JPS6219086B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は広帯域移相装置に関するもので、周波
数依存性の少ない移相回路手段を提供すること、
およびこの移相回路手段を用いてくし型フイルタ
特性の周波数軸に関する平行移動を可能とするこ
とを目的とする。

本発明の装置はベクトル合成型位相変調器の変
形と考えられるので、まず原理を簡単に説明す
る。

第１図は従来使用されているアームストロング
位相変調回路である。第１図において、トランジ
スタTR１のベースに搬送波信号Ｅ１を加える
と、トランジスタTR１のコレクタ側のコイルＬ
１およびコンデンサＣ１より成る並列共振回路の
両端に増幅された搬送波信号が得られる。この信
号と同位相の信号は、抵抗Ｒ２を介してトランジ
スタTR２のコレクタに加わる。一方、コンデン
サＣ２，Ｃ３、抵抗Ｒ１よりなる移相回路で前記
搬送波信号Ｅ１よりφ度移相された搬送波信号は
トランジスタTR２のベースに加えられ、トラン
ジスタTR２のコレクタ側には（180−φ）度の搬
送波信号が得られるため、先に説明した基準位相
０度の信号と合成された信号が出力端子OUTに
得られる。

一方、変調信号Ｅ２によつてトランジスタTR
２の利得が変化するため、前記した（180−φ）
度の搬送波信号成分の振幅が変化し、合成信号の
位相が、変調信号Ｅ２に従つて変化することにな
る。

第２図はこの関係をベクトル図で示したもの
で、OAは基準ベクトル、これをＥ_Aexp（ωｔ）
とすると（180−φ）度移相した信号のベクトル
OBは｛Ｅ_Bexp（ωｔ＋180゜−φ゜）｝で表わさ
れる。

このときの合成ベクトルOCの位相角θ_１は θ_１＝tan^-1｛Ｅ_Ｂｓｉｎφ／Ｅ_Ａ−Ｅ_Ｂｃｏｓφ
｝……………(1) として表わされる。いま変調信号Ｅ２によりＥ_B
がＥ_B′となり、第２図のベクトルがOB′となれ
ば、合成ベクトルOC′の位相角θ_２は θ_２＝tan^-1｛Ｅ_Ｂ′ｓｉｎφ／Ｅ_Ａ−Ｅ_Ｂ′ｃｏ
ｓφ｝……………(2) となり、Ｅ_B′＞Ｅ_Bの場合、θ_２＞θ_１となるた
め位相角変調の目的を達する。このように変調信
号Ｅ２により位相角が可変できるので、第１図の
回路は可変位相器としても使用できる。この場合
の合成ベクトル移相量θは、Ｅ１の周波数が変化
するとＣ２，Ｒ１，Ｃ３より成る移相回路の移相
量φが変化するため(1)、(2)式からも明らかなよう
にθ_１からθ_２への変化量が異なつてくる。従つ
て、この回路では、一定の移相量を得る為には、
周波数によつて制御量を変える必要があり、広帯
域で使用できない欠点が生じる。

この欠点を除去するものとして以下に述べるよ
うな移相回路が提案されている。この移相回路
は、通常の移相回路と異なり移相回路の出力を二
組取出すようにして、この二つの出力の一方を基
準信号として用い、他の一方を移相信号として用
いている。すなわち、二信号間の相対位相差を一
定とすることができれば広帯域移相器として使用
できる点に着目したものである。

第３図はその原理を説明するためのベクトル図
である。第３図において、OAおよびOBは振幅が
等しく位相の反転したベクトルを表わしており、
いまこの振幅を１とすると、OAを基準として、 Ｅ〓_A＝exp（J0゜） ……………(3) Ｅ〓_Bexp（j180゜） ……………(4) と表わされる。いまOAに対して振幅がＫで任意
の角度αだけ移相したベクトルOCを考えると、
同様にして Ｅ〓_C＝Kexp（−ｊα） ……………(5) と表わされる。

