JPS62165174A - Radar device - Google Patents
Radar deviceInfo
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- JPS62165174A JPS62165174A JP61008590A JP859086A JPS62165174A JP S62165174 A JPS62165174 A JP S62165174A JP 61008590 A JP61008590 A JP 61008590A JP 859086 A JP859086 A JP 859086A JP S62165174 A JPS62165174 A JP S62165174A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はレーダ装置に関し、特に移動目標を識別探知す
るレーダ装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a radar device, and particularly to a radar device for identifying and detecting moving targets.
従来、移動目標を行うレーダは、固定クラッタを除去す
るための移動目標体表示キャンセラ（以下キャンセラと
いう）と、キャンセラで処理した後のドプラ周波数の違
いを利用して移動クラッタと移動目標との信号を分離す
るための複数のドプラフィルタと、分離した移動クラッ
タを抑圧するための定誤警報率処理器（以下ＣＦＡＲ処
理器とい、 う）と、ＣＦＡＲ処理後の各ドプラフィル
タ出力信号を合成するためのフィルタ選択器を有してい
る。Conventionally, radar for moving targets uses a moving target display canceler (hereinafter referred to as a canceller) to remove fixed clutter, and a signal between the moving clutter and the moving target using the difference in Doppler frequency after processing by the canceller. a constant false alarm rate processor (hereinafter referred to as a CFAR processor) to suppress the separated moving clutter; and a multiple Doppler filter to combine the Doppler filter output signals after the CFAR processing. It has a filter selector.
しかし、この場合は各送信ごとに方位をｅｆつつ同一移
動目標から反射信号が得られても、移動目標からの受信
信号のドプラ周波数が送信器返し周波数の整数倍に一致
する場合（このときのレーダ装置と＃動目標との相対速
度をブラインドスピードという）には、キャンセラ処理
によって除去されてしまう結果、例えば隣接した送信信
号に対応する受信信号のうちある方位の受信信号が両隣
の受信信号に比べ小さくなるということが虫じる。However, in this case, even if a reflected signal is obtained from the same moving target while changing the azimuth for each transmission, if the Doppler frequency of the received signal from the moving target matches an integral multiple of the transmitter return frequency (in this case Blind speed (the relative speed between a radar device and a moving target) is removed by canceller processing, so for example, among received signals corresponding to adjacent transmitted signals, a received signal in a certain direction may overlap received signals on both sides. It bothers me that it's so small in comparison.
かようなときは、反射信号をＰＰＩスコープ状で見たと
き同一移動目標からの反射が、あたかも離隔した２つの
目標からの反射信号であるかのように見えるグリップの
割れが生じる。また、このような現象が反射信号が得ら
れる移動目標の端部からの反射について発生することが
あシ、このときはプリップの割れが生じ方位１ト副精度
の劣化を招く。以下、従来の技術による移動目標を検出
するレーダの構成と動作を中心に第６図を参照して加重
に説明する。In such a case, when the reflected signals are viewed through a PPI scope, the grip may crack so that the reflected signals from the same moving target appear as if they were reflected signals from two distant targets. Moreover, such a phenomenon may occur with respect to reflection from the edge of a moving target from which a reflected signal is obtained, and in this case, cracking of the prep occurs, leading to deterioration of azimuth accuracy. Hereinafter, the structure and operation of a conventional radar for detecting a moving target will be explained with reference to FIG. 6.
第６図を見るに移動目標を検出するレーダの従来の技術
による構成の一例は、送信器２１とサーキュレータ２２
と、空中線２３と、受信機２４と、ＡＤ変換器２５と、
キャンセラ２６と、ドプラフィルタ２７Ａ〜２７Ｎと、
ＣＦＡＲ処理器２８Ａ〜２８Ｎと、フィルタ選択器２
９と、ディスプレー３２とを備えている。あらかじめ設
定した複数の周期に対し、各周期ごとに所定の数のパル
スを送信する送信機２１から出力される送信パルスは、
サーキュレータ２２を経由して空中線２３に入力されて
短パルス状の電波としてふく射され、目標から反射して
戻って来た電波をふたたび空中線２３で受信されサーキ
ュレータ２２を経由して受信機２４に入力する。As shown in FIG. 6, an example of a conventional configuration of a radar for detecting a moving target includes a transmitter 21 and a circulator 22.
