JPS62144571A - スイツチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はテレビジョン受像機等の電子機器の電源装置と
して使用して好適なものである。

〔発明の概要〕

所定の周期をもってスイッチングされている電流が１次
巻線に供給される電源トランスの２次巻線に、可飽和リ
アクタトランスの被制御巻線とコンデンサとを接続して
共振回路を構成し、その制御巻線に、共振回路より得ら
れる出力に応じた出力を供給することにより、この出力
を常に一定に保持するようにした。

〔従来の技術〕

直流入力電流をスイッチング制御し、電源トランスを介
して所望の電圧を得るようにしたスイ・７チング電源装
置として、本件出願人は先に特願昭６０−２０３９４２
号において直交結合型可飽和リアクタトランスを用い、
電源トランスの２次側即ち出力電圧に応じてこの可飽和
リアクタトランスのインダクタンスを制御することによ
り、直流入力電流をスイッチングする発振回路の発振周
波数を制御し、即ら直流電流のスイッチング周期を制御
して電源トランスの出力電圧を安定化するスイッチング
電源装置を提案した。

これを第２図に゛ついて説明すると、（１）は商用交流
電源（＾Ｃ）であって、９ＱＶ〜１４４Ｖ程度の範囲で
変動があるものとする。（２）は整流回路、（３）は平
滑用コンデンサである。（４）は発振回路、（５）は可
飽和リアクタトランス（以下ＰＲ）ランスと云う）であ
る。このＰＲ）ランス（５）は１次巻線ＮＡ、２つの２
次巻線Ｎ　Ｂ１　＋　Ｎ　８２及び制御巻線Ｎｃを有し
、第３図に示すように、４本の磁脚（７ａ）〜（７ｄ）
を有する磁気コア（７ｅ）の隣り合う２本の磁脚（７ａ
）と（７ｂ）とに跨るように１次及び２次巻線ＮＡ　、
　ＮＢ□、ＮＢ２を巻回し、これらの巻線ＮＡ＋Ｎ　Ｒ
１、Ｎ　８２の巻回方向に対して直交する方向に、１タ
ーンの巻回でよく、２つの２次巻線Ｎ　８１　、　Ｎ　
８２はともに５タ一ン程度で足りる。尚制御巻線ＮＣは
電流量を必要としないので細い線を使用でき、１０００
ターン程度に巻回している。

発振回路（４）にはスイッチングトランジスタＱ１及び
Ｃ２を有し、ＰＲトランス（５）の２次巻線ＮＦ１１−
コンデンサＣ１−トランジスタＱ１のベース−エミッタ
を通ずる共振回路と、２次巻線ＮＢ２−コンデンサＣ２
−トランジスタＱ２のベース−エミッタを通ずる共振回
路とを構成している。尚、Ｒ１゜Ｒ２は起動用抵抗器で
ある。

そしてコンデンサ（３）に得られる直流電流をトランジ
スタＱ１によってスイッチングし、ＰＲ）ランス（５）
の１次巻線ＮＡを通じてコンデンサ（６）及び電源トラ
ンス（８）の１次巻線Ｎ１よりなる直列共振回路に供給
するようにしている。

電源トランス（８）には３つの巻線Ｎ２　、　Ｎ３　、
　Ｎ４が巻装されており、巻線Ｎ２．Ｎ３にはそれぞれ
並列共振用コンデンサＣ３，Ｃ４が接続されている。巻
線Ｎ４はヒータ用であり、６．３ｖの電圧が得られる。

又、巻線Ｎ２には整流回路（９ａ）及び（９ｂ）が接続
され、それぞれ直流電圧Ｅｌ　　（例えば＋１５■）及
びＢ２　　（例えば−１５■）が得られる。巻線Ｎ３に
は整流回路（９ｃ）が接続され、更にシリーズレギュレ
ータ（１１）を通じて直流電圧Ｅ３（例えば２００Ｖ　
）が得られる。このシリーズレギュレータ（１１）は周
知の構成であり、詳細な説明は省略するが、Ｃ３はその
メインとなるトランジスタ、叡Ｑ、は電圧比較用トラン
ジスタ、Ｄ２はツェナーダイオード等の定電圧素子であ
る。

上述した整流回路（９ａ）よりの電圧Ｅ１が制御回路（
１０）に供給され、この電圧Ｅ１に対応した制御電圧ｅ
ｃを得るようになし、この制御電圧、ｅｃがＰＲ）ラン
ス（５）の制御巻線Ｎｃに供給される。

この回路の動作を説明すると、電源スイッチングＳＷの
オンにより、起動抵抗器Ｒ１，Ｒ２を通じてトランジス
タＱ１．Ｑ２に直流電流が供給され、これらがキックさ
れてスイッチング動作が開始される。即ちＰＲＩ−ラン
ス（５）の２次巻線ＮＢ１とコンデンサＣ１との共振回
路を通ずる共振電流でトランジスタＱ１がスイッチング
され、同様に２次巻線ＮＢ２とコンデンサＣ２との共振
回路を通ずる共振電流でトランジスタＱ２がスイッチン
グされる。面、両トランジスタＱ１．Ｑ２はそれらのオ
ン・オフが互いに逆動作となり、即ち発振動作するよう
に選ばれる。

