JPS6221088Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、パイロツトトーン方式FMステレオ
放送のステレオ信号復調回路に関する。[Detailed Description of the Invention] The present invention relates to a stereo signal demodulation circuit for pilot tone FM stereo broadcasting.

一般のFMステレオ信号復調回路においては、
その出力信号中に含まれるサブキヤリア（副搬送
波）の高調波成分と、現在は使用されていない
SCA（Subsidiary Communication Authrization
の略）信号とが相互に干渉し、いわゆるSCAビ
ート妨害を生ずることが知られている。すなわ
ち、サブキヤリア周波数_cは一般に38KHzであ
るが、その第２次高調波２_c（＝76KHz）と、
SCA信号の搬送波周波数_q（＝67KHz）とが周
波数干渉を生じると、それが可聴周波数領域の不
用ビートとなつて再生音中に混入し、強度の妨害
を惹き起こすのである。 In a general FM stereo signal demodulation circuit,
The harmonic components of the subcarriers contained in the output signal and the harmonic components of the subcarriers that are not currently used.
SCA (Subsidiary Communication Authrization)
It is known that the SCA beat interference occurs when the signals interfere with each other, causing so-called SCA beat interference. In other words, the subcarrier frequency _c is generally 38KHz, but its second harmonic _2c (=76KHz),
When frequency interference occurs with the carrier wave frequency _q (=67KHz) of the SCA signal, it becomes an unnecessary beat in the audible frequency range and is mixed into the reproduced sound, causing strong interference.

また、同様な妨害として知られているものに隣
接局ビート妨害がある。これは、受信希望局周波
数_１と隣接局周波数_２とが近接している場合
に生ずるビート成分_r＝_１−_２（または_r
＝_２−_１）がサブキヤリア周波数_cの高調
波のうちのとくに第３次高調波３_cと周波数干
渉を起こす結果、可聴周波数領域の不用ビートが
生じてしまい、為にサブキヤリアを使用しないモ
ノラル放送を受信する場合に比して、ステレオ放
送を受信する場合、その選択度が悪化してしまう
というものである。 Also, adjacent station beat interference is known as similar interference. This _{is the} beat component _r = ₁ - ₂ (or _r
= ₂ - ₁ ) causes frequency interference with the third harmonic _3c of the harmonics of the subcarrier frequency _c , resulting in unnecessary beats in the audible frequency range, which is why monaural broadcasting without using the subcarrier is required. When receiving stereo broadcasts, the selectivity is worse than when receiving stereo broadcasts.

以上述べたようなSCAビート妨害や隣接局ビ
ート妨害はその生起の頻度もかなり高く、甚だ不
都合である。然るにこれらの例にとどまらず、前
述のSCA信号の搬送波周波数_qあるいは受信希
望局周波数と隣接局周波数とのビート成分_rを
一般の不用雑音分の周波数_sとすれば、これが
サブキヤリア周波数_cの第ｎ次高調波ｎ・_c
（ｎは特定の整数）と可聴周波数領域の不用ビー
トを生成する状況はより一般的に起こり得るもの
であり、その場合ビート混入や選択度の悪化のみ
ならず他の諸々の幣害がもたらされるのは必至で
ある。 The above-mentioned SCA beat interference and adjacent station beat interference occur quite frequently and are extremely inconvenient. However, in addition to these examples, if the carrier frequency _q of the SCA signal mentioned above or the beat component _r between the desired receiving station frequency and the adjacent station frequency is the general unnecessary noise frequency _s , this is the nth subcarrier frequency _c . Harmonic n・_c
(where n is a specific integer) and the generation of unnecessary beats in the audible frequency range is more common, resulting in not only beat contamination and poor selectivity, but also various other harms. It is inevitable.

そこで、従来は上述のような不都合をなくすた
め、ステレオ信号復調回路の前段にローパスフイ
ルタを設け、ステレオコンポジツト信号中から不
用雑音分周波数_sを除去したうえで復調を行な
うようにしている。然るに、このフイルタにより
ステレオコンポジツト信号が位相偏移を受けて左
右ステレオ信号の分離度が低下したり、周波数特
性が悪化したりするため、クロストーク消去回路
や移送回路等を設けてこれらの欠点を補償するよ
うにしてはいるが、完全な補償は不可能に近い。 Conventionally, in order to eliminate the above-mentioned disadvantages, a low-pass filter is provided before the stereo signal demodulation circuit to remove the unnecessary noise frequency _s from the stereo composite signal before demodulating it. However, this filter causes a phase shift in the stereo composite signal, reducing the degree of separation between the left and right stereo signals and deteriorating the frequency characteristics. Although efforts are being made to compensate for this, complete compensation is nearly impossible.

斯る諸欠点を改善する回路として、第１図に示
すような構成のものが紹介されている。以下、こ
の回路（以下改良型回路と呼称する。）について
説明する。 A circuit having a configuration as shown in FIG. 1 has been introduced as a circuit for improving these drawbacks. This circuit (hereinafter referred to as an improved circuit) will be explained below.

