JPS6198481A

JPS6198481A - 積分回路

Info

Publication number: JPS6198481A
Application number: JP59219957A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Tsuchiya; 聡土屋; Yasunobu Kuniyoshi; 国吉　保伸; Minoru Aoyanagi; 青柳　稔
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1984-10-19
Filing date: 1984-10-19
Publication date: 1986-05-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明はオペアンプを使用するとともに特に微少電流
を取り扱う積分回路に関する。

〔従来の技術〕

通電、オペアンプを用いた積分回路では、積分出力値に
オペアンプのオフセント電流の影響が表われ、入力零で
も例えば５０ｐν程度のオフセット値が存在する。この
ため、入力信号レベルが大きければこのオフセット値の
影響は殆んど無視できるが、入力として微少電流を取り
扱う場合、例えばフォトダイオードの出力電流を取り扱
う場合、その出力は１ｏｏｐｖ程度であるため、オフセ
ット分の影響が無視できず、積分出力値が正確でなくな
る。

このオペアンプのオフセットの補償を行う方法として、
負帰還をかける手法がよく用いられる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、この負帰還をかける手法は、フォトダイオード
のように出力端の電位差を零とする必要がある素子の電
流を扱う場合や積分時定数を変える必要がある場合には
使用できないか、あるいは構成が複雑となって不向きで
ある。

この発明はこのオペアンプのオフセント電流の影響を除
去できる積分回路を提供しようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は、オペアンプ（１）を使用するとともに微少
電流人力ΔＩを取り扱う積分回路において、入力信号を
オペアンプ（１）の非反転及び反転入力端子間に所定周
期で反転して供給し、その反転前後の積分出力のピーク
値をサンプルホールド回路（７）（８）にてサンプリン
グホールドし、このサンプルホールド回路ｆｉｌ　（８
）の出力を比較して、両ホールド出力の差として積分出
力を得るものである。

〔作用〕

反転前後のホールド出力には、それぞれオペアンプのオ
フセット電流による積分出力が含まれ、それは同じ値で
ある。よって、積分出力として反転前後のホールド出力
の差を取り出せば、オフセット分の除去されたものが得
られる。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例で、（１）はオペアンプで
あり、このオペアンプ（１）の出力端子と反転入力端子
との間に積分用コンデンサ（２）が接続される。

（３）はリセット用スイッチ回路で、所定周期の信号５
Ｗｔ（第２図Ａ）によりコンデン＋（２）の充電電圧が
放電され、リセットされる。

（４）は入力信号源としての微少電流ΔＩの定電流１　
　　　　　源である。この定電流源（４）の一端、他端
はそれぞ（・　　　　　　れスイッチ回路（５＾）　　
（５Ｂ）及び（６Ａ）　　（６Ｂ）を介してオペアンプ
（１）の反転入力端子と非反転入力端子とに接続される
が、スイッチ回路（５Ａ）　　（５Ｂ）及び（６＾）　
　（６Ｂ）が切換信号Ｓ　Ｗ　２及び５Ｗ３（第２図Ｂ
及びＣ）によりオン・オフされることによって定電流源
（４）の一端、他端とオペアンプ（１）の２つの入力端
子との接続態様が反転される。

すなわち、スイッチ回路（５Ａ）及び（６八）は切換信
号ＳＷ２がハイレベルとなる期間Ｔ１でオンとされ、ス
イッチ回路（５Ｂ）及び（６Ｂ）は切換信号Ｓ　Ｗ　３
がハイレベルとなる期間Ｔ２でオンとされるもので、切
換信号ＳＷ２とＳ　Ｗ　３とは、第２図Ｂ及びＣから明
らかなように１リセット周期毎に交互にハイレベルとな
るようにされている。そして、この場合、両切換信号Ｓ
　Ｗ　２及びＳＷ３のハイレベルとなる期間Ｔ１とＴ２
の長さは等しくなるように設定される。