, an antenna 23, a receiver 24, an AD converter 25,
Canceller 26, Doppler filters 27A to 27N,
CFAR processors 28A to 28N and filter selector 2
9 and a display 32. The transmission pulses output from the transmitter 21, which transmits a predetermined number of pulses for each period for a plurality of preset periods, are as follows:
The radio waves are inputted to the antenna 23 via the circulator 22 and emitted as short pulse-like radio waves, and the radio waves reflected from the target and returned are received by the antenna 23 again and input to the receiver 24 via the circulator 22. .
受信機２４では送信周波数成分を混合し、送信周波数と
の差の周波数成分を検波したのち、ＡＤ変換器２５へ送
シここでディジタル信号に変換する。ディジタル信号は
、キャンセラ２６において同一距離の方位方向に連続し
た２ないし３の信号の組合せごとにキャンセラ処理され
固定信号成分が除去されたのち、ドプラフィルタ２７Ａ
〜２７Ｎに供給される。The receiver 24 mixes the transmission frequency components, detects a frequency component that is different from the transmission frequency, and then transmits it to the AD converter 25, where it is converted into a digital signal. The digital signal is subjected to cancellation processing in the canceller 26 for each combination of two or three consecutive signals in the azimuth direction at the same distance to remove fixed signal components, and then passed through the Doppler filter 27A.
~27N.
ドプラフィルタ２７Ａ〜２７Ｎにおいては、それぞれあ
らかじめ設計されたパスバンド周波数帯域内の信号成分
のみを分離抽出し、次段のＣＦＡＲ処理器２８Ａ〜２８
Ｎにおいては、距離方位だ定常的に存在するエネルギ成
分を抑圧する。このようにして移動クラッタ成分を抑圧
したのち、ＣＦＡＲ処理器処理力はそれぞれフィルタ選
択器２９に入力され、各距離方向の処理単位ごとに、各
ＣＦＡＲ処理器処理力信号の中から最大振幅のものをフ
ィルタ選択器出力信号２０１として出力しこの信号がデ
ィスプレー３２へ入力され表示される。The Doppler filters 27A to 27N separate and extract only the signal components within a predesigned passband frequency band, respectively, and pass them to the next stage CFAR processors 28A to 28.
At N, the energy component that constantly exists in both distance and direction is suppressed. After suppressing the moving clutter components in this way, the CFAR processor processing power is inputted to the filter selector 29, and the maximum amplitude signal is selected from among the CFAR processor processing power signals for each processing unit in each distance direction. is output as a filter selector output signal 201, and this signal is input to the display 32 and displayed.
フィルタ選択器出力信号２０１は各信号ごとに対応した
方位から反射された受信信号それぞれについて信号処理
されて得られるので、同一移動目標から得られた連続し
た信号であってもブラインドスピードの影響で受信信号
レベルが異なることが、１、同一移動物体のグリップで
もプリップの中間が抜けたりプリップの端末部が欠けた
シすることがある。The filter selector output signal 201 is obtained by signal processing each received signal reflected from the corresponding direction for each signal, so even continuous signals obtained from the same moving target may not be received due to blind speed. Differences in signal levels can result in: 1. Even when gripping the same moving object, the middle of the prep may fall off or the end of the prep may break off.
ｒδ’Ｆ＝ Ｅｌｌ≠よ坪烙Ｉｆらふ千六門碩占１本発
明が解決しようとする従来の技術の問題点は上述のよう
に、表示にあられれたグリップの割れまたは削れが生じ
ることによシ、航空機などの移動目標の視認性および方
位精度の劣化を起こすという点にある。rδ'F= Ell≠YotsuboIfrafusenrokumonshuozan1 The problem with the conventional technology that the present invention aims to solve is that, as mentioned above, the grip may be cracked or scraped as shown in the display. Unfortunately, it causes deterioration in the visibility and azimuth accuracy of moving targets such as aircraft.
従って本発明の目的は、上記欠点を解決したレーダ装置
を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to provide a radar device that solves the above-mentioned drawbacks.