図中、INは図示しない前段検波回路から出力
されるステレオコンポジツト信号を入力する入力
端、PCは位相比較回路、LPF１はローパスフイ
ルタ、VCOは電圧制御発振回路、DIVは分周回
路、WF１は分周回路DIVから出力されるサブキ
ヤリア周波数（38KHz）と同一周波数のサブキヤ
リアパルス信号ｓ_cから正相及び逆相のスイツチ
ング信号ａ及びを作る波形形成回路、Ｓ１はス
テレオコンポジツト信号を波形形成回路WF１か
らのスイツチング信号ａ及びによりスイツチン
グし左信号ｂ及び右信号を得るメインスイツチ
ング回路、LPF２，LPF３はローパスフイルタ、
Ｌ−OUTは左音声信号出力端、Ｒ−OUTは右音
声信号出力端を夫々示し、これらは通常のFMス
テレオ信号復調回路と同様に構成されている。こ
こで、PC→LPF１→VCO−DIVの系統は、パイ
ロツト信号周波数（19KHz）と同一周波数のパイ
ロツトパルス信号ｐ_tを分周回路DIVから取り出
して位相比較回路PCにフイードバツクすること
により、その発振周波数の安定化を図るようにし
たPLL（フエーズロツクトループ）発振回路を構
成している。 In the figure, IN is an input terminal for inputting a stereo composite signal output from a pre-detection circuit (not shown), PC is a phase comparison circuit, LPF1 is a low-pass filter, VCO is a voltage controlled oscillator circuit, DIV is a frequency dividing circuit, and WF1 is an input terminal. S1 is a waveform forming circuit that generates positive-phase and negative-phase switching signals a from a subcarrier pulse signal s _c of the same frequency as the subcarrier frequency (38KHz) output from the frequency divider circuit DIV, and S1 is a waveform forming circuit that generates a stereo composite signal. The main switching circuit obtains the left signal b and right signal by switching by the switching signal a and the switching signal from WF1, LPF2 and LPF3 are low pass filters,
L-OUT indicates a left audio signal output terminal, and R-OUT indicates a right audio signal output terminal, and these are constructed in the same manner as a normal FM stereo signal demodulation circuit. Here, in the PC→LPF1→VCO-DIV system, the pilot pulse signal _pt having the same frequency as the pilot signal frequency (19KHz) is taken out from the frequency divider circuit DIV and fed back to the phase comparator circuit PC, so that its oscillation frequency can be determined. It consists of a PLL (phase lock loop) oscillator circuit designed to stabilize the current.

そして更に、HPFはステレオコンポジツト信
号中から不用雑音分周波数_sを抽出するための
ハイパスフイルタ、Ｓ１２はハイパスフイルタ
HPFの出力信号を分周回路DIVより取り出される
サブキヤリアパルス信号ｓ_cのｎ倍の周波数を有
するｎ倍周波パルス信号ns_cでスイツチングして
不用雑音分周波数_sとｎ倍周波パルス信号ns_cと
のビートｂ_tを抽出するサブスイツチング回路、
Ａはビートｂ_tを、メインスイツチング回路Ｓ１
から出力される左・右信号ｂ，中に含まれる不
用雑音分周波数_sとサブキヤリア周波数_cの第
ｎ次高調波ｎ・_cとによつて生成する可聴周波
数領域のビートul_bと逆位相になるように増幅し
て打消ビートcp_bとする増幅回路、Ｍは打消ビー
トcp_bを左・右信号ｂ，に夫々適宜加えて不用
ビートul_bを打ち消す働きをもつ抵抗r₁〜r₄より成
るマトリクス回路を夫々示し、これらは図のよう
に構成されている。 Furthermore, HPF is a high-pass filter for extracting the unnecessary noise frequency _s from the stereo composite signal, and S12 is a high-pass filter.
The output signal of the HPF is switched with an n-fold frequency pulse signal ns _c having a frequency n times that of the subcarrier pulse signal s _c taken out from the frequency divider circuit DIV, and is converted into an unnecessary noise frequency _s and an n-fold frequency pulse signal ns _c . a sub-switching circuit that extracts the beat b _t of
A is beat b _t , main switching circuit S1
The left and right signals b output from the left and right signals b are in opposite phase to the beat ul _b in the audible frequency range generated by the unnecessary noise frequency _s contained therein and the nth harmonic n _c of the subcarrier frequency _c . M is a matrix consisting of resistors r ₁ to _{r 4} which has the function of adding _{the canceling beat cp b to} the left and right signals b as appropriate to cancel out the unnecessary beat ul _b . The circuits are shown respectively and are configured as shown.