OAとOCの合成ベクトルをOGとし、OBとOC
の合成ベクトルをOFとすると、OFとOG間の角
度βは、三角形OFGの各辺の関係より、 となり、またOFとOGの振幅比Ｒ（デジベル）は となる。振幅Ｋ＝１の場合は(6)式よりαの値に関
係なくβ＝90゜となる。ただし、OFとOGの振幅
比は(7)式より となる。第４図は(8)式の関係を表わすグラフであ
る。振幅変動を抑える簡単な手段として、リミツ
タ回路を利用すれば20デジベル程度の振幅変動を
抑圧することは容易であるから第４図より、Ｅ〓_A
に対するＥ〓_Cの位相角αは約10度〜170度の範囲が
許容できることになる。たとえばα＝10度とする
と50MHzで必要な移相用同軸ケーブルの長さ
は、短縮率を67％とすれば約11.2cmとなり、この
長さがα＝170度となる周波数は850MHzであ
る。すなわち、リミツタ回路を使用すれば、
50MHzから850MHzの広帯域にわたつて90゜の位
相差を与える広帯域移相回路が実現できる。ただ
し、この場合は第３図に示したOA，OBが180度
の位相差を持ち、互いの振幅が等しいとして考え
ているので、この仮定が成立つ範囲で実際に使用
できることになる。

第５図は特性インピーダンスが150オームの平
行線路をコアに巻付けた伝送線路型平衡不平衡変
換トランスによつて逆位相等振幅を得た特性の例
である。

第５図より明らかなように、位相誤差は
50MHz〜700MHzの間で180゜５゜以内であり、
振幅比の変動は1dB以内である。

第６図は第５図の特性を得た測定回路を示して
いる。第６図において、Ｔ１は前述の平衡不平衡
変換トランスで、不平衡側入力端子Ｐに信号Ｅ〓_３
を印加すると、平衡側端子Ｑ，Ｓの各々とアース
間に接続した負荷抵抗Ｒ３，Ｒ４の両端にはそれ
ぞれ出力電圧Ｅ〓_４，Ｅ〓_５が得られる。この出力電
圧Ｅ〓_４，Ｅ〓_５が第３図のＥ〓_A，Ｅ〓_Bに対応する。

第７図は、第６図の構成で得た出力電圧Ｅ〓_４，
Ｅ〓_５に対して第３図のＥ〓_Cに相当する電圧を印加
するために平衡不平衡変換トランスＴ２の不平衡
側端子Ｐに接続した同軸ケーブルＬによつて入力
信号Ｅ〓_８を移相して、平衡不平衡変換トランスＴ
２の平衡側中点端子Ｘに印加した例である。前記
同軸ケーブルＬの出力側と平衡不平衡変換トラン
スＴ２の中点Ｘ間に挿入された抵抗Ｒ７，Ｒ８，
Ｒ９は平衡不平衡変換トランスＴ２の挿入損失と
等しい値の損失を与えるための減衰器であるが、
実際には平衡不平衡変換トランスＴ２の挿入損失
は周波数によつて変化しているので広い周波数帯
で使用する場合には、周波数依存性のあるインダ
クタンス、コンデンサなどを必要に応じて挿入す
る。第７図中、Ｃ４で示したコンデンサは、その
一例である。このようにして振幅等化を行なえば
広帯域にわたつて90度の位相差を有する二つの信
号出力Ｅ〓_６，Ｅ〓_７を得ることができる。

第８図は第３図に示すＥ〓_Cを平衡不平衡変換ト
ランスＴ３の平衡側中点に加えないで、平衡側出
力端子Ｑ，Ｓから180度位相の異なる信号号Ｅ〓_A，
Ｅ〓_Bを得たのち、抵抗R₁₅，R₁₆，R₁₇，R₁₈，R₁₉，
R₂₀で構成した抵抗加算器でＥ〓_Cを加え、合成出力
電圧Ｅ〓_９，Ｅ〓₁₀を得ものである。第８図の構成の
方が第７図に比して平衡不平衡変換トランスＴ３
の出力インピーダンス変動の影響が少ないので広
帯域特性が良好になる。実験によれば、第８図の
回路構成で、振幅等化用コンデンサＣ５を使用し
ない状態でも10MHzから80MHzの周波数帯で90
゜±５゜以内の相対位相差が得られている。振幅
等化を完全に行なうと90゜の位相差を持つた出力
信号が常に得られることは原理からも明らかであ
る。