本発明のレーダ装置は、移動目表体表示キャンセラと、
複数個のドプラフィルタ毎の定誤警報率処理器と、ＣＦ
ＡＲ定誤警報処理後の各ドプラフィルタチャンネルの出
力信号を選択合成するフィルタ選択器とを備え、予め設
定した複数の送信周期に対し各周期毎に所定の数のパル
スを送信するグループスタガ送信を行う移動目標体表示
レーダ装置において、前記フィルタ選択器からの出力信
号について同一距離にある方位方向に連続した信号、の
うち、着目する方位の信号レベルが隣接する両隣りの信
号レベルの関数として一義的に定められる所定値よりも
小さいときは、前記両隣りの信号レベルの関数として一
義的に定められる値をもって当該距離の当該方位の出力
とする振幅補間手段と、
前記振幅補間手段の出力を同一距離の予め定められた範
囲の方位について平滑化積分処理を行う積分手段とを備
えて構成される。The radar device of the present invention includes a moving eye surface body display canceller;
A constant false alarm rate processor for each of the plurality of Doppler filters, and a CF
It is equipped with a filter selector that selectively combines the output signals of each Doppler filter channel after AR constant false alarm processing, and performs group staggered transmission that transmits a predetermined number of pulses for each period for a plurality of preset transmission periods. In the moving target display radar device, among the output signals from the filter selector, the signal level in the direction of interest among the signals continuous in the direction of the same distance is unique as a function of the signal levels of the adjacent two sides. When the amplitude is smaller than a predetermined value determined by the amplitude interpolation means, the output of the amplitude interpolation means is the same as that of the amplitude interpolation means, which outputs the relevant direction at the distance with a value uniquely determined as a function of the signal levels on both sides. and an integrating means that performs smoothing integration processing for azimuths within a predetermined range of distances.
次に本発明について実施例を示す図面を参照して本発明
の詳細な説明する。Next, the present invention will be described in detail with reference to drawings showing embodiments of the present invention.
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図（ａ）および（ｂ）は本発明の一実施例の構成のう
ち振幅補間器の構成を示すブロック図、第３図は本発明
の一実施例の構成のうち平滑化積分器の構成を示すブロ
ック図、第４図は本発明の距離方向と補間方向との関係
位置を示す図表、第５図は本発明の一実施例の構成のう
ち振幅補間器と平滑化積分器との波形の一例を示す図表
である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, FIGS. 2(a) and (b) are block diagrams showing the configuration of an amplitude interpolator of the embodiment of the present invention, and FIG. The figure is a block diagram showing the structure of the smoothing integrator in the structure of one embodiment of the present invention, FIG. 4 is a chart showing the relative position between the distance direction and the interpolation direction of the present invention, and FIG. It is a chart showing an example of waveforms of an amplitude interpolator and a smoothing integrator in the configuration of one embodiment.
まず本発明の実施例の概要について第４図および第５図
を参照して説明する。第４図において、レーダの空中線
から距離方向０１〜θＩ〜θＭに順次短パルス状の電波
をふく射し、それぞれの方向に存在する目標およびクラ
ッタからの反射電波を受信し、この信号からはじめにキ
ャンセラにより固定クラッタ成分を除去する。次に目標
および移動クラッタのレーダーに対する相対速度に比例
するドプラ周波数信号を複数個のドプラフィルタを通し
て分離抽出し、ＣＦＡＲ処理器によシ移動クラッタ成分
を抑圧したのち、各ドプラフィルタチャンネルからの出
力信号のうち最も受信エネルギの大きな信号がフィルタ
選択器からフィルタ選択器出力信号として出力される。First, an outline of an embodiment of the present invention will be explained with reference to FIGS. 4 and 5. In Fig. 4, short pulse radio waves are sequentially emitted from the radar antenna in the distance directions 01 to θI to θM, reflected radio waves from targets and clutter in each direction are received, and from this signal, a canceller is first used. Remove fixed clutter components. Next, Doppler frequency signals proportional to the relative speeds of the target and moving clutter to the radar are separated and extracted through multiple Doppler filters, and the moving clutter components are suppressed by a CFAR processor, after which the output signal from each Doppler filter channel is extracted. Among them, the signal with the largest received energy is output from the filter selector as a filter selector output signal.
