JPS6222124A - Power controller - Google Patents
Power controllerInfo
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- JPS6222124A JPS6222124A JP16232585A JP16232585A JPS6222124A JP S6222124 A JPS6222124 A JP S6222124A JP 16232585 A JP16232585 A JP 16232585A JP 16232585 A JP16232585 A JP 16232585A JP S6222124 A JPS6222124 A JP S6222124A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は負荷電力の平均値を制御する電力制御装置に関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a power control device that controls the average value of load power.
［従来の技術およびその問題点１
負荷例えばヒーターの加熱温度を所定値に保つため、ヒ
ーターの消費電力の平均値を制御する装置として電力制
御装置（温度調節装置と称されることもある。）が製品
化されている。このような装置においては、ヒーター印
加電圧を断続するスイッチとして２方向性３端子サイリ
スタ（トライアック）が適用され、また、そのゲートト
リガ回路には位相制御方式あるいはゼロボルトスイッチ
ング方式（零交差スイッチング方式）が採用されている
。[Prior art and its problems 1] A power control device (sometimes referred to as a temperature control device) is a device that controls the average power consumption of a heater in order to maintain the heating temperature of a load, such as a heater, at a predetermined value. has been commercialized. In such devices, a two-way three-terminal thyristor (TRIAC) is used as a switch that switches on and off the voltage applied to the heater, and its gate trigger circuit uses a phase control method or a zero-volt switching method (zero-crossing switching method). It has been adopted.
位相制御方式によれば、例えばＣＲ（コンデンサ・抵抗
）より成る移相回路のＣ１時定数を変えることでトライ
アックの点弧位相を制御し、負荷電流の導通角を可変す
るものであるため、スイッチングノイズが発生し１発生
したスイッチングノイズが電子機器などに悪影響を及ぼ
すという欠点がある。According to the phase control method, for example, the firing phase of the triac is controlled by changing the C1 time constant of a phase shift circuit made of a CR (capacitor/resistor), and the conduction angle of the load current is varied. There is a drawback that noise is generated and the generated switching noise has a negative effect on electronic equipment and the like.
また、ゼロボルトスイッチング方式によれば。Also according to zero volt switching method.
トライアックの点弧パルスを交流電源の零交差に同期さ
せ、且つ、交流波形の半サイクル又は複数サイクル単位
の電力供給を行なうものであるため、上記位相制御方式
の如きスイッチングノイズは発生しない。Since the ignition pulse of the triac is synchronized with the zero crossing of the AC power source and the power is supplied in units of a half cycle or multiple cycles of the AC waveform, switching noise unlike the above-mentioned phase control method does not occur.
しかしながら、長期間動作させないで冷え切った状態の
ヒーターの抵抗値は定格電圧、定格電流より算出される
値よりも低く、このため電源投入時に定格の２０〜３０
倍もの突入電流が流れ、この電流によりヒユーズが溶断
するなどの不都合を生じ易い。However, the resistance value of a cold heater that has not been operated for a long time is lower than the value calculated from the rated voltage and rated current, so when the power is turned on, the resistance value of the heater is lower than the value calculated from the rated voltage and rated current.
An inrush current that is twice as large flows, and this current tends to cause problems such as blowing out the fuse.
電源投入時の突入電流を緩和する方法としてコイル装置
を負荷に直列接続することが考えられるが、例えばヒー
ター電流として数１０アンペアを許容でき、しかも突入
電流を十分に抑制可能なコイル装置は周知の如く大型且
つ大重量であるため、電力制御装置の小型拳軽量化を阻
害するという新たな問題を生ずる。Connecting a coil device in series with the load may be considered as a method of mitigating the inrush current when the power is turned on, but there are well-known coil devices that can tolerate several tens of amperes as a heater current and can sufficiently suppress the inrush current. Since it is large and heavy, a new problem arises in that it impedes efforts to reduce the weight of the power control device.
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目
的とするところは、電源投入時において負荷に流れる突
入電流を低減することができ。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to be able to reduce the rush current flowing to the load when the power is turned on.
しかも小型且つ軽量なる電力制御装置を提供することに
ある。Moreover, it is an object of the present invention to provide a power control device that is small and lightweight.