図のように、期間Ｔ１であって、スイッチ回路（５Δ）
及び（６Ａ）がオンとされる状態においては、オペアン
プ（１）の出力端子に得られる電圧Ｅｏは第２図りに示
すように直線状傾斜をもゲζ上昇する。　　　　（一方
、期間Ｔ２であって、スイ・ソチ回路（５Ｂ）及び（６
Ｂ）がオンとされる状態においては、オペ“？ンプ（１
）の出力端子に得られる電圧Ｅｏは第２図りにボずよう
に直線状傾斜をもって）降する。

そして、信号ＳＷ１がハイレベルになるリセット期間に
なるとスイッチ回路（３）がオンとなり、コンデンサ（
２）の充電電圧が瞬時に放電され、このためオペアンプ
（１）の出力端子の電圧Ｅｏは零にリセットされる。

このオペアンプ（１）の出力電圧Ｅｏはサンプリングホ
ールド回路（力及び（８）に供給される。そして、井ン
プリングホールド回路（７）には期間Ｔ１の立ち下がり
から若干手前の期間までのパルス幅を有するサンプリン
グパルスＳＰ１　　（第２図Ｅ）が供給され、また、サ
ンプリングホールド回路（８）には期間′１゛２の立ち
十がりから若干手前の期間までのパルス幅を有するサン
プリングパルスＳＰ２　　（第２図Ｆ）が供給される。

したがってサンプリングホールド回路（７）においては
電圧Ｅｏの上昇傾斜のピーク値がサンプリングされてボ
ールドされ、サンプリングホールド回路（８）において
は電圧Ｅｏの下降傾斜のピーク値がサンプリングされて
ホールドされる。そして、両ホールド回路（７）及び（
８）のホールド出力が比較回路（９）に供給きれ、出力
端子ＱＯＩにはサンプリングホールド回路（７）及び（
８）のホールド出力の差の電ｊ王が得られる。したがっ
て、出力端子０ωには電圧値が２倍で、以下に述べるよ
うにオペアンプ＋１）のオフセット電流分が除去された
電圧が得られる。

すなわち、電圧Ｅｏの上昇部分の電圧値ＥＯ１は、オペ
アンプ（１）のオフセット電流をＴＦ％コンデンサ（２
）の容量をＣ１時間をもとすれば、■ Ｅｏ１＝　　（ΔＩ＋ＩＰ）　　・ｔ　　　　　　−（
１１同様に下降部分の電圧値ＥＯ２は、ＥＯ２＝　　（−ΔＩ＋Ｉｐ）　　・Ｌ　　　　　−（
２＋にこで、サンプリングホールド回路（７）及び（８）の出
力はそれぞれ（１）、　＋２）式でｊ　＝Ｔ　ｓ　＋　
　Ｌ　＝７２のときの値で、Ｔ＞　＝Ｔ２　＝Ｔとする
と、比較回路（９）の出力Ｅは、Ｅ＝Ｅｏｔ　　（Ｔ）　　−Ｅｏｚ　　（Ｔ）−−・　
２Δ　Ｉ−Ｔ　　　　　　　　　　　　　　　・・・・
（３）となり、オフセント電流の影響は除去される。

こうして、出力端子００）の積分出力としてオフセット
の影響のない値が得られるので、微少電流の測定が可能
となる。

また、出力端子０ωに得られる出力値が一定値となるよ
うにスイ・ソチ回路（５八）　　（５Ｂ）　　（６八）
　　（６Ｂ）を切り換え、電流を時間軸に置き換えれば
、期間Ｔｌ、Ｔ２の長さを測定することにより非常に広
いダイナミックレンジにわたって、微少電流の測定が可
能になる。