この場合、あらかじめ設定した複数の送信パルス毎に送
信繰返し周波数が異なるため、キャンセラ処理の結果ブ
ラインドスピードの影響で、同一移動物体に対しても方
位方向によってフィルタ選択器出力信号レベルが異る場
合がある。In this case, since the transmission repetition frequency differs for each of the multiple transmission pulses set in advance, the output signal level of the filter selector may differ depending on the azimuth direction even for the same moving object due to the effect of blind speed as a result of canceller processing. be.
そのため順次得られる距離方向θ１〜θ■〜θＭのそれ
ぞれについて得られるフィルタ選択器出力信号のうちレ
ーダ７１を中心とした方位方向Ｒ１〜ＲＨ〜ＲＮの円周
上から反射した信号のみを順次集めて時間的に配列する
。従ってレーダ７１との距離が一定となる点から反射し
た信号と方向（時間に対応した信号として入出力される
）との関係が得られる。その−例は第５図の図表に示す
フィルタ選択器出力信号レベルのようになシ、その中に
はレベル８１に示すように目標からの連続した反射信号
の中であってもレベルが下るときがあり、このような信
号を表示器で表示させるとプリップ割れなどを生じ、そ
の表示を監視している時にプリップの誤認のおそれが生
じる。よって、レベル８１の両隣りの方位の反射信号強
度の平均をレベル８１に相当する位置に形成させて、プ
リツプ割れの補間をする。このときプリップ割れの補間
をするにあたって反射信号強度があるしきい値より小さ
い場合、すなわち雑音などに埋れるような場合には、上
述の処理を行なわないことにより、クラッタ消え残シ又
は雑音信号のグリップが強調される危険を回避できる。Therefore, among the filter selector output signals obtained for each of the sequentially obtained distance directions θ1 to θ■ to θM, only the signals reflected from the circumference in the azimuth directions R1 to RH to RN centered on the radar 71 are sequentially collected. Arrange in time. Therefore, the relationship between the signal reflected from a point at which the distance to the radar 71 is constant and the direction (input/output as a signal corresponding to time) can be obtained. An example of this is the filter selector output signal level shown in the diagram of FIG. If such a signal is displayed on a display device, cracking of the prep may occur, and there is a risk of misidentification of the prep when monitoring the display. Therefore, the average of the reflected signal intensities in the directions on both sides of level 81 is formed at a position corresponding to level 81, thereby interpolating the prep break. At this time, when interpolating prep cracking, if the reflected signal strength is smaller than a certain threshold, that is, if it is buried in noise, the above processing is not performed, and the clutter remains or the noise signal is removed. This avoids the danger of stressing the grip.
その結果は振幅補間器出力信号レベルのように、ディス
プレーでのグリップ割れを生じない信号となる。この信
号をさらに平滑化積分器出力信号レベルに見られるよう
に一般に表示を見やすくしている。また、第５図のフィ
ルタ選択器出力信号・振幅補間器出力信号・平滑化積分
出力信号の最大値は同一方向ではなく、参照符号８２・
８３のように演算時間による遅れが存在するが、角度信
号を補正することによシ対応可能である。以上のように
してディスプレー上のグリップの割れまたは欠落を防い
でいる。The result is a signal that does not cause grip cracking on the display, such as the amplitude interpolator output signal level. This signal is further smoothed to make the display generally easier to see, as seen in the integrator output signal level. Furthermore, the maximum values of the filter selector output signal, amplitude interpolator output signal, and smoothed integral output signal in FIG.
Although there is a delay due to calculation time as shown in 83, it can be dealt with by correcting the angle signal. In this manner, the grip on the display is prevented from cracking or missing.
次に本発明の実施例についてその構成と動作を中心に説
明する。第１図を見るに本実施例は送信機１と、サーキ
ュレータ２と、空中線３と、受信機４と、ＡＤ変換器５
と、キャンセラ６と、ドプラフィルタ７Ａ〜７Ｎと、Ｃ
ＦＡＲ処理器処理−８Ａ〜８Ｎィルタ選択器９と、振幅
補間器１ｏと、平滑化積分器１１と、ディスプレー１２
とを備えている。Next, an embodiment of the present invention will be described, focusing on its configuration and operation. As shown in FIG. 1, this embodiment includes a transmitter 1, a circulator 2, an antenna 3, a receiver 4, and an AD converter 5.