以上の構成によれば、サブスイツチング回路Ｓ
１２及び増幅回路Ａにより作られた打消ビート
cp_bが左・右信号ｂ，に加えられる結果、サブ
キヤリア周波数_cの第ｎ次高調波ｎ・_cと不用
雑音分周波数_sとによつて生成する不用ビート
ul_bは左・右信号ｂ，中から除去されるから、
純粋な左・右音声信号が得られる。そしてこの改
良型回路には、その前段に不用雑音分周波数除去
用のローパスフイルタを設ける必要がないから、
該フイルタによつて生ずる位相偏移の影響で左右
ステレオ信号の分離度が低下したり、周波数特性
が悪化したりすることはなくなるのである。 According to the above configuration, the sub-switching circuit S
12 and the cancellation beat created by amplifier circuit A
As a result of adding cp _b to the left and right signals b, unnecessary beats are generated by the nth harmonic n・_c of the subcarrier frequency _c and the unnecessary noise frequency _s.
Since ul _b is removed from the left and right signals b,
Pure left and right audio signals can be obtained. This improved circuit does not require a low-pass filter to remove unnecessary noise frequencies before it.
This eliminates the possibility that the degree of separation between the left and right stereo signals will decrease or the frequency characteristics will deteriorate due to the influence of the phase shift caused by the filter.

しかしながら、この改良型回路では不用雑音分
周波数_sを通過させるためにハイパスフイルタ
HPFを用いているから、ここでやはり位相変移
が生ずる結果、サブスイツチング回路Ｓ１２にお
いてビートｂ_tを作る場合にスイツチングのタイ
ミングずれが生じ、従つて正確な打消ビートcp_b
が得られない。すなわち、むしろ当初の目的であ
る、SCAビート妨害あるいは隣接局ビート妨害
等のような不用雑音分周波数_sによる妨害の除
去を完全にはなし得ないという不都合な事態を招
来していた。 However, in this improved circuit, a high-pass filter is used to pass the unnecessary noise frequency _s .
Since the HPF is used, a phase shift also occurs here, resulting in a switching timing shift when creating the beat b _t in the sub-switching circuit S12, and therefore an accurate cancellation beat cp _b
is not obtained. In other words, this has resulted in an inconvenient situation in that it is not possible to completely eliminate interference caused by unnecessary noise frequency _s , such as SCA beat interference or adjacent station beat interference, which is the original objective.

本考案の目的は、上述のような従来の諸欠点を
なくしたFMステレオ信号復調回路を提供するこ
とにある。 An object of the present invention is to provide an FM stereo signal demodulation circuit that eliminates the conventional drawbacks as described above.

以下、本考案の一実施例につき第２図に基づい
て説明する。 Hereinafter, one embodiment of the present invention will be explained based on FIG. 2.

第２図中、第１図中と同一の符号を付した処
は、同一あるいは同等の構成要素・箇所・信号を
示し、その説明は省略する。 In FIG. 2, the same reference numerals as in FIG. 1 indicate the same or equivalent components, locations, and signals, and their explanations will be omitted.

WF２は分周回路DIVより出力されるｎ倍周波
パルス信号ns_cから正相及び逆相のスイツチング
信号ｃ及びを作る波形形成回路、Ｓ２はステレ
オコンポジツト信号Ｄ（ｔ）を波形形成回路WF
２から出力される２つのスイツチング信号ｃ及び
によりスイツチングしてｎ倍周波スイツチトコ
ンポジツト信号ｄ及びを出力するサブスイツチ
ング回路、LPF４，LPF５はサブスイツチング回
路Ｓ２の出力信号ｄ及び中に含まれる可聴周波
数領域外の信号成分をカツトして夫々信号d′及び
′とするローパスフイルタ、PIは位相反転回路、
ADDは加算回路、Ｆは増幅回路を夫々示す。な
お、これらの構成要素中、LPF４，LPF５，PI，
ADD′，Ｆの各部は打消ビートｅを出力する打消
ビート生成回路Ｂを成している。 WF2 is a waveform forming circuit that generates positive-phase and negative-phase switching signals _c from the n-fold frequency pulse signal ns c output from the frequency divider circuit DIV, and S2 is a waveform forming circuit WF that generates a stereo composite signal D(t).
The sub-switching circuits LPF4 and LPF5 output the n-fold frequency switched composite signal d by switching the two switching signals c and d output from the sub-switching circuit S2. PI is a phase inversion circuit; PI is a phase inversion circuit; PI is a phase inversion circuit;
ADD represents an adder circuit, and F represents an amplifier circuit. Furthermore, among these components, LPF4, LPF5, PI,
Each part of ADD' and F constitutes a cancellation beat generation circuit B that outputs a cancellation beat e.

