JPS62217861A - Control system for voltage-type pwm inverter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To eliminate the restriction of the kind and quantity of a load, by selecting a voltage generation pattern from the quantity of a deviation so that an amplitude and an angle found out by performing arithmetic on the output voltage of the inverter of PWM type may coincide with the amplitude and the angle of a command value. CONSTITUTION:The angular frequency phi* of magnetic flux vector for the command value of magnetic flux is applied from a setting device 1, and from a 2-phase generator, the command value <phi* of the angle of the magnetic flux vector is obtained by 2-phase signal (sin, cos), and the scale ¦phi*¦ is taken out of a magnetic flux pattern generator 3. By the output of a PWM inverter 10, voltage is detected, and arithmetic operation 9 is performed on the magnetic flux, and the angle <phi and the scale ¦phi¦are found out. The angles <phi* and <phi are vector-transited 4, and through a 3 value comparator 5, the angles are directed to a voltage pattern generator 8 for input. Each scale ¦phi¦, ¦phi*¦ is added to each other, and is directed to the voltage pattern generator 8 for input via a 2 value comparator 6. By an angle detector 7, and angle is detected through <phi and is directed to the voltage pattern generator 8 for input. Voltage pattern is selected so that difference between the angle and the scale may be diminished, and the restriction of the kind and the quantity of a load is eliminated.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は可変電圧、可変周波数インバータ装置（ＶＶ
ＶＦインバータ）、特に電圧形ＰＷＭインバータの制御
方式に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Field of Application] This invention relates to a variable voltage, variable frequency inverter device (VV
(VF inverter), particularly a control method for a voltage-type PWM inverter.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

近年、可変電圧、可変周波数インバータの用途は広がる
一方でおる。特に、電圧形ＰＷＭイ／バータは出力電圧
の可変制御性が優れていること、出力電圧波形の改善が
容易であること等の理由からさかんに使用されている。In recent years, the applications of variable voltage and variable frequency inverters have been expanding. In particular, voltage type PWM converters are widely used because of their excellent variable controllability of output voltage and the ease with which they can improve the output voltage waveform.

このようなＰＷＭインバータの用途の中で比較的大きな
ものの一つとして、交流電動機駆動がある。したがって
、以ｆの説明では交流電動機として、誘導電動機の例に
ついて考える。One of the relatively large applications of such a PWM inverter is driving an AC motor. Therefore, in the following explanation, an example of an induction motor will be considered as the AC motor.

一方、電圧形ＰＷＭインバータを分類する一方法として
、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｆｔ！制御を開ループで行なうか、閉ル
ープで行なうかで分類する方法がある。前者の開ループ
方式は、ＰＷＭパターンを発生するに当たり何らの検出
も行なわず、指令値によって一義的にＰＷＭパターンを
出力する方式である。On the other hand, one way to classify voltage source PWM inverters is P W M ft! There is a way to classify control based on whether it is performed in an open loop or a closed loop. The former open-loop method is a method in which no detection is performed when generating a PWM pattern, and the PWM pattern is uniquely output based on a command value.

第４図はその代表的な一例を示す構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram showing a typical example.

なお、同図において、２１は周波数設定器、２２は電圧
演算回路、２３は３相発振器、２４（２４ａ、２４ｂ、
２４ｃ）は加算器、２５（２５ａ。In the figure, 21 is a frequency setter, 22 is a voltage calculation circuit, 23 is a three-phase oscillator, 24 (24a, 24b,
24c) is an adder, 25 (25a.