［発明の概要］
上記目的を達成するための本発明の概要は、交流電源電
圧を負荷に断続的に印加可能な開閉手段を有し、この開
閉手段の動作を制御することにより、負荷電力の平均値
を制御可能な電力制御装置において、交流電源電圧の零
交差タイミングに同期する信号の入力により、前記開閉
手段の少なくとも閉動作のタイミングを交流電源の零交
差に同期させる零交差同期回路と、電源投入時にこの零
交差同期手段に入力する信号のパルス幅を制御すること
により、負荷電流の導通角を可変する位相制御回路とを
具備することを特徴とする電力制御装置である。[Summary of the Invention] The present invention for achieving the above object has a switching means that can intermittently apply an AC power supply voltage to a load, and by controlling the operation of the switching means, the load power can be reduced. In a power control device capable of controlling an average value, a zero-crossing synchronization circuit synchronizes at least the timing of the closing operation of the opening/closing means with the zero-crossing of the AC power supply by inputting a signal synchronized with the zero-crossing timing of the AC power supply voltage; This power control device is characterized by comprising a phase control circuit that varies the conduction angle of the load current by controlling the pulse width of the signal input to the zero-crossing synchronization means when the power is turned on.
［発明の実施例］ 以下、本発明を実施例により具体的に説明する。[Embodiments of the invention] Hereinafter, the present invention will be specifically explained with reference to Examples.
第１図は本発明の一実施例たる電力制御装置の回路図で
ある。同図において、ＡＣは交流電圧源、１は本実施例
装置の負荷例えばラミネートシール機用のヒーターであ
る。２は本実施例装置の電源スィッチであり、３はこの
電源スィッチ２を介して交流電源ｌより印加された交流
電圧の全波整流を行うと共に、整流電圧の定電圧化及び
平滑化を図る電源回路である。この電源回路３は、全波
整流を行うブリッジ整流器３．１と、ブリッジ整流器３
１からの出力の定電圧化を図る抵抗３２、定電圧ダイオ
ード３３と、定電圧化された整流電圧を分圧するため互
いに直列接続された抵抗３４．３５と、整流電圧の平滑
化を図るコンデンサ３６と、前記抵抗３４．３５により
分圧された整流電圧の平滑化を阻止するダイオード３７
とを有して構成されている。４はヒーター温度のフィー
ドバック制御を行うフィードバック制御回路であり、こ
のフィードバック制御回路４は、ブリッジ接続された抵
抗４１．４２．４３．４４及びサーミスタ４５と、ブリ
ッジ不平衡電位差を比較検出する第１コンパレータ４６
とを有して構成されている。FIG. 1 is a circuit diagram of a power control device according to an embodiment of the present invention. In the figure, AC is an alternating current voltage source, and 1 is a load of the apparatus of this embodiment, such as a heater for a laminate sealing machine. 2 is a power switch of the device of this embodiment, and 3 is a power source that performs full-wave rectification of the AC voltage applied from the AC power source 1 through the power switch 2, and also stabilizes and smoothes the rectified voltage. It is a circuit. This power supply circuit 3 includes a bridge rectifier 3.1 that performs full-wave rectification, and a bridge rectifier 3.1 that performs full-wave rectification.
1, a resistor 32 and a constant voltage diode 33, resistors 34 and 35 connected in series to divide the regulated rectified voltage, and a capacitor 36 to smooth the rectified voltage. and a diode 37 that prevents smoothing of the rectified voltage divided by the resistors 34 and 35.
It is composed of: 4 is a feedback control circuit that performs feedback control of the heater temperature, and this feedback control circuit 4 includes bridge-connected resistors 41, 42, 43, 44 and a thermistor 45, and a first comparator that compares and detects the bridge unbalanced potential difference. 46
It is composed of:
ここに、前記抵抗４３にはヒーターｌの設定温度を変え
るために可変抵抗器が適用される。また、前記サーミス
タ４５は前記ヒーターｌ又はヒーター１の近傍に取り付
けられたものであり、ヒータ４−１の温度を検出する温
度検出手段として機能する０本実施例装置においては負
特性のサーミスタを使用する。Here, a variable resistor is applied to the resistor 43 in order to change the set temperature of the heater l. Further, the thermistor 45 is attached to the heater 1 or in the vicinity of the heater 1, and functions as a temperature detection means for detecting the temperature of the heater 4-1.In this embodiment, a thermistor with a negative characteristic is used. do.