第３図はこのことを利用したこの発明回路の応用例で、
これはビデオカメラのホワイトバランスの自動調整回路
に用いた場合の例である。

すなわち、この例は被写体を撮像するメインの！　　　
　　撮（＆素子とは別に、これと同じ分光特性を有する
）：外部受光素子を設けると共に、この外部受光素子の前面
に白色の半透明機を配置してその外部受光素子から白色
の被写体を撮像したときと等価な３原色信号を得、この
３原色信号を使用してメインの撮像素子で白い被写体を
撮像したとき、その撮像素子からの３原色信号のレベル
比が１：１：１となるように制御するものである（実願
昭５９−８６５０４号参照）。

このようにすれば、そのレベル制御された３原色信号は
、ホワイトバランスがとれていることになる。

この場合に、ビデオカメラには、一般に、光学式の自動
絞り機構が設けられ、被写体からメインの撮像素子に供
給される光量は、はぼ一定とされているので、その３原
色信号のレベルも撮像条件にかかわらずほぼ一定である
。

しかし、外部受光素子の入射光は、被写体の色温度を得
るためのものであるから、その入射光はできるだけ広い
範囲からの平均光でなければならず・自動絞り機構を通
じてメイ７′）撮像素子“供　　　　　（給される光を
利用することはできない。このため、外光の変化に対応
して外部受光素子の出力信号のレヘルは、大幅に変化し
てしまう。

従って、外部受光素子の出力信号を使用してメインの３
原色信号のホワイトバランスをとるとき、外部受光素子
の出力信号は、自動絞り機構の特性に対応してレヘルを
圧縮しておく必要がある。

そして、外部受光素子の出力信号のレベルを圧縮する場
合、外光の変化範囲に対応して８０ｄＢ程度のレベル制
御を行う必要があるが、この８０ｄＢのレヘル制御を行
うには、対数アンプを使用する方法と、一般のＡＧＣア
ンプを多段接続する方法とがある。

しかし、対数アンプを使用した場合には、その出力信号
が対数となるので、レベル比を工：に１とするとき、逆
対数の処理が必要となり、そのためにはマイコンなどが
必要となってしまう。また、ＡＧＣアンプを多段接続す
る場合には、ゲインが非常に高くなるので、発振しやす
くなったり、発振しないまでも不安定になったりしてし
まう。

そこで、ごの例ではＡＧＣアンプの代わりにこの発明の
積分回路を使用する。

第３図において、（１００）はメインの１最像信号系、
（２００）はホワイトバランスの制御回路を示し、第４
図はその各部の波形図である。そして、信号系（１００
）において、（１１）は撮像管あるいはｔＩｄ像板など
の撮像素子で、この撮像素子（ＩＩ）のカラー撮像出力
が撮像信号処理回路（１２）に供給されて赤、緑、青の
３原色信号Ｒ，Ｇ、Ｂとされ、これら信号Ｒ−Ｂがスイ
ッチ回路（１３）に供給される。このスイッチ回路（１
３）には、端子（１６）から垂直ブランキングパルスＶ
ＢＬＫが制御信号として供給され、スイッチ回路（１３
）は、垂直走査期間には図の状態に接続され、垂直ブラ
ンキング期間には図とは逆の状態に切り換えられる。

したがって、スイッチ回路（１３）からは、垂直走査期
間には、処理回路（１２）からの信号Ｒ−Ｂが取り出さ
れる。

そして、この取り出された信号Ｒ−Ｈのうち、信号Ｇが
そのまま端子（１５Ｇ）に取り出されるとともに、信号
Ｒ，Ｂがゲインコントロールアンプ（１４Ｒ）　、　　
（１４Ｂ　）を通じて端子（１５Ｒ）　、　　（１５Ｂ
）に取り出される。

また、制御回路（２００）において、（２１Ｒ）〜（２
１Ｂ）は外部受光素子としてのフォトダイオードで、そ
の前面には、撮像素子（１１）の３原色光に対応する分
光特性と同じ分光特性を有する、す　。