以上の構成において、まずメインスイツチング
回路Ｓ１及びサブスイツチング回路Ｓ２に印加す
るステレオコンポジツト信号を、パイロツト信号
を除去した形の Ｄ（ｔ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）cosω_cｔ ＋αcosω_sｔ …(1) とする。但し、 Ｌ…左変調信号 Ｒ…右変調信号 ω_c…サブキヤリア角周波数（＝２π_c） αcosω_sｔ…不用雑音分 ω_s…不用雑音分瞬時角周波数（＝２π_s） である。なお、実際には位相比較回路PCにパイ
ロツト信号が印加されるのであるが、数式による
表現はここでは省略する。 In the above configuration, first, the stereo composite signal applied to the main switching circuit S1 and the sub-switching circuit S2 is converted into a form with the pilot signal removed, D(t)=(L+R)+(L-R) cosω _c t +αcosω _s t (1). However, L...Left modulation signal R...Right modulation signal _ωc ...Subcarrier angular frequency (= _2πc ) _αcosωst ...Unwanted noise _ωs ...Unwanted noise instantaneous angular frequency (= _2πs ). Note that although a pilot signal is actually applied to the phase comparator circuit PC, a mathematical expression will be omitted here.

波形形成回路WF１はサブキヤリアパルス信号
ｓ_cを入力して、正相及び逆相のスイツチング信
号ａ及びを出力する。 The waveform forming circuit WF1 inputs the subcarrier pulse signal s _c and outputs a positive phase and a negative phase switching signal a.

但し、a₀，ａ_nはフーリエ級数の初項及び第ｍ
項を示し、ｍ＝１，２，３，……とする。 However, a ₀ and a _n are the first term and the mth term of the Fourier series.
Let m=1, 2, 3, . . .

このスイツチング信号ａ及びによつて信号Ｄ
（ｔ）がスイツチングされると、左信号ｂ及び右
信号となる。 This switching signal a and signal D
When (t) is switched, it becomes a left signal b and a right signal.

ｂ＝ａ×Ｄ（ｔ） ＝a₀（Ｌ＋Ｒ）＋a₀（Ｌ−Ｒ）cosω_cｔ＋a₀αcosω_sｔ＋（Ｌ＋Ｒ）Σａ_ncosmω_cｔ ＋Ｌ−Ｒ／２Σａ_n｛cos（ｍ＋１）ω_cｔ＋cos（ｍ−１）ω_cｔ｝＋α／２Σａ_n｛cos （ｍω_c＋ω_s）ｔ＋cos（ｍω_c−ω_s）ｔ｝ ……(4) ＝×Ｄ（ｔ） ＝a₀（Ｌ＋Ｒ）＋a₀（Ｌ−Ｒ）cosω_cｔ＋a₀αcosω_sｔ＋（Ｌ＋Ｒ）Σ（−１）^mａ_ncosmω_cｔ ＋Ｌ−Ｒ／２Σ（−１）^mａ_n｛cos（ｍ＋１）ω_cｔ＋cos（ｍ＋１）ω_cｔ｝＋α／２Σ（−１）^m ａ_n｛cos（ｍω_c＋ω_s）ｔ＋cos（ｍω_c−ω_s）ｔ｝ ……(5) (4)，(5)両式から判るように、信号ｂ及びには
α／２ａ_ncos（ｍω_c−ω_s）ｔなる信号分、すなわち サブキヤリア周波数の第ｍ次高調波（ｍ＝１，
２，３，…）と不用雑音分との周波数干渉による
ビートが含まれているから、ここで問題としてい
るサブキヤリア周波数の第ｎ次高調波（ｎは特定
の整数）と不用雑音分との周波数干渉による可聴
周波数領域の不用ビートも、当然前記ビート中に
ｇ＝α／２ａ_ocos（ｎω_c−ω_s）ｔなる形で含まれて いることになる。 b = a × D(t) = _a0 (L + R) + _a0 (L - R) cos _ωc t + _a0 αcos _ωs t + (L + R) Σa _n cosm _ωc t + L - R / 2Σa _n {cos (m + 1) _ωc t + cos (m - 1) _ωc t} + α / 2Σa _n {cos (m _ωc + _ωs ) t + cos (m _ωc - _ωs ) t} …… (4) = × D(t) = _a0 (L + R) + _a0 (L - R) cos _ωc t + _a0 αcos _ωs t + (L + R) Σ (- 1) ^m a _n cosm _ωc t + L - R / 2Σ (- 1) ^m a _n {cos (m + 1) _ωc t + cos (m + 1) _ωc As _can be seen from both equations (4) and (5 ₎ , the signal b and _the signal _{c each have a signal component of α/2a n} ^cos ( _{mωc −ωs )} t, that is, the m-th harmonic ( _m =1,
Since the beats due to frequency interference between the nth harmonic (n is a specific integer) of the subcarrier frequency in question and unused noise are included, the unnecessary beats in the audible frequency range due to frequency interference between the nth harmonic (n is a specific integer) of the subcarrier frequency in question and unused noise are also naturally included in the beats in the form g = α/2a _cos ( _nωc - _ωs )t.

一方、波形形成回路WF２から出力される正相
及び逆相のｎ倍周波スイツチング信号ｃ及び
は、サブキヤリア周波数のｎ倍の周波数をもつｎ
倍周波パルス信号ns_cから作られる故、次のよう
な信号となる。 On the other hand, the positive-phase and negative-phase n-times frequency switching signals c outputted from the waveform forming circuit WF2 are n times the frequency of the subcarrier frequency.
Since it is created from the double frequency pulse signal ns _c , the signal is as follows.