また、５は本実施例装置の電源投入時にヒーター電流の
導通角を制御する位相制御回路、６は後述する開閉手段
の少なくとも閉動作のタイミングを交流電源ＡＣの零交
差に同期させる零交差同期回路である・
前記位相制御回路５は、ＰＮＰ型のトランジスタ５１と
、抵抗５２．５３，５４．５６．５８と、コンデンサ５
５．５７と、第２コンパレータ５９とを有して成る。ト
ランジスタ５１のベースは前記電源回路３内の抵抗３４
・３５の直列接続点に接続され、コレクタは接地ライン
に接続され、エミッタは抵抗５２を介して第２コンノく
レータ５９の反転入力端に接続されている。この第２コ
ンパレータ５９の反転入力端と前記電源回路３内のコン
デンサ３６の正極側との間には抵抗５３が接続され、ま
た、第２コンパレータ５９の反転入力端と接地ラインと
の間には抵抗５４及びコンデンサ５５が接続されている
。第２コンパレータ５９の非反転入力端と前記コンデン
サ３６の正極側との間には抵抗５６及びコンデンサ５７
が接続されている。Further, 5 is a phase control circuit that controls the conduction angle of the heater current when the device of this embodiment is powered on, and 6 is a zero-crossing synchronization circuit that synchronizes at least the timing of the closing operation of the opening/closing means, which will be described later, with the zero-crossing of the AC power source AC. The phase control circuit 5 includes a PNP transistor 51, resistors 52, 53, 54, 56, 58, and a capacitor 5.
5.57 and a second comparator 59. The base of the transistor 51 is connected to the resistor 34 in the power supply circuit 3.
The collector is connected to the ground line, and the emitter is connected to the inverting input terminal of the second converter 59 via the resistor 52. A resistor 53 is connected between the inverting input terminal of the second comparator 59 and the positive electrode side of the capacitor 36 in the power supply circuit 3, and a resistor 53 is connected between the inverting input terminal of the second comparator 59 and the ground line. A resistor 54 and a capacitor 55 are connected. A resistor 56 and a capacitor 57 are connected between the non-inverting input terminal of the second comparator 59 and the positive terminal of the capacitor 36.
is connected.
そして前記零交差同期回路６は、前記位相制御回路５内
の第２コンパレータ５９の出力端に接続された抵抗６１
と、この抵抗６１に直列接続されたコンデンサ６２と、
このコンデンサ６２の他端°にそのベースが接続された
ＰＮＰ型のトランジスタ６３と、前記フィードバック制
御回路４内の第１コンパレータ４６の出力端と後述する
駆動回路７の入力端との間に接続された抵抗６４とを有
して構成されている。トランジスタ６３のコレクタ、エ
ミッタはそれぞれ接地ライン、駆動回路７の入力端に接
続されている。The zero-crossing synchronization circuit 6 includes a resistor 61 connected to the output terminal of the second comparator 59 in the phase control circuit 5.
and a capacitor 62 connected in series to this resistor 61,
A PNP type transistor 63 whose base is connected to the other end of the capacitor 62 is connected between the output end of the first comparator 46 in the feedback control circuit 4 and the input end of the drive circuit 7 described later. and a resistor 64. The collector and emitter of the transistor 63 are connected to the ground line and the input terminal of the drive circuit 7, respectively.
駆動回路７はトライアックのゲートトリガのための一般
的な回路であり、スイッチング用のトランジスタ及びパ
ルストランスなどを用いて構成されている０本実施例の
場合、入力されるパルス信号の立ち下りでトリガパルス
を出力し、トライアック８をトリガする。The drive circuit 7 is a general circuit for triac gate triggering, and is configured using switching transistors, pulse transformers, etc. In this embodiment, the drive circuit 7 is triggered at the falling edge of the input pulse signal. Output a pulse and trigger the triac 8.