なわち、赤色光、緑色光、青色光をそれぞれ透過光とす
る光学フィルタ（２２Ｒ）〜（２２Ｂ　）が設けられる
とともに、図示はしないが、さらにその前面に拡散板と
して白色の半透明板が設けられ、従って、ダイオード（
２１Ｒ）〜（２１Ｂ　）からは被写体（図示せず）を照
明する照明光の三原色光成分の大きさに対応したレベル
の電流ＩＲ−ＩＢが取り出される。そして、この電流Ｉ
　Ｒ−Ｉ　Ｂがそれぞれ前述した第１図の構成の積分回
路（２３Ｒ）〜（２３Ｂ　）に供給され、それぞれ電流
ＩＲ−ＩＢの大きさに応じた積分出力ＥＲ−ＥＢが得ら
れる。

すなわち、この場合、積分回路（２３Ｒ）〜（２３Ｂ）
（に供給される信号ＳＷｓ〜ＳＷ３及びＳＰｔ。

ＳＦ３は共通とされるもので、積分の傾斜は電流ＩＲ−
ＩＢの大きさに比例するから積分出力であるピーク値は
、積分時間Ｔが同じならば、電流ＩＲ−ＩＢの大きさに
比例したものとなるものである。

信号Ｓ　Ｗ　１〜ＳＷ３及びＳＰＡ　、ＳＦ３は次のよ
うにして形成される。

すなわち、端子（２４）を通じた垂直同期パルスＶＤ（
第４図Ａ）が分周回路（２５）に供給されて、これより
パルスＶＤを１／２分周した信号であって互いに位相が
１８０“異なる信号ＦＬＩ及びＦＬ２（第４図Ｂ及びＣ
）が得られる。そして、こ、の信号ＦＬｘ及びＦＬ２の
立ち上がりによりそれぞれフリップフロップ回路（２６
）及び（２７）がセントされ、このフリップフロップ回
路（２６）及び（２７）の出力がハイレベルに立ち上が
る。このフリップフロップ回路（２６）及び（２７）の
出力は、そｈぞれ切換信号Ｓ　Ｗ　２及び５Ｗ３（第４
図り及びＥ）となるものである。

したがって、積分回路（２３Ｒ）〜（２３Ｂ）にお　　
　　　！いてはこの信号ＳＷ２及びＳ　Ｗ　３のハイレ
ベル期間Ｔ１．Ｔ２において第４図Ｈに示すように積分
回ｌＩ！８（２３Ｒ）〜（２３Ｂ）のオペアンプの出方
電圧が上昇及び下降する。このとき、ダイオード（２１
Ｒ）〜（２１Ｂ＞の出力は定電流特性なので、積分電圧
は直線的に上昇していく。そして、例えばダイオード（
２１Ｇ　）の入射光量が大きければ、その出力電流ＩＧ
も大きいので、波形図Ｈに破線で示すように、電圧の上
昇は急となり、入射光量が小さければ、電流　ＩＣも小
さいので、一点鎖線で示すように、電圧の上昇は緩やが
となる。そして、このことは、他のダイオード（２１Ｒ
）　、　　（２１Ｂ）についてのオペアンプの出力につ
いても同様である。

そして、この場合、積分回路（２３Ｇ　）のオペアンプ
の出力電圧Ｇ　Ｅ　ｏが全波整流回路（２８）に供給さ
れてこれより下降する電圧部分も上昇する出力として得
られ、これが比較回路（２９）の一方の入力端子に供給
される。一方、電圧源（３ｏ）からの基準電圧ＶＦがこ
の比較回路（２９）に供給され、この比較回路（２９）
の出力がフリップフロップ回路（２６）及び（２７）の
リセット端子に供給され、電圧Ｇ　Ｅ　ｏ≧Ｖ　Ｆ　ｌ
のときフリップフロップ回路（２６）及び（２７）はリ
セットされる。すなわち、電圧Ｅｏが上昇して所定時間
Ｔ経過後にＧＥｏ＝Ｖ　Ｆ　１になったとすると、その
時点でフリップフロップ回路（２６）及び（２７）がリ
セットされる。