, canceller 6, Doppler filters 7A to 7N, and C
FAR processor processing-8A to 8N filter selector 9, amplitude interpolator 1o, smoothing integrator 11, display 12
It is equipped with
あらかじめ設定した複数の周期に対し、各周期毎に所定
の数のパルスを送信する送信機１から出力される送信パ
ルスは、サーキュレータ２を経由して空中線３に入力さ
れて短パルス状の電波としてふく射され、目標から反射
して戻って来た電波をふたたび空中線３で受信しサーキ
ュレータ２を、仲由して受信機４に入力する。受信機４
では送信用波数成分を混同し、送信周波数との差の周波
数成分を検波したのち、ＡＤ変換器５へ送シ、ここでデ
ィジタル信号に変換する。ディジタル信号はキャンセラ
６において、同一距離の方位方向に連続した２ないし３
の信号の組合せ毎にキャンセラ処理され、固定信号成分
が除去されたのち、ドプラフィルタ７八〜７Ｎに供給さ
れる。The transmission pulses output from the transmitter 1, which transmits a predetermined number of pulses for each period for a plurality of preset periods, are input to the antenna 3 via the circulator 2 and are transmitted as short pulse-shaped radio waves. The radiated radio waves reflected from the target and returned are received again by the antenna 3, passed through the circulator 2, and input into the receiver 4. receiver 4
Then, the transmission wave number components are mixed up, and after detecting the frequency component that is different from the transmission frequency, it is sent to the AD converter 5, where it is converted into a digital signal. The digital signal is sent to the canceller 6 in two or three consecutive directions at the same distance.
After canceller processing is performed for each combination of signals and fixed signal components are removed, the signals are supplied to Doppler filters 78 to 7N.
ドプラフィルタ５Ａ〜７Ｎにおいてはそれぞれあらかじ
め設計されたバスバンド周波数帯域内の信号成分のみを
分離抽出し、次段のＣＦＡＲ処理器処理−８Ａ〜８Ｋ
＞いては距離方向に定常的忙存在するエネルギ成分を抑
圧する。このよう忙して移動クラッタ成分を抑圧したの
ち、ＣＦＡＲ処理器処理力はそれぞれフィルタ選択器９
に入力され、各距離方向の処理単位ごとＫ、各ＣＦＡＲ
処理器出力信号の中から最大振幅のものをフィルタ選択
器出力信号１０１として出力することは、従来の技術と
同様である。The Doppler filters 5A to 7N separate and extract only the signal components within the pre-designed bass band frequency bands, and the Doppler filters 5A to 7N separate and extract only the signal components within the pre-designed bass band frequency bands, and then process them in the next stage CFAR processor -8A to 8K.
>, the energy component that constantly exists in the distance direction is suppressed. After suppressing the moving clutter components in this way, the processing power of the CFAR processor is reduced to the filter selector 9.
K, each CFAR for each processing unit in each distance direction
Outputting the maximum amplitude signal from among the processor output signals as the filter selector output signal 101 is similar to the conventional technique.
各方位についてのフィルタ選択器出力信号１０１は振幅
補間器１０に順次入力され、連続した方位に対応し、同
一距離における３個の方位ごとのフィルタ選択器出力信
号を比較する。連続した３個の方位のうち中央の方位に
対応する信号レベルが、その前後の方位に対応する信号
レベルよりも小さいときのみ、中央の方位に対応する信
号レベルをその前後の方位に対応する信号レベルの平均
の信号レベルで置き換えた振幅補間器出力信号１０２は
鯖５図に示すような信号となる。The filter selector output signal 101 for each orientation is sequentially input to the amplitude interpolator 10, which compares the filter selector output signals for each of the three orientations corresponding to consecutive orientations and at the same distance. Only when the signal level corresponding to the central direction among three consecutive directions is smaller than the signal level corresponding to the directions before and after it, the signal level corresponding to the center direction is changed to the signal level corresponding to the directions before and after it. The amplitude interpolator output signal 102 replaced by the average signal level becomes a signal as shown in Fig. 5.
この振幅補間器出力信号１０２が平滑化積分器１１に入
力し、平滑化されたディスプレーでのプリップ割れを生
じない表示に便ならしめるような波形、すなわち第５図
に示しような平滑化積分器出力信号１０３となってディ
スプレー１１に表示される。This amplitude interpolator output signal 102 is input to a smoothing integrator 11, which generates a waveform that is convenient for displaying the smoothed display without causing any splitting, i.e., a smoothing integrator as shown in FIG. The signal becomes an output signal 103 and is displayed on the display 11.