開閉手段としてのトチイアツク８のゲートは前記駆動回
路７の出力端に接続され、７ノードはヒユーズ９を介し
てヒーター１に接続され、カソードは交流電源ＡＣに接
続されており、トチイアツク８の閉状態時に交流電圧が
ヒーターｌに印加されるように成っている。The gate of the torch 8 as an opening/closing means is connected to the output end of the drive circuit 7, the node 7 is connected to the heater 1 via the fuse 9, and the cathode is connected to the alternating current power supply AC. At times, an alternating current voltage is applied to the heater l.
次に１以上のように構成された実施例装置の作用につい
て第２図をも参照しながら説明する。Next, the operation of the embodiment device configured as described above will be explained with reference to FIG. 2.
第２図は本実施例装置の動作タイミング図であり、図中
ａはトランジスタ５１のベースの電圧波形、ｂは第２コ
ンパレータ５９の非反転入力端の電圧波形、Ｃは第２コ
ンパレータ５９の反転入力端の電圧波形、ｄは第２コン
パレータ５９の出力端の電圧波形、ｅは第１コンパレー
タ４６の出力端の電圧波形、ｆはトランジスタ６３のエ
ミッタの電圧波形、ｇはヒーターｌの電流波形である。FIG. 2 is an operation timing chart of the device of this embodiment, in which a shows the voltage waveform at the base of the transistor 51, b shows the voltage waveform at the non-inverting input terminal of the second comparator 59, and C shows the inverting voltage waveform of the second comparator 59. The voltage waveform at the input terminal, d is the voltage waveform at the output terminal of the second comparator 59, e is the voltage waveform at the output terminal of the first comparator 46, f is the voltage waveform at the emitter of the transistor 63, and g is the current waveform at the heater l. be.
本実施例装置の電源スィッチ２が閉じられると、電源回
路３に交流電圧が印加され、ブリッジ整流器３１より余
波整流電圧が出力される。この電圧は抵抗３４．３５に
より分圧されてトランジスタ５１のベースに入力される
。するとトランジスタ５１はベース電位が低レベルのと
きだけオンする所謂ゼロボルト検出動作を開始する。こ
の動作により第２コンパレータ５９の反転入力端に印加
される電圧の波形は、コンデンサ５５の平滑作用により
第２図Ｃのような精分波形となり、その最大値は抵抗５
３と抵抗５４との抵抗比でほぼ決定され、また、その最
小値は抵抗５２の値が十分率さいものとすればこの抵抗
５２と抵抗５３との抵抗比で決定される。他方、第２コ
ンパレータ５９の非反転入力端に印加される電圧は第２
図すのように徐々に低下する。これは電源投入直後より
コンデンサ５７と抵抗５８との時定数でコンデンサ５７
に電荷が蓄積されるためである。第２コンパレータ５９
の非反転入力端に印加される電圧の最大値はコンデンサ
３６の端子電圧にほぼ等しく、また、その最小値は抵抗
５６と抵抗５８との抵抗比で決定される。When the power switch 2 of the device of this embodiment is closed, an alternating current voltage is applied to the power supply circuit 3, and the bridge rectifier 31 outputs an aftereffect rectified voltage. This voltage is divided by resistors 34 and 35 and input to the base of transistor 51. Then, the transistor 51 starts a so-called zero volt detection operation in which it is turned on only when the base potential is at a low level. Due to this operation, the waveform of the voltage applied to the inverting input terminal of the second comparator 59 becomes a fine waveform as shown in FIG. 2C due to the smoothing effect of the capacitor 55, and its maximum value is
The minimum value is determined by the resistance ratio between resistor 52 and resistor 53, assuming that the value of resistor 52 is sufficiently high. On the other hand, the voltage applied to the non-inverting input terminal of the second comparator 59 is
It gradually decreases as shown in the figure. This is due to the time constant between the capacitor 57 and the resistor 58, and the capacitor 57 starts immediately after the power is turned on.
This is because charges are accumulated in the . Second comparator 59
The maximum value of the voltage applied to the non-inverting input terminal of the capacitor 36 is approximately equal to the terminal voltage of the capacitor 36, and the minimum value is determined by the resistance ratio between the resistor 56 and the resistor 58.