但し、c₀，ｃ_kはフーリエ級数の初項及び第ｋ
項を示し、ｋ＝１，２，３，……とする。 However, c ₀ and c _k are the first term and the kth term of the Fourier series.
Let k=1, 2, 3, . . .

このスイツチング信号ｃ及びによつて信号Ｄ
（ｔ）をスイツチングすると、ｎ倍周波スイツチ
トコンポジツト信号ｄ及びが得られる。 This switching signal c and signal D
(t), an n-fold frequency switched composite signal d and is obtained.

ｄ＝ｃ×Ｄ（ｔ） ＝c₀（Ｌ＋Ｒ）＋c₀（Ｌ−Ｒ）cosω_cｔ＋c₀αcosω_sｔ＋（Ｌ＋Ｒ）Σｃ_kcosnkω_cｔ ＋Ｌ−Ｒ／２Σｃ_k｛cos（nk＋１）ω_cｔ＋cos（nk−１）ω_cｔ｝＋α／２Σｃ_k｛cos（nkω_c ＋ω_s）ｔ＋cos（nkω_c−ω_s）ｔ｝ ……(8) ＝×Ｄ（ｔ） ＝c₀（Ｌ＋Ｒ）＋c₀（Ｌ−Ｒ）cosω_cｔ＋c₀αcosω_cｔ＋（Ｌ＋Ｒ）Σ（−１）^kｃ_kcosnkω_cｔ ＋Ｌ−Ｒ／２Σ（−１）^kｃ_k｛cos（nk＋１）ω_cｔ＋cos（nk＋１）ω_cｔ｝＋α／２Σ（−１）^kｃ_k ｛cos（nkω_c＋ω_s）ｔ＋cos（nkω_c−ω_s）ｔ｝ ……(9) これらの信号ｄ及びを、夫々ローパスフイル
タLPF４及びLPF５に通して可聴周波数領域外の
信号成分をカツトすると、夫々信号d′及び′が得
られる。 d=c×D(t) =c ₀ (L+R)+c ₀ (L-R)cosω _c t+c ₀ αcosω _s t+(L+R)Σc _k cosnkω _c t +L-R/2Σc _k {cos(nk+1)ω _c t+cos (nk-1)ω _c t}+α/2Σc _k {cos(nkω _c +ω _s )t+cos(nkω _c −ω _s )t} ……(8) =×D(t) =c ₀ (L+R)+c ₀ (L-R) cosω _c t+c ₀ αcosω _c t+(L+R)Σ(-1) ^k c _k cosnkω _c t +L-R/2Σ(-1) ^k c _k {cos(nk+1)ω _c t+cos(nk+1)ω _c t}+α/2Σ(-1) ^k c _k {cos(nkω _c +ω _s )t+cos(nkω _c −ω _s )t} ...(9) These signals d and are passed to low-pass filters LPF4 and LPF5, respectively. By cutting out the signal components outside the audible frequency range through the filter, signals d' and ' are obtained, respectively.

d′＝c₀（Ｌ＋Ｒ）＋α／２c₁cos（ｎω_c−ω_s）ｔ…(1
0) ′＝c₀（Ｌ＋Ｒ）−α／２c₁cos（ｎω_c−ω_s）ｔ…(
11) (10)，(11)両式を見ると、信号d′及び′は、主信
号
（左信号Ｌと右信号Ｒとの和）のほかに、ｎ倍周
波スイツチング信号ｃあるいはと不用雑音分と
の周波数干渉によるビート成分α／２c₁cos（ｎω_c− ω_s）ｔを含んでいる。そしてこのビート成分
は、前述した信号ｂ及びに含まれる可聴周波数
領域の不用ビートｇと同一周波数を有する信号で
あることが判る。そこで、これらの信号d′及び
′のうち、信号d′を位相反転回路PIに通し、その
出力信号と信号′とを加算回路ADDで加え合わ
せ、更に増幅回路Ｆで適当に増幅してやれば前述
の不用ビートｇとは逆位相の打消ビートｅが得ら
れる。d′=c ₀ (L+R)+α/2c ₁ cos(nω _c −ω _s )t…(1
0) ′=c ₀ (L+R)−α/2c ₁ cos(nω _c −ω _s )t…(
11) Looking at both equations (10) and (11), in addition to the main signal (the sum of the left signal L and the right signal R), the signals d′ and ′ include the n-fold frequency switching signal c or unnecessary noise. It includes a beat component α/2c ₁ cos(nω _c - ω _s )t due to frequency interference with the frequency. It can be seen that this beat component is a signal having the same frequency as the unnecessary beat g in the audible frequency range included in the above-mentioned signals b and . Therefore, out of these signals d' and ', the signal d' is passed through the phase inversion circuit PI, the output signal and the signal ' are added together in the adder circuit ADD, and further amplified appropriately in the amplifier circuit F to obtain the above-mentioned result. A cancellation beat e having an opposite phase to the unnecessary beat g is obtained.