第９図、振幅等化を完全に行なうためにＥ〓_A，
Ｅ〓_B，Ｅ〓_Cの各々の信号成分の振幅を揃えるリミツ
タ回路を第８図の回路に附加した例である。

第９図においてＮ１，Ｎ２，Ｎ３はそれぞれリ
ミツタ回路である。この部分には受動的リミツタ
回路を使用してもよいし、また増幅作用を持つリ
ミツタ増幅器、あるいは一定の基準電圧を参照し
ながら一定の出力レベルを得る自動利得制御型増
幅器を使用しても良い。ただし回路構成が複雑に
なるので附加する回路部の位相特性に充分注意す
る必要がある。Ｅ〓_９，Ｅ〓₁₀の出力電圧も同様に振
幅を一定にするためのリミツタ回路Ｎ４，Ｎ５を
通せば前述のような出力信号のレベル比が変動し
ないので好都合である。

本発明は、第３図のＥ〓_Cの位相角αを90゜附近
に設定すれば、第４図から明らかなように振幅の
偏差が少なくなることを利用して第７図、第８図
に示したような広帯域移相回路を二段に組合わせ
たものである。以下その一実例を第１０図を用い
て説明する。

第１０図において、第１の平衡不平衡変換トラ
ンスＴ４の平衡側出力端子Ｑ，Ｓには第７図と同
様に互いにほぼ90度の位相差を有する信号が得ら
れる。この出力信号の一方を入力信号として第２
の平衡不平衡変換トランスＴ５の入力端子P′に加
え、他方の出力信号を移相した信号（第３図のＥ〓
_Ｃに相当）として使用すると端子Ｖ，Ｗには振幅
が等しく位相差90度の信号Ｅ〓₁₃，Ｅ〓₁₄が得られる
ことになる。こうすることによりリミツタ回路は
不要になる。

以上の例では広帯域にわたつて直交した信号を
得る手段について述べてきたが、次に第３図で｜
Ｅ〓_A｜＝｜Ｅ〓_B｜＝１、｜Ｅ〓_C｜＝Ｋとして位相角
αに対する合成ベクトル間位相差βについて考え
ると、(6)式によつて種々のＫの値に対して第１１
図に示すような関係が得られる。

第１１図では横軸α度、縦軸β度でパラメータ
は20logKである。第１１図より振幅偏差が±1dB
程度であれば、α＝40゜〜160゜の範囲でβの偏
差が90゜±10゜以下であり、図示していないが、
計算によれば振幅偏差が±0.5dB程度であればα
＝40゜〜160゜の範囲でβの偏差が90゜±５゜以
下となることがわかる。また第１１図を参照する
と振幅偏差が大きいときはβは90゜から大きく異
なつて来るが、βのαに対する依存性はα＝45゜
〜135゜の範囲内では少なくなつていることがわ
かる。

第１２図は、振幅比20logKに対してβの絶対
値が変化する様子を図示したもので、実線で示し
たグラフはα＝90゜の場合を示し、点線で示した
グラフはα＝45゜または135゜の場合を示してい
る。

第１２図から、合成位相角βは20logKの値を
−10dBから＋10dBまで変化させたとき35゜から
145゜まで変化し、しかもβのαへの依存度が低
いことがわかる。このことから広帯域にわたつて
振幅の調整のみで相対出力位相を広範囲に変化し
得る広帯域移相器が実現できることがわかる。第
１１図または第１２図から明らかなように移相制
御範囲、制御感度ともαが０゜〜45゜または135
゜〜180゜の範囲にあるときの方が大きくなる
が、第４図に示したように、このような範囲では
合成出力ベクトル間の振幅誤差が大きくなるため
リミツタ回路、自動利得制御機能付増幅回路を付
加する必要があり、回路が若干複雑になるため第
１０図に示したような回路手段を用いて伝送帯域
の中心周波数域においてほぼα＝90゜となるよう
に使用する方が好都合である。