このような電圧印加の結果第２コンパレータ５９の出力
は第２図ｄのようになる。すなわち、電源投入後時刻ｔ
ｌ にて初めて低レベルとなり。As a result of such voltage application, the output of the second comparator 59 becomes as shown in FIG. 2d. In other words, time t after power-on
It became low level for the first time at l.
その後時刻ｔ２までの間はパルス幅が変化し、時刻ｔ２
以降はパルス幅が一定となる。After that, the pulse width changes until time t2, and the pulse width changes until time t2.
From then on, the pulse width remains constant.
電源投入直後においてはヒーターｌの温度は未だ低温で
あるから、サーミスタ４５の抵抗値は低く、この結果、
第１コンパレータ４６の出力は高レベルとなる。従って
この高レベルの信号は、ヒーター温度のフィードバック
制御においてヒーターｌの加熱指令信号と見ることがで
きるψ一方、第１コンパレータ４６及び第２コンパレー
タ５９の双方の出力が高レベルの場合にのみ、零交差同
期回路６の出力すなわちトランジスタ６３のエミッタが
高レベルとなる。駆動回路７はトランジスタ６３のエミ
ッタ電圧の立ち下りでトライアック８をトリガするから
１時刻ｔｌからｔ２までの間は位相制御回路５の作用に
より位相制御が行われ、ヒーター１の電流導通角ψが徐
々に大きくなる。このため電源投入時のヒーター１の突
入電流が緩和される。そして時刻ｔ２以降は位相制御か
らゼロボルトスイッチング制御に移行し、ゼロボルトス
イッチングによるヒーター加熱が行なわれる。ヒーター
１の温度が設定温度に達すると（例えば時刻ｔ３）、第
１コンパレータ４６の出力が低レベルとなり、駆動回路
７よりトリガパルスが出力されないから、トライアック
８は交流電源ＡＣの次の零交差時（時刻ｔ４）にターン
オフし、その後開状態を維持する。また。Immediately after the power is turned on, the temperature of the heater l is still low, so the resistance value of the thermistor 45 is low, and as a result,
The output of the first comparator 46 becomes high level. Therefore, this high level signal can be seen as a heating command signal for the heater l in feedback control of the heater temperature.On the other hand, the signal becomes zero only when the outputs of both the first comparator 46 and the second comparator 59 are at a high level. The output of the cross synchronization circuit 6, that is, the emitter of the transistor 63 becomes high level. Since the drive circuit 7 triggers the triac 8 at the falling edge of the emitter voltage of the transistor 63, from time tl to time t2, phase control is performed by the action of the phase control circuit 5, and the current conduction angle ψ of the heater 1 gradually changes. becomes larger. Therefore, the rush current of the heater 1 when the power is turned on is reduced. After time t2, the phase control shifts to zero-volt switching control, and heater heating is performed by zero-volt switching. When the temperature of the heater 1 reaches the set temperature (for example, at time t3), the output of the first comparator 46 becomes a low level and the trigger pulse is not output from the drive circuit 7, so the triac 8 is activated at the next zero crossing of the AC power supply AC. (time t4), and thereafter maintains the open state. Also.
ヒーターｌの温度が低下して設定温度以下となった場合
には、第１コンパレータ４６の出力が再び高レベルとな
り（時刻ｔ５）、零交差同期回路６の作用によりトライ
アック８のターンオンが交流電源ＡＣの零交差に同期さ
れ、トライアック８がゼロボルトスイッチングされる（
時刻ｔ６）。When the temperature of the heater l decreases to below the set temperature, the output of the first comparator 46 becomes high level again (time t5), and the action of the zero-crossing synchronization circuit 6 causes the triac 8 to turn on when the AC power source AC The triac 8 is switched to zero volts (
time t6).
このように本実施例装置にあっては、電源投入時に位相
制御を行ない、ヒーターｌがある程度加熱された後はゼ
ロボルトスイッチングを行うものであるから、コイル装
置などを用いることなく電源投入時の突入電流を低減す
ることができる。コイル装置を用いないため、電力制御
装置の小型・軽量化が図れ、また、コスト的に有利とな
る０位相制御により発生するスイッチングノイズ□
については１本実施例装置の場合、電源投入直後の極め
て短い時間のみであるため、実際には全く問題とはなら
ない。In this way, in the device of this embodiment, phase control is performed when the power is turned on, and zero-volt switching is performed after the heater l has been heated to a certain extent. Current can be reduced. Since no coil device is used, the power control device can be made smaller and lighter, and switching noise generated by zero-phase control, which is advantageous in terms of cost, can be reduced. Since it is only for a short time, it is actually not a problem at all.