２５ｂ、２５ｃ）はコンパレータ、２６はキャリア信号
発生回路、１０はパルス幅変調（ＰＷＭ）イ／バーメ、
１１は誘導電動機の如き電動機である。これは、キャリ
ア比較方式とも呼ばれる公知の方式で、電圧演算回路２
２により例えば電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）一定制御を行な
うべく、周波数設定器２１からの周波数指令値と対応す
る出力電圧を演算して三相の電圧指令値の部幅を決定し
、この振幅値で決まる三相発振器２３からの電圧指令値
とキャリア信号発生回路２６からのキャリア信号との偏
差を加算器２４を介して取り出し、これをコンバレー）
２５ａ〜２５ｃの各設定値と比較してＰＷＭインバーメ
１０の各スイッチング素子をオン、オフ制御するもので
ある。したがって、以上のような開ループ方式の電圧形
ＰＷＭインバータは制御が簡単で、しかも負荷の種類や
数に特別の制約がないことから、汎用インバータとじて
広く用いられている。25b, 25c) are comparators, 26 is a carrier signal generation circuit, 10 is a pulse width modulation (PWM) i/verme,
11 is an electric motor such as an induction motor. This is a well-known method also called a carrier comparison method, and the voltage calculation circuit 2
2, for example, in order to perform constant voltage/frequency (V/F) control, the frequency command value from the frequency setter 21 and the corresponding output voltage are calculated to determine the width of the three-phase voltage command value, and this amplitude The deviation between the voltage command value from the three-phase oscillator 23, which is determined by the value, and the carrier signal from the carrier signal generation circuit 26 is taken out via the adder 24, and this is converted into a compare).
Each switching element of the PWM inverter 10 is controlled to be turned on or off by comparing with each setting value of 25a to 25c. Therefore, the open-loop type voltage source PWM inverter as described above is easy to control and there are no special restrictions on the type or number of loads, so it is widely used as a general-purpose inverter.

しかしながら、電圧形ＰＷＭインバータは上下アームの
短絡防止用にＯＮ　　Ｄｅｌａｙ時間（余裕時間）を設
けており、これによって発生する電圧アンバランスが運
転条件や負荷条件によっては電流振動を発生するという
問題がある。そこで、特にこの電流振動を嫌う用途では
、電圧のマイナループを使って電圧の平均値を制御する
方法もあるが、このようにするとマイナループの中に平
均値を得るためのり、Ｐ、Ｆ（低域ろ波器）が必要にな
り、その遅れ等により高精度の制御ができなくなると云
う問題がある（なお、この方式は正確には閉ループ方式
となる。）。However, voltage-type PWM inverters have an ON delay time (margin time) to prevent short circuits between the upper and lower arms, and there is a problem in that the voltage imbalance that occurs due to this causes current oscillations depending on operating conditions and load conditions. . Therefore, in applications where this current oscillation is particularly undesirable, there is a method of controlling the average value of the voltage using a voltage minor loop. There is a problem in that high-precision control is no longer possible due to the delay etc. (Note that this method is technically a closed-loop method.)

これに対して、閉ループ方式では電圧、′電流または速
度等を検出し、それらによってＰＷＭパターンを決定す
るものであるが、これにも数多くの方式があり、それぞ
れ長所、短所が異なっている。On the other hand, in the closed-loop method, voltage, current, speed, etc. are detected and a PWM pattern is determined based on these, but there are many methods for this, and each method has different advantages and disadvantages.

第５図はかへる閉ループ方式の一例を示す構成図である
。これは、１９８４年電気学会の回転機研究会にて発表
されたもの（ａＭ−８４−７６、第６１頁〜第７０頁「
新理論に基づく誘導電動機の高速トルク制御法」参照）
を、この発明との対比がし易いように書き直したもので
ある。なお、同図において、１′は周波数設定器、３は
磁束パターン発生器、５は正、負の各位および零値の３
値を設定値とする５値コンパレータ、６は正、負の各位
を設定値とする２値コンパレータ、７は磁束の角度（位
置）検出器、８は電圧パターン発生器、９は磁束演算器
、１０はＰＷＭインバータ、１１は誘導電動機、１３は
速度調節器（ＡＳＲ）、１４〜１６は加算器、１７はト
ルク演算器である。FIG. 5 is a block diagram showing an example of a closed loop system. This was announced at the Rotating Machine Research Group of the Institute of Electrical Engineers of Japan in 1984 (aM-84-76, pp. 61-70.
(See “High-speed torque control method for induction motors based on new theory”)
has been rewritten to make it easier to compare with this invention. In the figure, 1' is a frequency setter, 3 is a magnetic flux pattern generator, and 5 is a positive, negative, and zero value.
5-value comparator with a value as a set value, 6 a binary comparator with positive and negative positions as set values, 7 a magnetic flux angle (position) detector, 8 a voltage pattern generator, 9 a magnetic flux calculator, 10 is a PWM inverter, 11 is an induction motor, 13 is a speed regulator (ASR), 14 to 16 are adders, and 17 is a torque calculator.

