JPS6173118A - Automatic focusing device of video camera - Google Patents
Automatic focusing device of video cameraInfo
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- JPS6173118A JPS6173118A JP59195011A JP19501184A JPS6173118A JP S6173118 A JPS6173118 A JP S6173118A JP 59195011 A JP59195011 A JP 59195011A JP 19501184 A JP19501184 A JP 19501184A JP S6173118 A JPS6173118 A JP S6173118A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、赤外線光全投射し三角測距原理に基ずくビデ
オカメラの自動焦点調整装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to an automatic focusing device for a video camera which projects all infrared light and is based on the principle of triangulation.
従来例の構成とその問題点
第１図に赤外線光を用いた三角測距原理に基ずくビデオ
カメラの自動焦点調整装置（以下アクティブ式焦点調整
装置と称する。）の原理図を示す。Conventional Structure and Its Problems FIG. 1 shows the principle of an automatic focus adjustment device for a video camera (hereinafter referred to as an active focus adjustment device) based on the principle of triangulation using infrared light.
同図において、投光手段１より投光された測距用赤外光
は投光レンズ２を経て測距対象物３に到達した後１反射
して収束レンズ４ｔ−経て受光素子６に入射する。この
際、投光手段１および受光素子６と測距対象物３との距
離が変化すれば、反射光の受光素子６への入射角度ある
いは反射光の受光素子表面における入射位置が変化する
。この反射光の入射角度あるいは、上記入射位置に基ず
き演算器６は所定の演算を行なう。レンズ駆動装置７は
演算器６の演算結果に基ずき、複数枚のレンズから成る
撮影レンズを適切なフォーカシング位置に駆動し焦点調
整が完了する。In the figure, infrared light for distance measurement projected from a light projection means 1 passes through a projection lens 2, reaches a distance measurement object 3, is reflected once, and enters a light receiving element 6 through a converging lens 4t. . At this time, if the distance between the light projecting means 1 and the light receiving element 6 and the distance measurement object 3 changes, the angle of incidence of the reflected light on the light receiving element 6 or the position of incidence of the reflected light on the surface of the light receiving element changes. Based on the incident angle of this reflected light or the above-mentioned incident position, the calculator 6 performs a predetermined calculation. The lens driving device 7 drives the photographing lens made up of a plurality of lenses to an appropriate focusing position based on the calculation result of the calculator 6, and the focus adjustment is completed.
次に、従来例として、上記受光素子５としてＰ Ｓ Ｄ
（Ｐｏ５ｉｔｉｏｎ ５ｅｎｓｉｔｉｖｅ Ｄｅｖｉ
ｃｅ ）等の周知の光位置検出器を用い、光位置検出器
より取り出される２つの光電流の沈金演算することによ
り、被写体と上記投光手段間の距離に対応する信号を得
て、この信号に基すいて、ビデオカメラのピント調整を
行なう方法について説明する。Next, as a conventional example, the light receiving element 5 is PSD.
(Po5ition 5ensitivive Devi
Using a well-known optical position detector such as CE), a signal corresponding to the distance between the subject and the light projecting means is obtained by calculating the two photocurrents taken out from the optical position detector, and this signal is Based on this, we will explain how to adjust the focus of a video camera.
第２図は、上記従来例の投受光部の幾何学的配置と測距
原理金示したものである。第３図は、上記従来例におけ
る演算器等の構成要素全示すブロック図である。FIG. 2 shows the geometric arrangement of the light emitting/receiving section and the distance measuring principle of the conventional example. FIG. 3 is a block diagram showing all the components such as the arithmetic unit in the conventional example.
赤外発光ダイオード９（以下、赤外ＬＥＤと称す）から
放射された赤外線光は投光レンズ１０により収束された
被写体１１に投射される。被写体よりの反射光は収束レ
ンズ１２により収束され、光位置検出器１３の受光面上
にスボ７）像を結ぶ。Infrared light emitted from an infrared light emitting diode 9 (hereinafter referred to as an infrared LED) is focused by a projection lens 10 and projected onto a subject 11 . The reflected light from the object is converged by the converging lens 12 and forms an image of the sub-light 7) on the light receiving surface of the optical position detector 13.
元位置検出器の有効な受光面の長さｔｌｏ、投光レンズ
受光レンズの光軸は平行となるように配置されており、
光軸間の距離ｄ、受光レンズの焦点距離ｆ、被写体と投
光レンズ間の距離りとする。The effective length tlo of the light receiving surface of the original position detector is arranged so that the optical axes of the light emitting lens and the light receiving lens are parallel to each other.
The distance between the optical axes is d, the focal length of the light-receiving lens is f, and the distance between the subject and the light-emitting lens is assumed to be d.