以上本発明の一実施例について説明したが、本発明は上
記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範
囲内で適宜に変形実施が可能であるのはいうまでもない
。Although one embodiment of the present invention has been described above, it goes without saying that the present invention is not limited to the above-mentioned embodiment, and can be modified as appropriate within the scope of the gist of the present invention.
上記実施例においては、負荷をヒーターとするものにつ
いて説明したが、ゼロボルトスイッチングによる電力供
給が可能であり、且つ、電源投入時の突入電流が問題と
なるような負荷であれば本発明に係る電力制御装置の負
荷とすることができる。In the above embodiment, the load is a heater, but if the load can be supplied with zero-volt switching and the inrush current at power-on is a problem, the power according to the present invention can be applied. It can be a load on the control device.
［発明の効果］
以上詳述したように本発明によれば、電源投入時におい
て負荷に流れる突入電流を低減すること１ができ、しか
も小型且つ軽量なる電力制御装置を提供することができ
る。[Effects of the Invention] As described in detail above, according to the present invention, it is possible to reduce the inrush current flowing into the load when the power is turned on, and it is also possible to provide a small and lightweight power control device.
第１図は本発明の一実施例たる電力制御装置の回路図、
第２図は本実施例装置の動作タイミング図である。
ｌｅａφヒーター（負荷）、５−ｅ会位相制御回路、６
・・・零交差同期回路、８・・・トライアック（開閉手
段）、ＡＣ・・・交流電源。FIG. 1 is a circuit diagram of a power control device which is an embodiment of the present invention,
FIG. 2 is an operation timing diagram of the device of this embodiment. leaφ heater (load), 5-e phase control circuit, 6
... Zero-crossing synchronous circuit, 8... Triac (opening/closing means), AC... AC power supply.
Claims (4)
段を有し、この開閉手段の動作を制御することにより、
負荷電力の平均値を制御可能な電力制御装置において、
交流電源電圧の零交差タイミングに同期する信号の入力
により、前記開閉手段の少なくとも閉動作のタイミング
を交流電源の零交差に同期させる零交差同期回路と、電
源投入時にこの零交差同期手段に入力する信号のパルス
幅を制御することにより、負荷電流の導通角を可変する
位相制御回路とを具備することを特徴とする電力制御装
置。(1) By having a switching means that can intermittently apply an AC power supply voltage to the load, and controlling the operation of this switching means,
In a power control device that can control the average value of load power,
a zero-crossing synchronization circuit that synchronizes at least the timing of the closing operation of the opening/closing means with the zero-crossings of the AC power supply by inputting a signal synchronized with the zero-crossing timing of the AC power supply voltage; A power control device comprising: a phase control circuit that varies a conduction angle of a load current by controlling a pulse width of a signal.
る特許請求の範囲第１項に記載の電力制御装置。(2) The power control device according to claim 1, wherein the load is a heater that generates heat due to power supply.
ドバック制御である特許請求の範囲第２項に記載の電力
制御装置。(3) The power control device according to claim 2, wherein the operation control of the opening/closing means is feedback control of heater temperature.
囲第１項から第３項までのいずれかに記載の電力制御装
置。(4) The power control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the opening/closing means is a triac.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16232585A JPS6222124A (en) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | Power controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16232585A JPS6222124A (en) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | Power controller |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6222124A true JPS6222124A (en) | 1987-01-30 |
Family
ID=15752388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16232585A Pending JPS6222124A (en) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | Power controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6222124A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20230056418A (en) * | 2021-10-20 | 2023-04-27 | 엘아이지넥스원 주식회사 | System and method for direction finding using correction table |
-
1985
- 1985-07-23 JP JP16232585A patent/JPS6222124A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20230056418A (en) * | 2021-10-20 | 2023-04-27 | 엘아이지넥스원 주식회사 | System and method for direction finding using correction table |
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