動作の詳細は上記の論文に譲ることにして、その概要に
ついて以下に説明する。I will leave the details of the operation to the above-mentioned paper, and provide an overview below.

ＡＳＲ１３は、速度設定器１′からの速度指令値Ｎ　と
速度実際値（検出値）Ｎとにより、トルク指令値げを出
力する。また、この速度実際値Ｎより、現在必要とする
磁束ベクトルの大きさが磁束パターン発生器６より出力
される。一方、モーフ１１からは電圧、′−流が検出さ
れ、磁束演算器９ＩＪ−トルク演算器１７によって−そ
れぞれ実際の磁束ベクトルの大きさとトルクが演算され
る。The ASR 13 outputs a torque command increase based on the speed command value N from the speed setter 1' and the actual speed value (detected value) N. Further, from this actual speed value N, the magnitude of the currently required magnetic flux vector is output from the magnetic flux pattern generator 6. On the other hand, voltage and current are detected from the morph 11, and the actual magnitude and torque of the magnetic flux vector are calculated by the magnetic flux calculator 9IJ and the torque calculator 17, respectively.

次に、磁束ベクトルの大きさとトルクについて、その指
令値と実際値をコンパレータ５，６により比較し、その
結果より電圧パターン発生器８にてＰＷＭイ／バータの
電圧パターンを発生する。さらに磁束ベクトルの位置を
６個に分割した領域のうち、そのどこに属しているかを
角度検出器７で検出し、それによってコンパレータの比
較結果と電圧パターンが一対一に対応するようにしてい
る。Next, comparators 5 and 6 compare the command values and actual values of the magnitude of the magnetic flux vector and the torque, and from the results, a voltage pattern generator 8 generates a voltage pattern for the PWM i/verter. Further, the angle detector 7 detects which of the six regions into which the position of the magnetic flux vector belongs, thereby ensuring a one-to-one correspondence between the comparison result of the comparator and the voltage pattern.

との方式は、磁束、トルクともに瞬時値で扱かつており
、指令値との比較の結果より直接電圧パターンが得られ
るので、原理的に高応答でしかも高精度の制御が可能な
優れた方式と云うことができる。This method treats both magnetic flux and torque as instantaneous values, and the voltage pattern can be obtained directly from the comparison with the command value, so it is an excellent method that is capable of high response and high precision control in principle. I can say it.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problem that the invention seeks to solve]

しかしながら、この方式はトルクのつき合せをするため
に電圧、電流を検出する必要があり、さらにはモータ定
数を使ってトルク演算を行なっているため、負荷の種類
や数（使用される誘導′電動機の容ｆｆ１ｊ’ｔｌ！気
定数、並列台数など）に制約のない汎用インバータには
、このままでは使用できないと云う問題がある。However, with this method, it is necessary to detect voltage and current in order to match torque, and furthermore, since torque calculation is performed using motor constants, the type and number of loads (induction motor used) A general-purpose inverter that has no restrictions on the capacity (ff1j'tl! air constant, number of parallel units, etc.) has the problem that it cannot be used as is.

したがって、この発明は負荷の種類や数を問わない、い
わゆる汎用インバータにおいて、広範囲にわたる制御が
可能でしかも電流振動のない制御を可能ならしめること
を目的とする。Therefore, it is an object of the present invention to enable a so-called general-purpose inverter, regardless of the type or number of loads, to enable control over a wide range and without current oscillations.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

ＰＷＭインバータの出力電圧を積分しその大きさとその
基準位置からの角度を演算する（磁束）演算手段と、こ
の積分値の大きさ、角度検出値とそれぞれの指令値との
偏差を演算する偏差演算手段と、この偏差からＰＷＭ電
圧パターンを決定する゛電圧パターン発生手段とを設け
る。A (magnetic flux) calculating means that integrates the output voltage of the PWM inverter and calculates its magnitude and its angle from the reference position, and a deviation calculator that calculates the magnitude of this integral value, the deviation between the detected angle value and each command value. and voltage pattern generating means for determining a PWM voltage pattern from this deviation.