この時間Ｔは、第４図Ｈから明らかなように電流ＩＣが
大であれば短く、電流ＩＧが小であれば長（なる。

また、１フイ一ルド期間毎に積分出力が変わることは殆
んどなく、はぼＴＩ　＝Ｔ２　＝Ｔである。

この場合、各１フイ一ルド期間においてＧ　Ｅ　。

＝　Ｖ　Ｆ　１になる時点があり、積分回路（２３Ｇ　
）の出力ＥＧはＥ　Ｃ＝　Ｖ　Ｆ　１で一定である。そ
して、積分回路（２３Ｒ）及び（２３Ｂ　）の出力ＥＲ
及びＥＢは、積分時間がＴで積分回路（２３Ｇ）と同じ
であるが、そのレベルはダイオード（２１Ｒ）及び（２
１Ｂ）の入射光量に比例したものとなる。すなわち、出
力ＥＲ−ＥＣは、ダイオード（２１Ｒ）〜（２１Ｂ）の
入射光量を示していることになるが、出力ＥＲ，ＥＢは
電圧ＥＣを基準として規格化されているとともに出力電
圧ＥＧは入射光量にかかねらず−走化されたものとなっ
ている。

なお、フリップフロップ回路（２６）及び（２７）の出
力である信号Ｓ　Ｗ　２及びＳＷ３が極性判定されてア
ンドゲート（３１）に供給され、これよりリセット信号
５ＷＬ（第４図Ｆ）が得られる。

また、全波整流回路（２８）の出力が比較回路（３２）
に供給されるとともに、この比較回路（３２）に電圧源
（３３）よりの電圧ｖＦ１より若干低い電圧ＶＦ２が供
給され、これより比較回路（２９）の出力がハイレベル
に立ち上がる前にハイレベルに立ち上がる出力が得られ
、その立ち上がりによりフリップフロップ回路（３４）
がセットされる。また、比較回路（２９）の出力の立ち
上がりによりこのフリップフロップ回路（３４）がリセ
ットされる。

したがって、このフリップフロップ回路（３４）からは
第４図Ｉ（に示したオペアンプの出力電圧Ｇ　Ｅ　。

の上昇及び下降のピーク時点でパルスＳＰ（第４図■）
が得られる。そして、このパルスＳＰがアントゲ−１−
（３５）において信号ＳＷ２よりゲートされて、そのゲ
ート出力としてサンプリングパルスＳＰＬ　　（第４図
Ｊ）が得られ、また、アンドゲート（３６）においてゲ
ートされてそのゲート出力としてサンプリングパルスＳ
Ｐ２　　（第４図Ｋ）が得られ、これらパルスＳＰ１及
びＳＦ３が積分回路（２３Ｒ）〜（２３Ｂ）に供給され
る。

以上のようにして積分回路（２３Ｒ）〜（２３Ｂ　）か
ら得られた出力電圧ＥＲ−ＥＢにより垂直ブランキング
期間においてアンプ（１４Ｒ）〜（１４Ｂ）のゲインが
セットされて信号Ｒ−Ｂのホワイトバランスが調整され
る。すなわち、電圧ＥＲ−ＥＢがスイッチ回路（１３）
に供給されるとともに、垂直ブランキング期間にはパル
スＶＢＬＫによりスイッチ回路（１３）が図とは逆の状
態に接続されて電圧ＥＲ−ＥＢが取り出される。そして
、この取り出された電圧ＥＲ−ＥＢのうち、電圧ＥＲ，
ＥＢがアンプ（１４Ｒ）　、　　（１４Ｂ）を通じて電
圧比較回路（１７Ｒ）　、　　（１７Ｂ）に供給される
と共に、電圧ＥＣが比較回路（１７Ｒ）　、　　（１７
Ｂ）に基準電圧として供給される。したが７て、比較回
路（１７Ｒ）、　　　　　　！（１７Ｂ）からは電圧Ｅ
Ｃに対する電圧ＥＲ，ＥＢの誤差分が比較出力ΔＥＲ，
ΔＥＢとして取り出される。