ここで、振幅補間器１０と平滑化積分器１１の詳細につ
いて説明する。第２図（ａ）は振幅補間器の第一の実施
例の構成を示すブロック図で、振幅補間器はメモリ４１
・４２と、加算器４３と、乗算器４４と、比較器４７と
、選択器４８とを備えている。送信ごとの受信信号に対
応するフィルタ選択器出力信号１０１がメモリ４１・４
２に順次記憶され、フィルタ選択器出力信号１０１の出
力タイミング同期して順次読出されるようにメモリ４１
・４２は制御されている。また乗算器４４は被乗算信号
１０５によって制御されこれを１／２に設定して、入力
信号レベルの１／２を出力する一種の係数設定値である
。従ってフィルタ選択器出力信号１０１とメモリ出力信
号１１１・１１２は、連続した３個の方位に対応しレー
ダから等距離にある点からの反射信号である。よって比
較器４７は、ある方位信号レベル（メモリ出力信号１１
１）とその前後の方位の信号レベルの平均値（乗算器出
力信号１１３）とを入力し、メモリ出力信号１１１が乗
算器出力信号１１３よシも大きければ前者を、小さけれ
ば後者を、それぞれ出力するだめの制御信号１１４を選
択器４８に出力する。また、選択器４８では制御信号１
１４に従ってメモリ出力信号１１１と、乗算器出力信号
１１３のうちいずれかが振幅補間器出力信号１０２とし
て出力する。Here, details of the amplitude interpolator 10 and the smoothing integrator 11 will be explained. FIG. 2(a) is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the amplitude interpolator, in which the amplitude interpolator is connected to the memory 41.
- 42, an adder 43, a multiplier 44, a comparator 47, and a selector 48. The filter selector output signal 101 corresponding to the received signal for each transmission is stored in the memories 41 and 4.
2 and read out sequentially in synchronization with the output timing of the filter selector output signal 101.
・42 is controlled. Furthermore, the multiplier 44 is controlled by the multiplicate signal 105 and is set to 1/2, which is a kind of coefficient setting value that outputs 1/2 of the input signal level. Therefore, the filter selector output signal 101 and the memory output signals 111 and 112 are reflected signals from points corresponding to three consecutive azimuths and equidistant from the radar. Therefore, the comparator 47 has a certain azimuth signal level (memory output signal 11
1) and the average value of the signal levels in the directions before and after it (multiplier output signal 113), and if the memory output signal 111 is larger than the multiplier output signal 113, the former is output, and if it is smaller, the latter is output. The final control signal 114 is output to the selector 48. In addition, the selector 48 also selects the control signal 1.
14, either the memory output signal 111 or the multiplier output signal 113 is output as the amplitude interpolator output signal 102.
次に第２図（ｂ）は振幅補間器の第二の実施例の構成を
示すブロック図で、振幅補間器は、メモリ５１・５２と
、過信器５３と、乗算器５４と、比較器５５・５６と、
選択器５８とを備えている。比較器５５では乗算器出力
信号１１３（ある方位の前後の方位の信号レベルの平均
値）としきい値１０６との比較を行って、乗算器出力信
号１１３と方がしきい１１０６よシも小さいときには、
メモリ出力信号１１１（ある探知方位の受信信号のレベ
ル）を振幅補間器出力信号１０２として出力する。また
、乗算器出力信号１１３の方がしきい値１０６よシも大
きいときには、第一の実施例と同様の動作を行うもので
ある。Next, FIG. 2(b) is a block diagram showing the configuration of a second embodiment of the amplitude interpolator.・56 and
A selector 58 is provided. The comparator 55 compares the multiplier output signal 113 (the average value of the signal levels in directions before and after a certain direction) with the threshold value 106, and when the multiplier output signal 113 is smaller than the threshold value 1106, ,
A memory output signal 111 (level of a received signal in a certain detection direction) is output as an amplitude interpolator output signal 102. Further, when the multiplier output signal 113 is larger than the threshold value 106, the same operation as in the first embodiment is performed.