〔作用〕[Effect]

電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧を積分し、その振幅
と角度が指令値の振幅と角度に一致するように、それぞ
れの偏差量よりＰＷＭパターンを決定して制御を行なう
。The output voltage of the voltage type PWM inverter is integrated, and control is performed by determining a PWM pattern from each deviation amount so that its amplitude and angle match the amplitude and angle of the command value.

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

第１図はこの発明の実施例を示す構成図で、２は２相発
振器、４はベクトル回転器、１２は加算器であり、その
他の符号は第５図と同様である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, in which 2 is a two-phase oscillator, 4 is a vector rotator, 12 is an adder, and other symbols are the same as in FIG. 5.

なお、負荷はこ−でも誘導電動機とする。Note that the load here is also an induction motor.

第５図と比較すれば明らかなように、この方式における
フィードバック全は磁束（一般にはインバータの出力電
圧の積分値であるが、ここでは負荷が誘導電動機なので
磁束と考えることができる。）である。そのため、こ〜
では磁束の指令値として設定器１より磁束ベクトルの角
周波数を与え、２相発振器２により２相信号（ｓｉｎ　
、　ｃｏｓ　）で磁束ベクトルの角度の指令値を得るよ
うにし、その大きさは磁束パターン発生器３を介して取
り出すようにする。これらと比較される実際値は、ＰＷ
Ｍインバータ１０の出力電圧より磁束演算器９によって
磁束ベクトルの大きさと角度（ｓｌｎ　、　ｃｏｓの２
相信号）が演算される。比較方法は、大きさに関しては
通常の加算器１２を用い、角度に関してはそれぞれの２
相信号よりベクトル回転器４を用いて角度の差を求めて
いる。この比較の結果より、それぞれの差を小さくする
ように、あらかじめわかっているＰＷＭパターンの１つ
を電圧パターン発生器８により選択して、出力する。As is clear from a comparison with Figure 5, the total feedback in this method is magnetic flux (generally it is the integral value of the output voltage of the inverter, but here the load is an induction motor, so it can be considered magnetic flux). . Therefore, this
Then, the setting device 1 gives the angular frequency of the magnetic flux vector as the magnetic flux command value, and the two-phase oscillator 2 generates a two-phase signal (sin
, cos) to obtain the command value of the angle of the magnetic flux vector, and its magnitude is extracted via the magnetic flux pattern generator 3. The actual values compared with these are PW
From the output voltage of the M inverter 10, the magnitude and angle of the magnetic flux vector (sln, cos 2
phase signal) is calculated. The comparison method uses an ordinary adder 12 for magnitude, and uses each 2 for angle.
A vector rotator 4 is used to determine the difference in angle from the phase signal. Based on the results of this comparison, one of the PWM patterns known in advance is selected and output by the voltage pattern generator 8 so as to reduce the difference between them.

すなわち、この発明が第５図に示す従来のものと相異す
る点は、従来のものがインバータの出力電圧と電流を検
出し、トルクと磁束の閉ループを持つのに対し、この発
明ではＰＷＭインバータの出力電圧のみ検出し、磁束ベ
クトルの大きさと角度の閉ループを持つ点にある。した
がって、この発明による方式は負荷を接続せずともＰＷ
Ｍインバータを運転することができ、このことはすなわ
ち、一般の交流電源（汎用電源）として考えることがで
きるので、負荷の種類や数を問わず、汎用インバータと
しての使用が可能であることを意味している。また、こ
の発明では電圧の積分値、すなわち磁束をフィードバッ
クしているので、上記の如きＯＮ　Ｄｅｌａｙ時間によ
る電圧アンバランスのために発生する電流振動は、電圧
アンバランスがループ内で補償されるので発生せず、し
かも原理的にはループ内に遅れ要素はないことより、高
速な制御が可能となるものである。That is, the difference between this invention and the conventional one shown in FIG. 5 is that while the conventional one detects the output voltage and current of the inverter and has a closed loop of torque and magnetic flux, this invention uses a PWM inverter. It is at the point where it detects only the output voltage of and has a closed loop of the magnitude and angle of the magnetic flux vector. Therefore, the method according to the present invention can provide PW without connecting a load.
This means that it can be used as a general-purpose inverter, regardless of the type or number of loads, since it can be thought of as a general AC power source (general-purpose power source). are doing. In addition, in this invention, since the integral value of the voltage, that is, the magnetic flux, is fed back, the current oscillation that occurs due to the voltage imbalance due to the ON delay time as described above occurs because the voltage imbalance is compensated within the loop. Moreover, since there is no delay element in the loop in principle, high-speed control is possible.