トランジスタＱ１のオンオフにより、ＰＲ）ランス（５
）の１次巻線ＮＡを通じてコンデンサ（６）−電源トラ
ンス（８）の１次巻線Ｎ１の共振回路に電流が供給され
、よって電源トランス（８）の２次側にそれぞれ電圧Ｅ
１．Ｅ２　、Ｂ３及び６．３Ｖが得られる。

こ＼でＰＲトランス（５）の２次巻線ＮＢ□、ＮＢ２を
それぞれ流れる電流ｒｓ１．Ｉｓ２と、それぞれのイン
ダクタンスＬ　８１　ｒ　　Ｌ　８２とは、第３図に示
したような直交型ＰＲトランス（５）の磁芯ギャップを
片足のみに設けるとき、制御巻線Ｎｃに供給される制御
電流ＩＣによって第４図に示すように変化する。

したがって第５図に示すように電源トランス（８）の２
次側の負荷電流ＩＬの変化や、交流電源（１）の電圧の
変動に対して、制御電流ＩＣが制御されるように制御回
路（１０）を設計すれば、発振回路（４）の発振周波数
ｆは第６図に示すように負荷電流ＩＬの変化や、交流電
源（ｌｌの電圧変動に対して制御されることになる。

このようなスイッチング電源装置によれば、ＰＲトラン
ス（５）を発振回路（４）の発振周波数の制御用に用い
ており、小振幅動作のため、高周波でのコア損失が少な
く、スイッチング周波数を１００ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚ
又はこれ以上に設定可能である。

又、上述したようにＰＲトランス（５）に関して使用周
波数を高く選べること、並びに各巻線の巻数が少なくて
よく、制御巻線Ｎｃも細い線を使用できる等からＰＲ）
ランス（５）の全体を小型化でき、発熱が少ないために
自然空冷で十分であり、又、交流−直流変換効率７７Ａ
ｃ−ｏｃが第７図に示すように、最大負荷状態ではｙ′
９０％となり、損失も少ない等の特徴を有している。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述した回路構成においては、電源トランス（８）より
複数の出力をとる必要がある場合、制御回路（１０）を
含むフィードバックループを構成する出力、即ち実施例
においては電圧Ｅｌ、Ｅ２を得る出力に関しては、上述
した動作により、一定の出力が得られるが、フィードバ
ックループの形成されていない、又はフィードバックル
ープを構成することのできない出力、即ち実施例では電
圧Ｅ３を得る出力については、これを安定化させるため
、シリーズレギュレータ（１１）を挿入する必要がある
。

しかし乍ら、このシリーズレギュレータを使用する場合
においては、電源（１）の電圧変動（例えば９０Ｖ〜１
５０Ｖ　）に対して、整流回路（９Ｃ）の出力電圧が２
１０Ｖ〜２９０■となるように２次巻線Ｎ３を設計し、
これをシリーズレギュレータ（１１）により電圧を降下
させて２００■となるようにしている。よって周知のよ
うにトランジスタＱ３のコレクタ損失が大き（、よって
このトランジスタＱ３に大型の放熱板を附加しなければ
ならず、大きな電力損失を生じるために変換効率７＾Ｃ
−ＤＣが８１％以下に低下し、信頼性が発熱のために確
保できず、かつ高価格となる問題点を有し、又、この電
圧Ｅ３を得る出力端が短絡したときのトランジスタＱ３
゜Ｑ４の保護のための回路を附加せねばならない等の問
題点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は上述した問題点を解決したもので、上述したフ
ィードバックループの形成されない出力巻線に対し、可
飽和リアクタトランス（同様にＰＲ）ランスと云う）　
　（１５）の被制御巻線（１６ｂ）を直列に挿入し、こ
の被制御巻線（１６ｂ）−出力巻線（本例ではＮ５）−
コンデンサＣ４による共振回路を形成し、この出力巻線
よりの出力電圧を制御回路（１７）によって制御電圧に
変換し、この制御電圧をＰＲＩ−ランス（１５）の制御
巻線（１６ａ）に供給するようにしたものである。

〔作用〕

電源トランス（８）の２次巻線Ｎ３の出力電圧Ｅ３の変
動が制御回路（１７）を通じてＰＲ）ランス数が電圧Ｅ
３に応じて変更され、出力電圧Ｅ３を常に一定に保持で
きる。