第１３図は第１０図に示した回路の抵抗Ｒ２
１，Ｒ２２，Ｒ２３より成る固定減衰器部を可変
抵抗素子で置換した例である。第１０図と異なる
点についてのみ説明すると、Ｃ９，Ｃ１０は直流
阻止用コンデンサで使用周波数帯では充分低いイ
ンピーダンスを呈する。Ｄ１はPINダイオードで
電流制御型可変抵抗素子として作動する。Ｌ４は
高周波阻止用チヨークコイル、Ｒ２４は電流帰路
および電流制限用抵抗である。

上記構成において、直流可変電源Ｅ_Bによりダ
イオードＤ１に一定の直流電流を流すとダイオー
ドＤ１は電流値に応じて一定の抵抗値を示すので
可変減衰器として働くことになる。この結果、直
流可変電源Ｅ_Bの電圧を加減することによつて出
力電圧Ｅ〓₁₅，Ｅ〓₁₆間の相対位相差が周波数にほと
んど関係なく広範囲に変化できる。

次のこのような広帯域移相装置の応用について
述べる。第１４図は従来使用されているくし形フ
イルタの原理的な図を示している。

第１４図において、DL１は遅延時間tdの遅延
線路、Ｒ２５は直接信号加算用および振幅等化用
の抵抗である。

いま入力端子に周波数の入力信号Einを加え
ると、遅延線路入力部の振幅を１とすると、入力
信号Einはexp（j0）で表わされるから遅延線路
DL１を通過した信号はAexp（−j360゜××
td）で表わされる。ただしＡは遅延線路DL１の
通過損失によつて決まる定数である。いま抵抗Ｒ
２５の値を適当に選んで遅延線路DL１の出力端
子にAexp（j0）を加算すると出力合成信号Eout
は、 Eout＝Ａ｛exp（j0）＋exp（−j360゜td）｝
…(9) で表わされる。(9)式より｜Eout｜が最初に零と
なる周波数はexp（−j360゜₁td）＝exp（−j180
゜）より_１＝１／２ｔｄで、次に零となる周波数は exp（−j360゜₂td）＝exp（−j540゜）より _２＝１．５／ｔｄとなり、以後周波数間隔（１／ｔ
ｄ） 毎に出力信号振幅が零となる。

このようにしてくし形フイルタ特性が得られる
が、この場合の問題点としては、遅延時間tdを定
めると、くし形フイルタ特性の繰返し周期が定ま
るとともに振幅デイツプ点周波数も定まつてしま
うことが挙げられる。高周波帯で使用するくし型
フイルタは信号処理のためにデイツプ点周波数を
任意の周波数に移動させる必要があることが多い
ので、このようなくし形特性の平行移動を行なう
には(9)式を参照して、 Eout＝Ａ｛exp（−ｊθ）＋exp（−j360゜
td）｝ …(10) または Eout＝Ａ〔exp（j0）＋exp｛−ｊ（360゜td ＋θ）｝〕 …………(11) とする必要があり、しかも(10)または(11)式のθの値
は周波数に無関係でないとくし形フイルタ特性の
繰返し周期が（１／ｔｄ）にならないばかりでなく、周 波数によつて変化してしまうことになるので不都
合である。

従つて通常使用されている周波数依存性の強い
移相回路でなく、本発明の広帯域移相回路を利用
すると初期の目的を容易に達することができる。

第１５図はその原理的構成例を示したものであ
る。第１５図において、Ｍ２は本発明の広帯域可
変移相回路で、電源Ｅ_Bを変化させるとθが可変
できる。DL２は遅延線路、Ｒ２６は振幅等化用
抵抗である。第１５図の構成では電源Ｅ_Bを変化
させるとくし形フイルタ特性が、繰返し周期を変
化させることなく周波数軸に対して平行移動させ
ることができる。

以上の例では、180゜の位相差を持ち振幅の等
しい信号を得る手段として、伝送線路型平衡不平
衡変換トランスを用いた例を示したが、第１６図
に示した、従来知られている手段により位相反転
したふたつの等振幅信号を得ることもできる。