次に平滑化積分器８の詳細ｔ／ｃついて説明する。Next, details t/c of the smoothing integrator 8 will be explained.
第３図は平滑化積分器の一実施例の構成を示すブロック
図で、平滑化積分器はメモリ６１・６４・６６と、加算
器６３・６５と、乗算器６７・６８とを備えている。あ
らかじめ定められた方位の範囲について振幅補間器出力
信号１０２がメモＩＪ ６１ Ｋ収容され、同一距離ご
とに信号を読出し、加算器６３、メモリ６４、加算器６
５およびメモリ６６を通過して、平滑化積分器出力信号
１０３として出力する。同時に平滑化積分器信号１０３
は乗算器６７・６８を通してそれぞれ加算器６５・６３
に加えられ、乗算器６７・６８には被乗算器信号に１・
Ｋ。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the smoothing integrator, and the smoothing integrator includes memories 61, 64, 66, adders 63, 65, and multipliers 67, 68. . The amplitude interpolator output signal 102 for a predetermined azimuth range is stored in a memo IJ 61K, and the signal is read out at every same distance, and an adder 63, a memory 64, and an adder 6
5 and a memory 66, and is output as a smoothed integrator output signal 103. Simultaneously smoothing integrator signal 103
are added to adders 65 and 63 through multipliers 67 and 68, respectively.
, and the multipliers 67 and 68 add 1 to the multiplicand signal.
K.
が加えられ帰還付き積分回路が形成されている。is added to form an integrating circuit with feedback.
メモリ６４・６５はメモリ６１から読出した受信信号を
収容しあらかじめ設定された時間後に続けて読出し、次
の回路へ出力するように遅延回範の一形態として使われ
ている。被乗算信号に、・Ｋ、は第５図に示す平滑化積
分器出力信号波形の指向性に近似するようにあらかじめ
設定されるものである。上述の方法によってグリップの
割れや削れのない表示を行うことができる。The memories 64 and 65 are used as a form of delay circuit to store the received signal read out from the memory 61, read it out continuously after a preset time, and output it to the next circuit. .K in the multiplicable signal is set in advance so as to approximate the directivity of the smoothing integrator output signal waveform shown in FIG. By the method described above, it is possible to display the grip without cracking or scraping.
以上詳細に説明したように本発明のレーダ装置は、キャ
ンセラ処理を行いドプラ周波数ごとにＣＦＡＲ処理され
フィルタ選択された信号に対して、ブラインドスピード
に起因する目標信号のプリップの割れや削れを補間する
ことができるので、ディスプレー上での視認性および方
位精度を向上させることができるという効果がある。As explained in detail above, the radar device of the present invention performs canceller processing, and interpolates cracks and scrapes in the prep of the target signal caused by blind speed with respect to signals that are CFAR-processed and filter-selected for each Doppler frequency. This has the effect of improving visibility on the display and azimuth accuracy.
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図（ａ）および（ｂ）は本発明の一実施例の構成のう
ち振幅補間器の構成を示すブロック図、第３図は本発明
の一実施例の構成のうち平滑化積分器の構成を示すブロ
ック図、第４図は本発明の距離方向と補間方向との関係
位置を示す図表、第５図は本発明の一実施例の構成のう
ち振幅補間器と平滑化積分器との入出力信号との入出力
信号の波形の一例を示す図表、第６図は従来の技術によ
る構成の一例を示すブロック図。
１・・・・・・送信機、２・・・・・・サーキュレータ
、３・・・・・・空中線、４・・・・・・受信機、５・
・・・・・ＡＤ変換器、６・・・・・・キャンセラ、７
Ａ〜７Ｎ・・・・・・ドプラフィルタ、８八〜８Ｎ・・
・・・・ＣＦＡＲ処理器、９・・・・・・フィルタ選択
器、１０・・・・・・振幅補間器、１１・・・・・・平
滑化積分器、１２・・・・・・ディスプレー。
ｉｊ監シ ノ ＤＲ■
茅 ２ υσ（５）
箒 ３ 図
第 ４［！Ｉ
茅５ 圓FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, FIGS. 2(a) and (b) are block diagrams showing the configuration of an amplitude interpolator of the embodiment of the present invention, and FIG. The figure is a block diagram showing the structure of the smoothing integrator in the structure of one embodiment of the present invention, FIG. 4 is a chart showing the relative position between the distance direction and the interpolation direction of the present invention, and FIG. FIG. 6 is a diagram showing an example of waveforms of input and output signals of an amplitude interpolator and a smoothing integrator in the configuration of an embodiment, and FIG. 6 is a block diagram showing an example of a configuration according to a conventional technique. 1...Transmitter, 2...Circulator, 3...Antenna, 4...Receiver, 5...
