JPS62173988A - インバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は直流電流から２相交流電流を得るためのインバ
ータに関する。

（従来の技術） Ｘ線診断装置等の大電力のＸ線管においては、Ｘ線管の
陽極に電子が衝突し、加熱してついに陽極が熔融するに
至ることがある。そのため、電子が衝突する陽極の部位
を更新するＩζめ陽極を回転させることが行われている
。Ｘ線のパワーを太きくする必要があるときは、管電流
を増したり陽極電圧を上げると共に、陽極の回転数を上
げるようにしている。前記陽極の回転を行うのにモータ
を使用するが前述の如く回転数を変化させる必要がある
ので、従来は通常商用電源を整流して一度直流電源とし
、これを単相インバータを介して周波数可変の交流電源
とし、これでもってモータを駆動している。このインバ
ータの構成を第５図に示す。図中１は直流電源で記述の
ように通常は適用電源を整流して用いている。２及び３
はサイリスタ（以下ＳＣＲと記す）でゲートを図示しな
い外部回路により制御されている。４はチョーク、５は
転流コンデンサで、５ＣＲ２及び３の交互動作に対する
消弧を行っている。６及び７はダイオードで、転流コン
デンサ５に各サイクルに応じて充電し５ＣＲ２，３を転
流させる。８は変圧器で交流電源用と転流用の２次巻線
を有している。９は進相コンデンサで２　＋１１モータ
のための進相用に供している。１０はＸ線管の回転陽極
を回転させるモータである。以上の回路の動作を説明す
ると、例えば５ＣＲ２のゲートに外部回路から信号が入
るど、５ＣＲ２は点孤して直流電源１から変圧器８の一
次巻線の○端子からＡ端子の方に電流が流れ、直流電源
１−変圧器８の０端子−Ａ端子−３ＣＲ２−チョーク４
−直流電源１の回路を作る。

次に５ＣＲ３のゲートに信号が入ると、ＳＣＲは３が点
孤し直流電源１−変圧器８のＯ端子−Ｂ端子−３ＣＲ３
−′ｆ−ヨーク４−直流電源１の回路に電流が流れるが
、転流用コンデンサ５にダイオード６で充電されていた
電荷は、このサイクルでダイオード７によって逆に充電
されて５ＣＲ２のアノード、カソード間に負電圧をかけ
るように作用して５ＣＲ２を“オフ″にする。このよう
にして５ＣＲ２及び３のゲートに交互に信号を与えるこ
とにより変圧器８の一次巻線に交互に逆電流が流れ、交
流電流となって二次巻線から交流出力を次回路に供給す
る。Ｘ線管のモータ１０には図のように９０度の位相差
を持たせた巻線が巻いてあって、１相には進相コンデン
サ９によって入力交流電流の位相を他相の位相より９０
度進ませて巻線に供給し、回転磁界を作っている。単相
インバータを用いる本装置では進相コンデンサ９は起動
トルク及び定常運転時のトルクを充分に１ｑることから
も必要である。

（発明が解決しようとする問題点） 前述のように従来は単相インバータに進相コンデンサ９
を使用してモータ１０を回転させていた。

既ｊ本のＪ：うにＸ線のパワーアップのためにＸ線管の
管電流を増したり陽極電圧を上げると回転陽極を♀く回
転させる必要があってそのために電源の周波数を上げな
ければならない。又、その必要がなくなれば周波数を下
げることになる。こうして電源の周波数を変えると進相
コンデンサ９による位相の進みが９０度ではなくなり、
起動時及び定常運転時におけるトルク特性の最適化がで
きず効率が悪い。従って、周波数を変える度に進相コン
デンサ９を交換する必要がある。このため手間が掛って
面倒であると共に、周波数の連続変化は困難となって段
階的変化に止めざるを得ない。

本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、その目的は
進相コンデンサを使用する必要がなく、周波数を連続的
に変化させることのできるインバータを実現することで
ある。

（問題点を解決するための手段） 前記の問題点を解決する本発明は、タイミング発生回路
により半導体素子ブリッジ回路の半導体素子のオン・オ
フ制御を行って、直流電源からの直流電流を流す方向を
変換して２回路の交流電流とし、該２回路の交流電流は
互いに略９０度の位相差を持つ２相交流電流であること
を特徴とするものである。

（作用） タイミング発生回路からの各種タイミングの出力パルス
にＪ：す６個の半導体素子のオン・オフ制御を行い、モ
ータの２線輪に互いに９０度の位相差を持った２回路の
交流電流を供給する。

