 4' to the hysteresis comparator 5, and a large low frequency current flows to the voltage source inverter 6 and injection circuit 3. Even if there is a problem, low frequency current can be suppressed with good responsiveness.
また、電圧形インバータを電流制御形で使用する場合、
一定周波数のキャリアとの比較でスイッチング素子をオ
ンオフする方式では例えば30度程度の位相遅れが生し
るが、この実施例では、位相遅れがなく、瞬時応答が期
待できる。また、注入回路3によって、インバータ定格
の低減も可能である。Also, when using a voltage source inverter as a current control type,
In a method in which a switching element is turned on and off in comparison with a carrier of a constant frequency, a phase delay of, for example, about 30 degrees occurs, but in this embodiment, there is no phase delay and an instantaneous response can be expected. Furthermore, the injection circuit 3 also allows reduction of the inverter rating.
発明の効果
この発明のアクティブフィルタは、リアクトルを通して
大きい基本波近傍周波数の電流が流れることはなく、し
たがってリアクトルが過負荷になることはなく、また電
圧形インバータの容量を大きくする必要はない。Effects of the Invention In the active filter of the present invention, a large current with a frequency close to the fundamental wave does not flow through the reactor, so the reactor is not overloaded, and there is no need to increase the capacity of the voltage source inverter.
また、電圧形インバータの出力をコンデンサおよびリア
クトルの直列回路を通して注入するため、電圧形インバ
ータの出力のすべてが高調波発生負荷の受電端に注入さ
れることになり、高調波発生負荷の負荷量が過渡的に増
大して高調波電流検出回路からヒステリシスコンパレー
タに基本波成分等の低周波成分が入力されて電圧形イン
バータおよび注入回路に大きい低周波電流が流れること
があっても応答性良く低周波電流を抑制することができ
る。In addition, since the output of the voltage source inverter is injected through a series circuit of a capacitor and a reactor, all of the output of the voltage source inverter is injected into the receiving end of the harmonic generating load, which reduces the load amount of the harmonic generating load. Even if low-frequency components such as fundamental wave components are input to the hysteresis comparator from the harmonic current detection circuit due to transient increase, and a large low-frequency current flows to the voltage source inverter and injection circuit, the low-frequency current can be detected with good response. Current can be suppressed.
第1図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第2
図は第1図の要部の詳細な回路図、第3図は第1図の各
部の波形図、第4図はこの発明の基礎となるアクティブ
フィルタの回路図、第5図はヒステリシスコンパレータ
の動作特性図、第6図は電圧形インバータの回路図、第
7図は同じく動作説明のための拡大波形図、第8図は第
4図の各部の波形図である。
■・・・電力系統、2・・・高調波発生負荷、3・・・
注入回路、4′・・・電流検出回路、5・・・ヒステリ
シスコンパレータ、6・・・[正形インバータ、C・・
・コンデンサ、L・・・リアクトル
第4図
第6図FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, and FIG.
The figure is a detailed circuit diagram of the main parts of Figure 1, Figure 3 is a waveform diagram of each part of Figure 1, Figure 4 is a circuit diagram of the active filter that is the basis of this invention, and Figure 5 is a diagram of the hysteresis comparator. FIG. 6 is a circuit diagram of the voltage source inverter, FIG. 7 is an enlarged waveform diagram for explaining the operation, and FIG. 8 is a waveform diagram of each part of FIG. 4. ■...Power system, 2...Harmonic generation load, 3...
injection circuit, 4'... current detection circuit, 5... hysteresis comparator, 6... [regular inverter, C...