ｅ＝（−d′＋′）×β ＝−αβc₁cos（ｎω_c−ω_s）ｔ ＝−γcos（ｎω_c−ω_s）ｔ …(12) 但し、βは増幅回路Ｆの増幅度、γ（＝αβ
c₁）は定数である。 e=(−d′+′)×β=−αβc ₁ cos(nω _c −ω _s )t =−γcos(nω _c −ω _s )t …(12) However, β is the amplification degree of the amplifier circuit F, γ(=αβ
c ₁ ) is a constant.

こうして得た打消ビートｅをマトリクス回路Ｍ
中の抵抗r₁〜r₄で適宜レベル調整した左信号ｂ及
び右信号（(4)，(5)両式参照）に夫々加えた後、
可聴周波数領域外の信号成分をローパスフイルタ
LPF２及びLPF３でカツトしてやれば次のような
左音声信号Ｌ及び右音声信号Ｒを得る。 The cancellation beat e obtained in this way is transferred to the matrix circuit M
After adding them to the left signal b and the right signal (see both equations (4) and (5)) whose levels have been adjusted appropriately with the resistors r ₁ to r ₄ inside,
Low-pass filter signal components outside the audible frequency range
By cutting with LPF2 and LPF3, the following left audio signal L and right audio signal R are obtained.

Ｌ＝a₀（Ｌ＋Ｒ）＋ａ_１／２（Ｌ−Ｒ）…(13) Ｒ＝a₀（Ｌ＋Ｒ）−ａ_１／２（Ｌ−Ｒ）…(14) すなわち、（13），（14）両式から明らかなよう
に、両信号Ｌ及びＲは、サブキヤリア周波数_c
の第ｎ次高調波と不用雑音分周波数_sとによる
可聴周波数領域の不用ビートｇが完全に相殺され
た純粋な信号となるのである。 L=a ₀ (L+R)+a ₁ /2(L-R)...(13) R=a ₀ (L+R)-a _1/2 (L-R)...(14) That is, (13), (14) As is clear from both equations, both signals L and R have a subcarrier frequency _c
The result is a pure signal in which the unnecessary beats g in the audible frequency range due to the n-th harmonic and the unnecessary noise frequency _s are completely canceled out.

なお、本実施例において、メインスイツチング
回路Ｓ１から出力される左信号ｂ及び右信号を
一度ローパスフイルタ（ローパスフイルタLPF
４，LPF５と同等のもの）に通してからマトリク
ス回路へ入力させてもよい。この場合、フイルタ
は図示Ｘ点に挿入する。 In this embodiment, the left signal b and the right signal output from the main switching circuit S1 are once passed through a low pass filter (low pass filter LPF).
4, equivalent to LPF5) and then input to the matrix circuit. In this case, the filter is inserted at the point X shown in the figure.

次に、本考案の他の実施例につき第３図に基づ
いて説明する。 Next, another embodiment of the present invention will be described based on FIG. 3.

第３図中、前記実施例（第２図参照）と同一の
符号を付した処は、同一あるいは同等の構成要
素・箇所・信号を示し、その説明は省略する。 In FIG. 3, the same reference numerals as in the embodiment (see FIG. 2) indicate the same or equivalent components, locations, and signals, and the explanation thereof will be omitted.

この実施例では、打消ビート生成回路Ｂの入力
信号に、メインスイツチング回路Ｓ１から出力さ
れる左信号ｂ及び右信号と、サブスイツチング
回路Ｓ２の出力信号とを用いる点が前記実施例
と異なる。また、波形形成回路WF２はスイツチ
ング信号のみを出力し、従つてサブスイツチン
グ回路Ｓ２の出力信号はｎ倍周波スイツチトコン
ポジツト信号のみである点も前記実施例とは異
なる。なお、打消ビート生成回路中のｍはマトリ
クス回路である。 This embodiment differs from the previous embodiment in that the left signal b and right signal output from the main switching circuit S1 and the output signal of the sub-switching circuit S2 are used as input signals to the cancellation beat generation circuit B. . Another difference from the previous embodiment is that the waveform forming circuit WF2 outputs only a switching signal, and therefore the output signal of the sub-switching circuit S2 is only an n-fold frequency switched composite signal. Note that m in the cancellation beat generation circuit is a matrix circuit.

かような構成において、メインスイツチング回
路Ｓ１に印加されたステレオコンポジツト信号Ｄ
（ｔ）はスイツチング信号ａ及びによりスイツ
チングされて、前記実施例と同様に左信号ｂ及び
右信号となる（(4)，(5)両式参照）。これらの左
信号ｂ及び右信号を加算回路ADDで加え合わ
せ、更に可聴周波数領域のみを通過させるローパ
スフイルタLPF４に通すと、信号ｈを得る。 In such a configuration, the stereo composite signal D applied to the main switching circuit S1
(t) is switched by the switching signals a and becomes the left signal b and the right signal as in the previous embodiment (see both formulas (4) and (5)). When these left signal b and right signal are added by an adder circuit ADD and further passed through a low pass filter LPF4 that passes only the audible frequency range, a signal h is obtained.