...AD converter, 6...Canceller, 7
A~7N...Doppler filter, 88~8N...
...CFAR processor, 9...Filter selector, 10...Amplitude interpolator, 11...Smoothing integrator, 12...Display . ij supervisor DR ■ grass 2 υσ (5) broom 3 Figure No. 4 [! I Kaya 5 circles
Claims (1)
と、各ドプラフィルタ毎の定誤警報率処理器と、定誤警
報処理後の各ドプラフィルタチャンネルの出力信号を選
択合成するフィルタ選択器とを備え、予め設定した複数
の送信周期に対し各周期毎に所定の数のパルスを送信す
るグループスタガ送信を行う移動目標体表示レーダ装置
において、 前記フィルタ選択器からの出力信号について、同一距離
にある方位方向に連続した信号のうち、着目する方位の
信号レベルが隣接する両隣りの信号レベルの関数として
一義的に定められる値よりも小さいときは、前記両隣り
の信号レベルの関数として一義的に定められる値をもっ
て当該距離の当該方位の出力とする振幅補間手段と、 前記振幅補間手段の出力を同一距離の予め定められた範
囲の方位について平滑化積分処理を行う積分手段とを備
えてなるレーダ装置。[Claims] A moving target object display canceller, a plurality of Doppler filters, a constant false alarm rate processor for each Doppler filter, and selectively combining the output signals of each Doppler filter channel after constant false alarm processing. In a moving target display radar device that performs group staggered transmission in which a predetermined number of pulses are transmitted in each period for a plurality of preset transmission periods, the moving target display radar device is equipped with a filter selector and performs group staggered transmission, in which a predetermined number of pulses are transmitted in each period for a plurality of preset transmission periods.About the output signal from the filter selector. , when the signal level in the direction of interest is smaller than the value uniquely determined as a function of the signal levels of the adjacent two neighbors among signals that are continuous in the same direction in the same distance, the signal level of the two neighbors is an amplitude interpolation means for outputting a value uniquely determined as a function in the direction in question at the distance; and an integration means for performing smoothing and integration processing on the output of the amplitude interpolation means for a predetermined range of direction in the same distance. A radar device equipped with
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61008590A JPS62165174A (en) | 1986-01-17 | 1986-01-17 | Radar device |
| DE86309992T DE3689037D1 (en) | 1985-12-23 | 1986-12-22 | Radar system. |
| EP86309992A EP0227457B1 (en) | 1985-12-23 | 1986-12-22 | Radar system |
| US06/945,693 US4839655A (en) | 1985-12-23 | 1989-06-13 | Moving target detector signal processor enabling selected video output with smooth amplitude |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61008590A JPS62165174A (en) | 1986-01-17 | 1986-01-17 | Radar device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62165174A true JPS62165174A (en) | 1987-07-21 |
Family
ID=11697201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61008590A Pending JPS62165174A (en) | 1985-12-23 | 1986-01-17 | Radar device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62165174A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6474482A (en) * | 1987-09-16 | 1989-03-20 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse doppler radar equipment |
| JPH0566575U (en) * | 1992-02-14 | 1993-09-03 | 三菱電機株式会社 | Radar equipment |
| JPH07294633A (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-10 | Nec Corp | Radar signal processing device |
| JP2012220206A (en) * | 2011-04-04 | 2012-11-12 | Oki Electric Ind Co Ltd | Broadband signal processing system |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5537953A (en) * | 1978-09-12 | 1980-03-17 | Toshiba Corp | Radar signal processor |
| JPS58134525A (en) * | 1982-02-04 | 1983-08-10 | Mitsubishi Electric Corp | Tracking filter |
| JPS6024476A (en) * | 1983-07-21 | 1985-02-07 | Nec Corp | Radar equipment |
-
1986
- 1986-01-17 JP JP61008590A patent/JPS62165174A/en active Pending
Patent Citations (3)
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