Ｌが無限遠方の時、スボｙト像がＰＳＤの中心に結像し
、光位置検出器より取り出される電流工、。When L is infinitely far away, a sub-eye image is formed at the center of the PSD, and the electric current is taken out by the optical position detector.
工、が等しくなるように光位置検出器の中心位置が調整
されている。元位置検出器の中心位置より、距離りの時
のスポット像の結像位置の変位量を１とする。この時、
変位量Ｘは、次式で表わされる。The center position of the optical position detector is adjusted so that the Let the amount of displacement of the imaging position of the spot image at distance from the center position of the original position detector be 1. At this time,
The displacement amount X is expressed by the following formula.
Ｉ＝□ ・・・・・・（１）ま
た、光位置検出器１３から出力される２つの光ｔｉＩ＋
、工２は、それぞれの出力端電極１４゜１６とスポット
像の結像位置までの距離に反比例する。即ち、
− − Ｘ
Ｘ１＝□−・工。 ・・・・・・シ）Ｏ
一＋Ｘ
ｌ２＝□・工。 ・・・・・個Ｏ
上式の工。は、スポ１．ト像の光量により生じる全電流
量を表わす。次に（１） 、 （２） 、 （３）式を
変形すると、
Ｉ、＋Ｉ２ １０ Ｌ
となる。（４）式によれば、被写体までの距離の逆数か
る。通常の撮影レンズの焦点調整機構であるヘリコイド
の回転角度と被写体までの距離りの逆数撮影レンズのヘ
リコイドの回転角とを検知すれば自動焦点調整が可能で
ある。I=□...(1) Also, two lights tiI+ output from the optical position detector 13
. That is, - - X X1=□-・engine.・・・・・・C) O 1 + X l2 = □・Eng. ...Pieces O The above-mentioned method. Is sports 1. represents the total amount of current generated by the amount of light in the image. Next, by transforming equations (1), (2), and (3), it becomes I, +I2 10 L. According to equation (4), the reciprocal of the distance to the subject is calculated. Automatic focus adjustment is possible by detecting the rotation angle of the helicoid, which is the focus adjustment mechanism of a normal photographic lens, and the rotation angle of the helicoid of the photographic lens, which is the reciprocal of the distance to the subject.
次に、第３図を用いて従来より知られている演算処理方
法について説明を行なう。Next, a conventionally known arithmetic processing method will be explained using FIG.
ＬＥＤ駆動回路１６により駆動された赤外ＬＥＤ１７よ
り発生した赤外線光は投光レンズ１８により被写体へ投
射される。被写体よりの反射光は収束レンズ１９により
収束され光位置検出器２ｏの受光面にスポット像全結像
する。一般に元位置検出器２ｏよりの出力信号は、上記
赤外ＬＥＤ１７による成分と、太陽光、螢光灯光などの
背景光に応答した成分も含まれているので、それを区別
するため、赤外ＬＥＤ１７’ｉある所定の周波数ｆｃで
パルス５駆動し、光位置検出器２０より上記所定の周波
数ｆ。に相当する交流成分を取り吊すことにより所要の
信号成分を検出する手法が用いられる。元位置検出器２
０よりの出力電流１．．１．は、各々、第１．第２の電
流電圧変換器２１．２２により電流電圧変換され、次い
で第１．第２のコンデンサ２３．２４’ｉ経て第１．第
２の増幅器２５゜２６へ供給され、交流成分である信号
成分のみ所定の倍率で増幅される。次に、第１．第２の
増幅器２５．２６の出力信号は、各々、第１．第２の中
間周波数通過フィルタ２７ 、２８ （以下ＢＰＦと称
する）へ供給される。ＢＰＦは、その中心周波数が赤外
ＬＥＤ１７の駆動周波数ｆｃ と一致するよう構成され
ており、信号成分に対する雑音成分の比を大きく改善す
る機能をもっている。第１゜第２ＢＰＦ２７．２８の出
力信号は各々、第１ 。Infrared light generated by an infrared LED 17 driven by an LED drive circuit 16 is projected onto a subject by a projection lens 18. The reflected light from the object is converged by a converging lens 19, and a full spot image is formed on the light receiving surface of the optical position detector 2o. Generally, the output signal from the original position detector 2o includes a component caused by the above-mentioned infrared LED 17 and a component in response to background light such as sunlight or fluorescent light. 'i is driven by pulse 5 at a certain predetermined frequency fc, and the optical position detector 20 detects the above-mentioned predetermined frequency f. A method is used to detect the desired signal component by picking up the AC component corresponding to the . Original position detector 2
Output current from 01. ．． 1. are respectively the first. The current is converted into voltage by the second current-voltage converter 21.22, and then the first. The first capacitor 23.24'i passes through the second capacitor 23.24'i. The signal is supplied to a second amplifier 25.degree. 26, and only the signal component, which is an alternating current component, is amplified by a predetermined magnification. Next, the first. The output signals of the second amplifiers 25, 26 are respectively the same as those of the first . The signal is supplied to second intermediate frequency pass filters 27 and 28 (hereinafter referred to as BPF). The BPF is configured such that its center frequency matches the drive frequency fc of the infrared LED 17, and has a function of greatly improving the ratio of noise components to signal components. The output signals of the first and second BPFs 27 and 28 are respectively the first and second BPFs.