ｈ＝2a₀（Ｌ＋Ｒ） …(15) 一方、サブスイツチング回路Ｓ２においてスイ
ツチング信号によりスイツチングされたステレ
オコンポジツト信号Ｄ（ｔ）はｎ倍周波スイツチ
トコンポジツト信号となり、更にローパスフイ
ルタLPF５を通過して信号′となる（(11)式参
照）。 h=2a ₀ (L+R) ...(15) On the other hand, the stereo composite signal D(t) switched by the switching signal in the sub-switching circuit S2 becomes an n-fold frequency switched composite signal, and further passes through the low-pass filter LPF5. becomes the signal ′ (see equation (11)).

次に、信号ｈを位相反転回路PIに通して、180
゜位相をずらした後、マトリクス回路ｍの抵抗r₅
及びr₆によつて信号′と適当な比率で加算して
（Ｌ＋Ｒ）の項を消去してやれば、前述の不用ビ
ートｇとは逆位相の打消ビートｅが得られる。 Next, the signal h is passed through the phase inversion circuit PI, and the 180
゜After shifting the phase, the resistance r of the matrix circuit m ₅
By adding the signal ' and r ₆ at an appropriate ratio to eliminate the term (L+R), a cancellation beat e having an opposite phase to the above-mentioned unnecessary beat g can be obtained.

ｅ＝−δcos（ｎω_c−ω_s）ｔ …(16) 但し、δは抵抗r₅及びr₆によつて決まる定数で
ある。 e=-δcos( _nωc - _ωs )t...(16) However, δ is a constant determined by the resistances _r5 and _r6 .

こうして得た打消ビートｅをマトリクス回路Ｍ
中の抵抗r₁〜r₄で適宜レベル調整して左信号ｂ及
び右信号（(4)，(5)両式参照）に夫々加えた後、
可聴周波数領域外の信号成分をローパスフイルタ
LPF２及びLPF３でカツトしてやれば、前記実施
例の場合と同様、サブキヤリア周波数_cの第ｎ
次高調波と不用雑音分周波数_sとによる可聴周
波数領域の不用ビートｇが完全に相殺された純粋
な左音声信号Ｌ及び右音声信号Ｒ（（13），（14）
両式参照）が得られるのである。 The cancellation beat e obtained in this way is transferred to the matrix circuit M
After adjusting the level appropriately with the resistors r ₁ to _{r 4} inside and adding it to the left signal b and right signal (see both equations (4) and (5)),
Low-pass filter signal components outside the audible frequency range
If the cut is performed by LPF2 and LPF3, the nth subcarrier frequency _c will be
Pure left audio signal _L and right audio signal R ((13), (14)
(see both equations) is obtained.

なお、本実施例において、ローパスフイルタ
LPF４を図示の位置から加算回路ADDの入力端
部分（図示Ｙ点）あるいはメインスイツチング回
路Ｓ１の出力端部分（図示Ｚ点）に移しても良
い。この場合、フイルタが２個必要となることは
いうまでもない。 Note that in this example, a low-pass filter is used.
The LPF 4 may be moved from the illustrated position to the input end portion of the adder circuit ADD (point Y in the figure) or the output end portion of the main switching circuit S1 (point Z in the figure). In this case, it goes without saying that two filters are required.

以上詳細に述べたように、本考案に係るFMス
テレオ信号復調回路によれば、復調用スイツチン
グ回路の前段にSCA信号あるいは隣接局による
ビート成分等の不用雑音分を除去するための専用
除去フイルタを設けなくとも、不用雑音分周波数
とサブキヤリア周波数の第ｎ次高調波とによつて
生ずる可聴周波数領域の不用ビートを確実に除去
することができる。従つて前記専用除去フイルタ
の使用に伴う位相偏移が全くなくなり、ステレオ
信号の左右分離度の低下、あるいは不用ビート相
殺用打消ビートの不正確化等の幣害を完全になく
すことが可能となるのである。また左右信号中の
不用ビートを相殺する操作過程において、斯る操
作の与えられるべき信号中に含まれている可聴周
波数領域外の信号成分を、あらかじめローパスフ
イルタによつて除去する構成としているから、位
相反転回路や加算回路等のダイナミツクレンジを
大きくとらなくとも充分な増幅度を得ることがで
き、設計も容易となるという利点もある。 As described in detail above, according to the FM stereo signal demodulation circuit according to the present invention, a dedicated removal filter for removing unnecessary noise components such as SCA signals or beat components from adjacent stations is provided in the front stage of the demodulation switching circuit. Even if it is not provided, unnecessary beats in the audible frequency range caused by the unnecessary noise frequency and the n-th harmonic of the subcarrier frequency can be reliably removed. Therefore, there is no phase shift caused by the use of the dedicated removal filter, and it is possible to completely eliminate problems such as a decrease in left-right separation of the stereo signal or inaccuracy of the cancellation beat for canceling the unnecessary beats. It is. In addition, in the process of canceling unnecessary beats in the left and right signals, signal components outside the audible frequency range included in the signals to be subjected to such operation are removed in advance by a low-pass filter. Another advantage is that a sufficient amplification degree can be obtained without increasing the dynamic range of the phase inverter circuit, adder circuit, etc., and the design is easy.