（実施例） 以下に図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図で、゛第４
図と同じ部分には同じ符号を付しである。図において１
１はトランジスタブリッジ回路で６個のＮＰＮトランジ
スタ０１〜Ｑ６で構成されており、各トランジスタＱ＋
−Ｑａには並列にダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されてい
て、トランジスタＱ！〜Ｑ６の休止時にモータ１０のコ
イルＬ１゜Ｌｌによる逆起電力のための電流を逃がす役
目をしている。トランジスタＱ＋のコレクタは電源１の
正極に、エミッタはトランジスタＱ２のコレクタにａ点
で直列接続され、更にトランジスタ駆動回路Ａ１に、又
、ベースも駆動回路ＡＩに接続されている。トランジス
タＱ２のコレクタは既述のようにトランジスタＱ１のエ
ミッタに、ベースはトランジスタ駆動回路Ａ２に、エミ
ッタは電源１の負極に接続されている。トランジスタＱ
３と０４及びトランジスタＱ５と０６も同様な接続にな
っていて、トランジスタＱ１とＱ２の接続点ａはモータ
１０の２相巻線Ｌ１とＬｌの接続点に、トランジスタＱ
３と０４の接続点すは前記モータ巻線のＬｌの他端に、
トランジスタＱ５と０６の接続点Ｃは前記モータ巻線の
Ｌ２の他端に接続されている。１２はトランジスタ駆動
回路部で６個のトランジスタ駆動回路Ａ１〜へ〇で構成
されていて、前記トランジスタ０１〜Ｑ６を夫々駆動し
ている。１３は電源でトランジスタ駆動回路部１２に直
流電流を供給している。トランジスタＱｌ１０３、Ｑ５
を駆動するトランジスタ駆動回路Ａ＋。

△３．△５に対する電源回路は夫々絶縁されており、ト
ランジスタ駆動回路Δ２１　Ａ　４１　Ａ　ｅには共通
の電源を供給していて、正電圧、中点、負電圧の出力ラ
インを有する４＠路の整流回路で構成されている。１４
はタイミング発生回路でトランジスタブリッジ回路１１
のトランジスタ０１〜Ｑ８を導通させるタイミングパル
スを作っている。

次に各構成回路について説明する。第２図は電源１３の
回路図である。図に示すように４回路有ってトランジス
タ駆動回路Ａｔ　、Ａ３　、Ａｓへの回路は絶縁されて
独立しており、トランジスタ駆動回路Ａ２　、Ａ４　、
Ａ６への回路も３個のトランジスタ駆動回路に供給する
が前者の３回路とは絶縁されている。同じ回路なのでト
ランジスタ駆動回路Ａ、への回路のみ説明する。２０は
変圧器、Ｄ１□〜ＤＩ４は整流用ダイオード、２１．２
２は平滑用コンデンサである。両波整流によって正の半
周期及び負の半周期とも整流されて正電源及び負電源と
なっているｏ　Ｄ＋　Ｉ＊　Ｄ＋　２は正電源用の整流
用ダイオード；　Ｄ　ｔ　３＋　Ｄ　１４は負電源用の
整流用ダイオードである。この回路により図に示すよう
に（＋）、（０）、〔−）の出力をトランジスタ駆動回
路△１に供給する。

第３図はトランジスタ駆動回路Ａ１及びその周辺の回路
図で、第１図、第２図と同じ部分には同じ符号を付しで
ある。図中、ＱｌｔはＮＰＮ、Ｑ１２はＰＮＰトランジ
スタであって直列に接続されており、トランジスタＱ＋
＋と０１２の接続点がトランジスタブリッジ回路１１の
トランジスタＱ１のベースに接続されている。Ｑ２１は
ダイオード、Ｑ２２はツェナーダイオード、２３はフォ
トカブラである。フォトカブラ２３はフォトダイオード
２３ａ及びフォトトランジスタ２３ｂから構成されてい
る。この回路の動作について説明すると、タイミング発
生回路１４は例えば後述の第４図の（イ）の波形の信号
を出力する。この正の周期にフォトカブラ２３のフォト
ダイオード２３ａは励起されて発光し、フォトトランジ
スタ２３ｂは導通する。フォトトランジスタ２３ｂが導
通ずると、トランジスタＱｒｔ及びトランジスタＱ１２
も導通し、トランジスタＱ＋＋　とＱ１０の接続点が正
電位となって、トランジスタブリッジ回路１１の例えば
トランジスタＱ１が導通する。尚、ダイオードＤＺ＋、
ツェナーダイオードＤ２２はトランジスタＱＩ２のベー
ス電圧を一定にして、トランジスタＱ１の負のベース電
位を一定に保っている。