第１６図は中点付分離巻線トランスＴ６を用い
た例を示している。ここでは一次巻線に入力信号
が加えられ、二次巻線より互いに逆極性の信号を
取り出す。

以上のように本発明によれば、広帯域移相回路
を二段に組合わせたことにより、安定で広帯域な
90゜位相差を有する信号を取出すことができ、こ
のため変調信号の直交成分分解、直交軸による変
調、同期検波など広範囲な応用が可能である。ま
た、リミツタ回路を用いることなく位相差90゜の
信号を得ることができるとともに、減衰度を可変
して可変移相器を構成すると、特に周波数依存性
素子を用いないで広帯域くし形フイルタの特性を
周波数軸に対して平行移動することが可能となる
ため実用上、特に効果が大きいものである。さら
に、構成部品点数が少なくて済むので経済的であ
り、しかも周波数依存性素子を用いていないので
部品定数の温度などによる変化率も少ない。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は従来のベクトル合成型移相回
路の電気結線図およびベクトル図、第３図は第１
図の移相回路の欠点を除去する移相装置の原理を
説明するためのベクトル図、第４図、第５図はそ
の動作説明用の特性図、第６図は同移相装置の基
本回路図、第７図は同移相装置の具体回路図、第
８図、第９図はおのおの同移相装置の他の例を示
す回路図、第１０図は本発明の一実施例における
広帯域移相装置の回路図、第１１図、第１２図は
本発明装置の動作説明図、第１３図は本発明の他
の実施例を示す回路図、第１４図は従来のくし形
フイルタ回路の回路図、第１５図は本発明をくし
形フイルタ回路に応用した例を示す図、第１６図
は同装置における位相反転回路の一例を示す図で
ある。 T₁，T₄，T₅……平衡不平衡変換トランス、
R₃，R₄……負荷抵抗、Ｌ……同軸ケーブル、
R₇，R₈，R₉，R₂₁，R₂₂，R₂₃……減衰器を構成す
る抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号より位相が逆で振幅の等しい第１お
   よび第２の信号を生ずる第１の位相反転手段と、
   この２つの信号のいずれとも位相の異なる第３の
   信号を得るための移相回路手段と、前記第３の信
   号の振幅を第１および第２の信号に対し所定値に
   設定する振幅設定回路手段と、前記第１、第２の
   信号のそれぞれと第３の信号を合成する第１の加
   算回路手段と、この第１の加算回路手段からの第
   １の出力より位相が逆で振幅の等しい第３、第４
   の信号を生ずる第２の位相反転手段と、第３、第
   ４の信号のそれぞれと前記第１の加算回路手段か
   らの第２の出力を合成する第２の加算回路手段と
   を備えたことを特徴とする広帯域移相装置。 ２ 第１および第２の位相反転手段として、伝送
   線路型平衡不平衡変換トランスを使用したことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の広帯域移
   相装置。 ３ 振幅設定回路手段が、前記第３の信号の振幅
   と第１、第２の信号の振幅比を可変するための振
   幅可変手段よりなることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の広帯域移相装置。 ４ 振幅設定回路手段が、前記第３の信号の振幅
   を前記第１および第２の信号の振幅に等しく設定
   する振幅等化回路手段であり、前記加算回路手段
   を通して90゜移相された信号を得ることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の広帯域移相装
   置。 ５ 第１および第２の位相反転手段を平衡不平衡
   変換トランスによつて構成し、このトランスの平
   衡側出力端子より前記第１、第２および第３、第
   ４の信号を得るとともに、前記第２の加算回路手
   段を抵抗加算回路によつて構成したことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の広帯域移相装
   置。 ６ 第１、第２の位相反転手段を、一次巻線に入
   力信号が加えられ、中点がアースされた二次巻線
   の両端から等振幅逆極性の信号をとり出し得るト
   ランスより構成したことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の広帯域移相装置。 ７ 移相回路手段による第３の信号の移相量が、
   入力信号の伝送帯域の中心周波数付近でほぼ90゜
   である特許請求の範囲第１項記載の広帯域移相装
   置。