このように、本考案に係るFMステレオ信号復
調回路は、数多の優れた特長を具有するものであ
る。 As described above, the FM stereo signal demodulation circuit according to the present invention has many excellent features.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

図面は不用雑音分によるビート妨害を除去する
回路を備えたFMステレオ信号復調回路に係り、
第１図は従来の改良型回路の一例、第２図は本考
案の一実施例、第３図は本考案の他の実施例を
夫々示す回路ブロツク図である。 IN……入力端、PC……位相比較回路、LPF１
〜５……ローパスフイルタ、VCO……電圧制御
発振回路、DIV……分周回路、WF１，２……波
形形成回路、Ｓ１……メインスイツチング回路、
Ｓ２……サブスイツチング回路、Ｍ……マトリク
ス回路、r₁〜r₆……抵抗、Ｂ……打消ビート生成
回路、ADD……加算回路、PI……位相反転回
路、Ｆ……増幅回路、ｍ……マトリクス回路、Ｌ
−OUT……左音声信号出力端、Ｒ−OUT……右
音声信号出力端。 The drawing relates to an FM stereo signal demodulation circuit equipped with a circuit for removing beat interference caused by unnecessary noise.
FIG. 1 is a circuit block diagram showing an example of a conventional improved circuit, FIG. 2 is a circuit block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a circuit block diagram showing another embodiment of the present invention. IN...Input terminal, PC...Phase comparison circuit, LPF1
~5...Low pass filter, VCO...Voltage controlled oscillation circuit, DIV...Divider circuit, WF1, 2...Waveform forming circuit, S1...Main switching circuit,
S2...Sub-switching circuit, M...Matrix circuit, _r1 to _r6 ...Resistor, B...Cancellation beat generation circuit, ADD...Addition circuit, PI...Phase inversion circuit, F...Amplification circuit, m...matrix circuit, L
-OUT...Left audio signal output terminal, R-OUT...Right audio signal output terminal.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] FMステレオコンポジツト信号をサブキヤリア
周波数と同一の周波数を有し且つその位相が異な
る２つのスイツチング信号でスイツチングして左
信号及び右信号を得る第１のスイツチング回路
と、FMステレオコンポジツト信号をサブキヤリ
ア周波数の整数ｎ倍（ｎ≧２）の周波数を有する
１つもしくは位相が異なる２つのｎ倍周波スイツ
チング信号でスイツチイングして１つもしくは２
つのｎ倍周波スイツチトコンポジツト信号を得る
第２のスイツチング回路と、前記スイツチング信
号及び前記ｎ倍周波スイツチング信号を作るスイ
ツチング信号発生回路と、前記左信号、前記右信
号及び前記ｎ倍周波スイツチトコンポジツト信号
の全部あるいは一部を入力して不可聴周波数領域
信号分を除去した後、位相反転、加算、減算、増
幅等の操作を加えることにより前記左信号及び前
記右信号に混入する前記サブキヤリアの高調波成
分と不用雑音分との周波数干渉によつて生ずる可
聴周波数領域の不用ビートと逆位相の打消ビート
を作る打消ビート生成回路と、この打消ビート生
成回路の出力信号を前記左信号及び前記右信号に
適宜加算して前記不用ビートを打ち消すマトリク
ス回路とを具備して成ることを特徴とするFMス
テレオ信号復調回路。 A first switching circuit that obtains a left signal and a right signal by switching the FM stereo composite signal with two switching signals that have the same frequency as the subcarrier frequency and different phases; One or two n-fold frequency switching signals having a frequency that is an integer n times (n≧2) or two n-fold frequency switching signals with different phases are used.
a second switching circuit for generating two n-fold frequency switch composite signals; a switching signal generating circuit for generating the switching signal and the n-fold frequency switching signal; and a second switching circuit for generating the switching signal and the n-fold frequency switching signal; After inputting all or part of the composite signal and removing the inaudible frequency domain signal, operations such as phase inversion, addition, subtraction, and amplification are performed to obtain the subcarrier that is mixed into the left signal and the right signal. a cancellation beat generation circuit that generates a cancellation beat with a phase opposite to the unnecessary beat in the audible frequency range caused by frequency interference between harmonic components and unnecessary noise components; An FM stereo signal demodulation circuit comprising: a matrix circuit that cancels out the unnecessary beats by appropriately adding them to the right signal.