次に上記実施例の全体の動作を第４図を用いて説明する
。タイミング発生回路１４からトランジスタ駆動回路部
１２に入る出力波形は第４図に示す通りである。図中各
波形図に併記しであるようにイの波形はトランジスタ駆
動回路Ａ１を経てトランジスタＱ１に、（ロ）の波形は
トランジスタ駆動回路Ａ２を経てトランジスタＱ２に、
以下同様に（ハ）、（ニ）、（ホ）及び（へ）の波形は
夫々トランジスタ駆動回路へ３　、Ａ４　＋　Ａｓ及び
八〇を経て１−ランジスタＱ３　、Ｑ４　、Ｑｓ及びＱ
６に送られる。各波形の位相及び幅の関係について説明
すると、波形（イ）と（ロ）、波形（ハ）と（ニ）及び
波形（ホ）と（へ）は夫々逆位相になっていて、正側の
パルス幅が負側のパルス幅より狭くなっており、トラン
ジスタＱ１とＱ２．トランジスタＱ３とＱ４及びトラン
ジスタＱ５とＱ６が同時にオンにならないようにしであ
る。又、波形（ハ）は波形（イ）より位相が９０度進み
、波形（ホ）は波形（イ）より位相が９０度遅れるよう
な関係を保たせである。前記のようにこれらの波形が１
〜クランスタブリッジ回路１１のトランジスタ０１〜Ｑ
８のベースに１ノロえられるので、トランジスタＱ＋〜
Ｑ６は第４図の波形の正のパルスの時Ｉ’ｆｌに導通す
る。今、波形（イ）と波形（ニ）が同時に正パルスにな
る時期にトランジスタＱ１とトランジスタＱ４は導通し
、モータ１０のコイルＬ＋に図の下から上に電流が流れ
る。次に波形（ホ）と波形（ロ）が同時に正になる時期
にトランジスタＱ５とＱ２が導通し、モータ１０のコイ
ルＬ？に図の左から右に電流が流れる。図で明らかなよ
うに前記のコイルＬ１に流れる電流とコイルＬ２に流れ
る電流は９０度の位相差を持っている。次に波形（ロ）
と波形（ハ）が同時に正になる時期にトランジスタＱｚ
とトランジスタＱ３が導通し、前記のコイルＬｌに前述
とは逆の方向に電流が流れ、同様に波形（イ）と波形（
へ）が同時に正になる時期に前記コイルＬ２に前述とは
逆の方向にコイルＬ１の電流とは９０度の位相差を持っ
た電流が流れ、結局モータ１０のコイルＬ１とコイルＬ
２に９０度の位相差を持った交流電流を供給することが
出来る。この電流に基づく起電力は第４図においてｖａ
、ｖｂで示される波形の２相交流電圧である。このよう
に本発明によれば２相交流電源を得ることが出来たので
進相コンデンサが不要になり、周波数を自由に変えるこ
とが出来、回転陽極の回転数を自由に選ぶことが出来る
ようになった。そして、周波数を任意に選べるため起動
時に周波数を低くして起動電流を多く流し、それから周
波数を上げて回転数を上げることが出来るようになった
。進相コンデンサを使用していた時は周波数を変えられ
なかったので電圧を上げることで１１０００Ｏｒｐまで
加速していたが、本発明によれば、周波数を変えながら
徐々に回転数を上げるため、電圧を余り上げる必要がな
くなりブースト時間を短くできるようになった。又、２
相電源を１相毎に作ることもできるが２相インバータに
したので直流電源が１つですみ、３線式にしたので３線
接続のモータが使用できるようになった。更にタイミン
グ発生回路の波形の位相を変え、又はタイミング発生回
路のトランジスタ駆動回路への接続を変えてトランジス
タのスイッチング順序を変えることにより簡単に逆回転
運転をすることができる。この方式はフルブリッジ方式
なので電源電圧が全部モータにかかって電源の有効率が
高く、トランジスタ１個にかかる電源電圧が低くできト
ランジスタの負担が軽い。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。例
えば電源１３の整流素子はＳＣＲでもよく、トランジス
タブリッジ回路１１のトランジスタＱｌ−０９はＭＯ８
ＦＥ下、ＧＴ○（Ｑ　ａｔｅＴｕｒｎ　Ｏｆｆ　　Ｔｈ
ｙｒｉｓｔｏｒ）でもよく消弧方法を備えればＳＣＲで
も差支えない。又、直流電源１は通常商用電源を整流し
て用いるが、バッテリでも差支えなく、又、３相交流を
整流して用いてもよい。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように本発明によれば、モータに２
相交流電流が与えられたので進相コンデンサが不要にな
り、モータに与える電源周波数は制約されることなく自
由に変更できて回転陽極の回転速度を自由に変えられる
ようになった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
本発明の装置の電源１３の回路図、第３図は本発明の装
置のトランジスタ駆動回路△１及びその周辺の回路図、
第４図はタイミング発生回路１４の出力波形及びトラン
ジスタブリッジ回路１１のトランジスタの動作タイミン
グ並びに発生する２相交流電圧波形を示す図、第５図は
従来のインバータの回路図である。 １・・・直流電源　　　　　２．３・・・５ＣＲ４・・
・濾波用チョーク　　５・・・転流コンデンサ６．７・
・・ダイオード　　８．２０・・・変圧器９・・・進相
コンデンサ　　１０・・・モータ１１・・・トランジス
タブリッジ回路 １２・・・トランジスタ駆動回路部 １３・・・電源 １４・・・タイミング発生回路 ２１．２２・・・コンデンサ ２３・・・フォトカブラ ２３ａ・・・フォトダイオード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. タイミング発生回路により半導体素子ブリッジ回路の半
   導体素子のオン・オフ制御を行って、直流電源からの直
   流電流を流す方向を変換して２回路の交流電流とし、該
   ２回路の交流電流は互いに略９０度の位相差を持つ２相
   交流電流であることを特徴とする直流−交流変換のイン
   バータ。