第２図および第６図は第１図に示したこの発明の実施例
における構成要素の具体例を示すブロック図で、第２図
は磁束演算器９を示し、また第３図はベクトル回転器４
を示している。なお、これらについては既に公知のもの
であるが、以下に若干補足する。2 and 6 are block diagrams showing specific examples of the components in the embodiment of the invention shown in FIG. 1. FIG. 2 shows the magnetic flux calculator 9, and FIG. 3 shows the vector rotator. 4
It shows. Although these are already known, some additional information will be given below.

第２図の磁束演算器を介して得られる実際の磁束の角度
を表わす２相侶号φ、、φβは、次式のとうりである。The two-phase numbers φ, φβ representing the actual angle of magnetic flux obtained through the magnetic flux calculation unit in FIG. 2 are as follows.

なお、第２図において、９１は３相−２相変換回路、９
２．９３は積分器、９４゜９５は乗算器、９６は加算器
、９７は平方根回路である。In addition, in FIG. 2, 91 is a three-phase to two-phase conversion circuit;
2.93 is an integrator, 94.95 is a multiplier, 96 is an adder, and 97 is a square root circuit.

φα−１φｌ　ｓｉｎθ φβ−Ｉφ１ωＳθ また、磁束指令値からの角度は、第１図に示す２相発振
器２より以下のφ（１（”ｌφβ　で、第３図のベクト
ル回転器に与えられる。なお、第３図の４１．４２は乗
算器、４６は加算器、４４は割算器である。φα−1φl sinθ φβ−Iφ1ωSθ Furthermore, the angle from the magnetic flux command value is given to the vector rotator in FIG. 3 by the two-phase oscillator 2 shown in FIG. In FIG. 3, 41 and 42 are multipliers, 46 is an adder, and 44 is a divider.

φα　−５ｉｆｔθ φＮ”−ＣＪＩＳ　ｅ　” これより、第３図に示すような回路で角度の差を求める
ことができる。こ〜に、同図の割り算器４４は、磁束の
大きさが変化してもループゲインが一定となるようにす
るために用いられる。φα −5iftθ φN”−CJIS e ” From this, the difference in angle can be determined using a circuit as shown in FIG. The divider 44 shown in the figure is used to keep the loop gain constant even if the magnitude of the magnetic flux changes.

以上では、負荷はすべて誘導電動機として説明したが、
この発明では負荷の種類や数に特別な制約がないことは
云う迄もない。In the above, all loads were explained as induction motors, but
It goes without saying that there are no special restrictions on the type or number of loads in this invention.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