・Capacitor, L...Reactor Figure 4 Figure 6
Claims (1)
との間に設置されて前記高調波発生負荷から前記電力系
統へ流出する高調波電流をキャンセルするための高調波
電流を前記電力系統に注入するアクティブフィルタであ
って、前記電力系統に一端が接続されたコンデンサおよ
びリアクトルの直列回路からなる注入回路と、前記高調
波発生負荷に流れる高調波電流と前記注入回路に流れる
電流から前記高調波発生負荷の無いときに前記注入回路
に流れる電流を差し引いた電流との和を検出する電流検
出回路と、負の所定値を下側しきい値とするとともに正
の所定値を上側しきい値とし前記電流検出回路の出力を
入力とするヒステリシスコンパレータと、前記注入回路
の他端に出力電圧を印加するようになし前記ヒステリシ
スコンパレータの出力に応じて前記高調波発生負荷に流
れる高調波電流と前記注入回路に流れる電流から前記高
調波発生負荷の無いときに前記注入回路に流れる電流を
差し引いた電流との和が両極性の所定値を超えたときに
それぞれ前記高調波発生負荷に流れる高調波電流と前記
注入回路に流れる電流から前記高調波発生負荷の無いと
きに前記注入回路に流れる電流を差し引いた電流との和
がゼロに近づく方向にスイッチング素子をオンオフする
電圧形インバータとを備えたアクティブフィルタ。A harmonic current is installed between a power system and a harmonic generation load supplied from the power system, and injects a harmonic current into the power system to cancel a harmonic current flowing from the harmonic generation load to the power system. The active filter includes an injection circuit consisting of a series circuit of a capacitor and a reactor, one end of which is connected to the power system, and a harmonic current flowing through the harmonic generation load and a current flowing through the injection circuit. a current detection circuit that detects the sum of the current obtained by subtracting the current flowing through the injection circuit when there is no load; a hysteresis comparator which receives the output of the current detection circuit as an input; and an output voltage is applied to the other end of the injection circuit; a harmonic current flows to the harmonic generation load in accordance with the output of the hysteresis comparator; and the injection circuit. When the sum of the current flowing through the injection circuit when there is no harmonic generation load from the current flowing through the injection circuit exceeds a predetermined bipolar value, the harmonic current flowing through the harmonic generation load and the An active filter comprising: a voltage source inverter that turns on and off a switching element in a direction in which the sum of the current flowing through the injection circuit minus the current flowing through the injection circuit when there is no harmonic generation load approaches zero from the current flowing through the injection circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60159184A JPH0744783B2 (en) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | Active filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP60159184A JPH0744783B2 (en) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | Active filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6223325A true JPS6223325A (en) | 1987-01-31 |
JPH0744783B2 JPH0744783B2 (en) | 1995-05-15 |
Family
ID=15688146
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP60159184A Expired - Lifetime JPH0744783B2 (en) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | Active filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0744783B2 (en) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01136529A (en) * | 1987-11-19 | 1989-05-29 | Meidensha Corp | Active filter |
JPH039412A (en) * | 1989-06-07 | 1991-01-17 | Toshiba Corp | Defective current compensator |
JPH0386022A (en) * | 1989-08-30 | 1991-04-11 | Fuji Electric Co Ltd | Higher harmonic compensator |
JP2011031869A (en) * | 2009-07-30 | 2011-02-17 | Kia Motors Corp | One-touch connection structure for automatic-transmission knob |
CN106899018A (en) * | 2015-12-01 | 2017-06-27 | 施耐德电器工业公司 | Active filter system |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55141931A (en) * | 1979-04-24 | 1980-11-06 | Tokyo Shibaura Electric Co | Harmonic wave eliminator |
-
1985
- 1985-07-18 JP JP60159184A patent/JPH0744783B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55141931A (en) * | 1979-04-24 | 1980-11-06 | Tokyo Shibaura Electric Co | Harmonic wave eliminator |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01136529A (en) * | 1987-11-19 | 1989-05-29 | Meidensha Corp | Active filter |
JPH039412A (en) * | 1989-06-07 | 1991-01-17 | Toshiba Corp | Defective current compensator |
JPH0386022A (en) * | 1989-08-30 | 1991-04-11 | Fuji Electric Co Ltd | Higher harmonic compensator |
JP2011031869A (en) * | 2009-07-30 | 2011-02-17 | Kia Motors Corp | One-touch connection structure for automatic-transmission knob |
CN106899018A (en) * | 2015-12-01 | 2017-06-27 | 施耐德电器工业公司 | Active filter system |
CN106899018B (en) * | 2015-12-01 | 2021-06-15 | 施耐德电器工业公司 | Active filtering system |
Also Published As
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---|---|
JPH0744783B2 (en) | 1995-05-15 |
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