〔実施例〕

第１図について本発明によるスイッチング電源装置の一
例を、第１図について説明する。但し、第２図との対応
部分には、同一符号を附してその説明を省略する。

即ち、本発明においては、電源トランス（８）の２次巻
線Ｎ３に直列となるように、ＰＲ）ランス（１５）の被
制御巻線（１６ｂ　）を接続し、２次巻線Ｎ３−被制御
巻線（１６ｂ）−コンデンサＣ４による共振回路を構成
し、整流回路（９Ｃ）の出力電圧Ｅ３を制御回路（１７
）により検知して、これに応じた制御電圧ｖｃ　（制御
電流ｉｃ）を、ＰＲ）ランス（１５）の制御巻線（１６
ａ）に供給したものである。この場合のＰＲ）ランス（
１５）としては、第３図で説明したものとは一同様に構
成することができ、制御巻線（１６ａ）としてＮｃを、
又被制御巻線（１６ｂ）としてＮＡを使用することがで
きる。

尚、本例では整流回路（９ｃ）をいわゆる倍電圧整流回
路構成として更に電圧Ｅ３の電圧の１／２の電圧Ｅ４を
も得るようにした場合を示しているが、これらの構成は
本発明の要旨には直接の関係はない。

この構成によれば、その回路の動作時において、出力端
Ｅ３の負荷が変動し、即ち第８図に示すように、負荷電
流ＩＬが変化したとき、これに応じて制御回路（１７）
よりのＰＲトランス（１５）の制御巻線（１６ａ）への
制御電流ｉ（、が変化するので、その被制御巻線（１６
ｂ）を含む共振回路の共振周波数が変化する。即ち第９
図に示すように、負荷が小である場合の共振周波数ｆ１
より負荷が大となった場合の共振周波数ｆ２に、即ちΔ
ｆ丈は共振周波数が偏腸する。これにより、出力電圧Ｅ
３を例えば２００ｖに常に一定に保つことができる。

尚、第８図及び第９図の場合においては、負荷の増大に
伴って、ＰＲトランス（１５）への制御電流を減少させ
、被制御巻線（１６ｂ）のインダクタンスを下げてその
共振回路の共振周波数ｆを上昇させるようにした場合で
あるが、これとは全く逆方向に動作させることもできる
。第１０図及び第１１図はこの場合の例を示すものであ
る。

又、第１図においては、この第２巻線Ｎ３及び制御回路
（１７）を含む制御系を、電源トランス（８）の２次側
に１組丈は設けた場合を示したが、これに限ることなく
、この電源トランス（８）の２次側に同様の構成にして
複数組設けることができる。

第１２図は他の実施例を示すもので、比較的負荷電力の
小さい電子機器のスイッチング電源装置として使用でき
るものであり、本例は発振回路（４）として１個のトラ
ンジスタＱ１を使用した場合であり、その他は第１図の
場合と同様であるので、その詳細な説明を省略する。

〔発明の効果〕

以上説明した本発明によれば、従来、第２図に示すよう
なシリーズレギュレータ（１１）を使用して、比較的大
きな電力損失を生じていたのを、可飽和リアクタトラン
ス（１５）を使用することにより、出力電圧の変動及び
電源（１）の電圧変動に伴ってその被制御巻線に接続さ
れた共振回路の共振周波数を変更させて一定になるよう
に制御することができ、即ちクロスレギユレーションが
可能となり、僅かなトランスの損失が生じるのみで、放
熱手段等を必要とすることがなく、電力変換効率を高め
ることができる特徴を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるスイッチング電源装置の一例を示
す回路図、第２図は本件出願人が先に提案したスイッチ
ング電源装置の一例を示す回路図、第３図は第１図及び
第２図の回路において使用できる可飽和リアクタトラン
スの一例を示す斜視図、第４図はこの可飽和リアクタト
ランスの特性を示す特性曲線図、第５図及び第６図は負
荷電流に対する制御電流及び発振周波数との関係を示す
特性図、第７図は交流電源電圧に対する交流−直流変換
効率を示す特性図、第８図及び第１０図は負荷電流の変
化に対する可飽和リアクタトランスに供給される制御電
流の変化を示す特＋４図、第９図及び第１１図は可飽和
リアクタトランスを含む共振回路の共振周波数に対する
出力電圧の変化を示す曲線図、第１２図は本発明による
スイッチング電源装置の他の実施例を示す回路図である
。 （４）は発振回路、（５）及び（１５）は可飽和リアク
タトランス、（１０）及び（１７）は制御回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 直流入力電流が所定の周期をもってスイッチングされて
   電源トランスの１次巻線に供給され、その２次巻線より
   出力が取出されるようになされたスイッチング電源装置
   において、 上記電源トランスの２次巻線に可飽和リアクタトランス
   の被制御巻線を直列に接続し、 該直列回路に対してコンデンサを並列に接続して共振回
   路を構成し、 該共振回路より得られる出力を制御回路を通じて上記可
   飽和リアクタトランスの制御巻線に供給してなることを
   特徴とするスイッチング電源装置。