この発明によれば、トルクと磁束をフィードバックして
ＰＷＭ制御するＰＷＭインバータに対し、出力電圧の積
分値のみをフィードバックし、その大きさと角度によっ
てＰＷＭ制御するようにしたので、従来では負荷には電
気定数が既知で、かつ一般的には一台の誘導電動機以外
のものには使用できないといった制約があったが、負荷
の種類や数に制約がなくなり、汎用インバータとして使
用することができる。また、ループ内でＯＮ　Ｄｐｌａ
ｙ時間による電圧アンバランスを原理的に時間遅れなく
補償することができるので、これによる電流振動のない
Ｉ’ＷＭインバータを提供することが可能となる等の利
点がもたらされる。According to this invention, only the integral value of the output voltage is fed back to the PWM inverter which performs PWM control by feedback of torque and magnetic flux, and PWM control is performed based on the magnitude and angle of the integrated value. Although there was a restriction that the constant was known and that it could not generally be used for anything other than one induction motor, there are no restrictions on the type or number of loads, and it can be used as a general-purpose inverter. Also, in the loop ON Dpla
Since the voltage unbalance due to y time can be compensated for without any time delay in principle, it is possible to provide an I'WM inverter without current oscillation due to this, and other advantages are brought about.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図は磁束
演算器の具体例を示すブロック図、第３図はベクトル回
転器の具体例を示すブロック図、第４図はＰＷＭインバ
ータの開ループ制御方式の従来例を示す構成図、第５図
はＰＷＭインバータの閉ループ制御方式の従来例を示す
構成図である。 符号説明 １・・・・・・磁束設定器、１′・・・・・・速度設定
器、２・・・・・・２相発振器、３・・・・・・磁束パ
ターン発生器、４・・・・・・ベクトル回転器、５・・
・・・・６値コンパレータ、６・・・・・・２値コンパ
レータ、７・・・・・・角度検出器、８・・・・・・１
ｊｌ圧パタ一ン発生器、９・・・・・・磁束波ｒＸ器、
１０・・・ＰＷＭインバータ、１１・・・・・・誘導電
動機、１２゜１４〜１６．２４（２４ａ〜２４ｃ）、４
３．９６・・・・・・加算器、１６・・・・・・速度調
節器（ＡＳａ）。 １７・・・・・・トルク演算器、２１・・・・・・周波
数設定器、２２・・・・・・電圧演算回路、２５・・・
・・・三相発振器、２５　（２５ａ　〜２５　ｃ　）−
−−−−−コンパレータ、２６・・・・・・キャリア信
号発生回路、４１，４２，９４゜９５・・・・・・乗算
器、４４・・・・・・割ｎ語、９１・・・・・・３相−
２相変換回路、９２．９３・・・・・・積分器、９７・
・・・・・平方根回路。 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　　清 第２図 動φｅｆ１φ１ 第３図 ムFig. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a block diagram showing a specific example of a magnetic flux calculator, Fig. 3 is a block diagram showing a specific example of a vector rotator, and Fig. 4 is a block diagram showing a specific example of a PWM inverter. FIG. 5 is a block diagram showing a conventional example of an open-loop control system for a PWM inverter. Description of symbols 1... Magnetic flux setter, 1'... Speed setting device, 2... Two-phase oscillator, 3... Magnetic flux pattern generator, 4. ...Vector rotator, 5...
...6-value comparator, 6...2-value comparator, 7...Angle detector, 8...1
jl pressure pattern generator, 9...magnetic flux wave rX device,
10... PWM inverter, 11... Induction motor, 12° 14-16.24 (24a-24c), 4
3.96... Adder, 16... Speed adjuster (ASa). 17...Torque calculator, 21...Frequency setter, 22...Voltage calculation circuit, 25...
...Three-phase oscillator, 25 (25a to 25c)-
----Comparator, 26...Carrier signal generation circuit, 41, 42, 94°95...Multiplier, 44...Divided n words, 91... ...3 phase-
Two-phase conversion circuit, 92.93...Integrator, 97.
...Square root circuit. Agent Patent attorney Akio Namiki Agent Patent attorney Kiyoshi Matsuzaki 2nd figure φef1φ1 3rd figure M

Claims (1)

【特許請求の範囲】 電圧形ＰＷＭインバータを介して駆動される負荷の電圧
および周波数を該インバータの出力パルス幅によつて制
御する電圧形ＰＷＭインバータの制御方式であつて、 該インバータの出力電圧を積分し積分値の大きさとその
基準位置からの角度とを求める演算手段と、 該積分値の大きさ、角度とそれぞれの指令値との偏差を
演算する偏差演算手段と、 該各偏差からＰＷＭ電圧パターンを決定する電圧パター
ン発生手段と、 を備え、該決定された電圧パターンにもとづいて制御を
行なうことを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの制御
方式。[Claims] A control method for a voltage-type PWM inverter that controls the voltage and frequency of a load driven via the voltage-type PWM inverter by the output pulse width of the inverter, the method comprising: controlling the output voltage of the inverter; Calculating means for integrating and calculating the magnitude of the integral value and its angle from the reference position; Deviation calculating means for calculating the deviation between the magnitude and angle of the integral value and each command value; PWM voltage from each of the deviations. 1. A control method for a voltage-type PWM inverter, comprising: voltage pattern generation means for determining a pattern, and performing control based on the determined voltage pattern.