そして、この出力電圧ΔＥＲ，ΔＥＢがサンプリング用
のスイッチ回路（１８Ｒ）　、　　（１８Ｂ）に供給さ
れると共に、パルスＶＢＬＫがスイ・ノチ回路（１８Ｒ
）（１８Ｂ　）にその、制御信号として供給されて電圧
ΔＥＲ，ΔＥＢがサンプリングされ、このサンプリング
された電圧ΔＥＲ，ΔＥＢがコンデンサ（１９Ｒ）　、
　　（１９Ｂ　）　ニ供給されて次（７）　ハ／Ｌ／　
スＶＢＬＫまでホールドされるとともに、アンプ（１４
Ｒ）、　。

（１４Ｂ）に制御信号として供給され、ΔＥＲ＝Ｏ。

ΔＥＢ＝０となるように、すなわち、垂直ブランキング
期間に端子（１５Ｒ）〜（１５Ｂ　）に得られる電圧Ｅ
Ｒ−ＥＢのレベル比が１　：　’１　：　１となるよう
にアンプ（１４Ｒ）　、　　（１４Ｂ）のゲインが制御
される。

したがって、続いて垂直走査期間になったとき、処理回
路（１２）からの信号Ｒ−Ｂは、それが白い被写体の撮
像出力であればアンプ（１４Ｒ）　、　　＜１４Ｂ　）
によりレベル比が１：１；ｌに制御される。才なわち、
ホワイトバランス力（正しｌｌｄ整される。

こうして、この例によれば、自動追尾式のホワイトバラ
ンス調整を行うことができる。そして、この場合、対数
アンプや多段接続のＡＧＣアンプ、を用いる代わりに積
分回路を用いたので、これら対数アンプやＡＧＣアンプ
に起因する問題点をすべて回避できる。そして、積分回
路を、この例に用いる場合、フォトダイオードの出力電
流は微少であってオペアンプのオフセット電流のｓｋａ
が問題になるが、この発明による積分回路によれば、オ
フセット電流の影響は除去され、第３図のホワイトバラ
ンス調整用として卵重に好適である。

なお、第３図例の場合、ホワイトバランスのずれに対し
て信号ＩＲ，ＩＢは大幅に変化するが、ホワイトレベル
の変化に対してレベル変化があまり大きくない信号　Ｉ
Ｇを基準にして信号ＩＲ。

ＩＢを規格化しているので動作が安定である。

また、第３図例では電圧ＥＲ−ＥＢにより、信号Ｒ−Ｂ
に対してクローズトループのゲインコントロールを行っ
ているが、′オープンループでもよい。

〔発明の効果〕

この発明によれば、オペアンプの入力信号を所定周期で
反転し、正の積分出力のピーク値と負の積分出力のピー
ク値の差を出力として取り出すことによりオフセット電
流の積分出力への影響を除去することができる。

したがって、入力電流が微少なものであっても正確な積
分が行えるものである。そして、負帰還をかけてオフセ
ソｌ去を図るものに比べて積分時定数を可変にしても構
成が複雑になることはない。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の回路図、第２図はその説明の
ための図、第３図はこの発明回路の応用例を示す図、第
４図はその説明のための図である。ｉｌｌはオペアンプ、（２）は積分用コンデンサ、（４
）は１　　　　　人力信号椋、（５＾）　　（５Ｂ）　
　（６八）　　（６Ｂ）はスイン）　　　　　ヶ。路、
（７）反引８．．よｅ−２値、）−、−７７”ｌＪ７グ
オールド回Ｉ洛、（９）は差をとる比較回路である。第２図

Claims

【特許請求の範囲】

オペアンプを用い微少電流入力を取り扱う積分回路であ
って、上記入力信号を上記オペアンプの２つの入力端子
間に所定周期で反転して供給し、その反転前後の積分出
力のピーク値をホールドし、その反転前後のホールド値
の差として積分出力を得るようにした積分回路。