第２の整流器２９．３０を経て、第１．第２８ＰＦの出
力の交流信号振幅値に比例した直流電圧ｖ１゜ｖ２を出
力する。加算器３１は、上記ｖ１．ｖ２を加算し、（Ｖ
、１２１に比例した信号ｖ＋を出力し、減算器３２は、
上記ｖ、、ｖ２を減算しくｖ、−ｖ２１に比例した値Ｖ
ｆ比出力る。The first rectifier 29.30 passes through the second rectifier 29.30. It outputs a DC voltage v1°v2 proportional to the AC signal amplitude value of the output of the 28th PF. The adder 31 performs the above v1. Add v2, (V
, 121, and the subtracter 32 outputs a signal v+ proportional to
The value V proportional to v, -v21 by subtracting the above v,,v2
f ratio output.
ｖ＋＝α、（ｖ、＋’ｖ２） ・・・
・・・（５）Ｖ −＃ ・（Ｖ、−Ｖ２１
−・・・−（６）α、βは定数
第１の積分器３３は、加算器３１の出力する直流電圧値
に応じた電圧電流変換を行ない定電流でコンデンサに充
電を行ない時間の経過につれて、ほぼ直線状に増加する
ような波形の積分値ｖ＋を出力するように構成する。第
２の積分器３４は、減算器３２の出力する直流電圧値に
応じた電圧電流変換を行ない定電流でコンデンサに充電
を行ないノ時間の経過につれて、ほぼ直線状に増加する
ような波形の積分値ｖＨヲ出力するように構成する。v+=α, (v, +'v2)...
...(5)V -# ・(V, -V21
-...- (6) α, β are constants The first integrator 33 performs voltage-current conversion according to the DC voltage value output from the adder 31, charges the capacitor with a constant current, and charges the capacitor with a constant current as time passes. , is configured to output an integral value v+ of a waveform that increases almost linearly. The second integrator 34 performs voltage-current conversion according to the DC voltage value output from the subtracter 32, charges the capacitor with a constant current, and integrates a waveform that increases almost linearly as time passes. It is configured to output the value vH.
上記一連の演算処理は線形性を保持した処理であるので
、第１積分器３３の出力値Ｖ＋ は、［Ｉ、＋Ｉ、ｌに
比例し、第２積分器３４の出力値Ｖ−は、ｉＩ、−Ｉ２
１に比例したものとなる。以下第４図も併用して説明を
つづける。第４図波形ａは、赤外ＬＥＤの発光を示す波
形図である。ある一定周期で断続的に発光させると共に
、発光期間は駆動周波数ｆ。でパルス発生させ電せてい
る。Since the series of arithmetic operations described above is a process that maintains linearity, the output value V+ of the first integrator 33 is proportional to [I, +I, l, and the output value V- of the second integrator 34 is proportional to iI , -I2
It is proportional to 1. The explanation will be continued below with reference to FIG. Waveform a in FIG. 4 is a waveform diagram showing light emission from an infrared LED. The light is emitted intermittently at a certain period, and the light emission period is set at a driving frequency f. It generates a pulse and is powered up.
波形す、ｃは、各々、加算器３１および減算器３２の圧
力波形例を示したものである。波形ｄ。Waveforms S and C show examples of pressure waveforms of the adder 31 and the subtracter 32, respectively. Waveform d.
ｅは、各々、第１積分器３３．第２積分器３４の出力例
を示したものである。第１積分器の圧力Ｖ＋は比較器３
５へ供給され、基準電圧ＶＲ３６との比較を行なう。第
４図ｄに示すように、基準電圧値ｖ、ｌとＶ＋波形の交
点で比較器３６の出力は極性が反転してパルス信号を発
生する。波形Ｖ＋ｄ、’／−ｅは、共に同一時刻で積分
を開始しており、かつ、Ｖ＋ 、Ｖ−はＩ、、工２と次
式の関係にある。e are the first integrator 33 . An example of the output of the second integrator 34 is shown. The pressure V+ of the first integrator is the comparator 3
5 and is compared with a reference voltage VR36. As shown in FIG. 4d, the polarity of the output of the comparator 36 is reversed at the intersection of the reference voltage values v, l and the V+ waveform to generate a pulse signal. The waveforms V+d and '/-e both start their integration at the same time, and V+ and V- have the relationship with I and step 2 as shown in the following equation.
ｖ＋ 二ム・ （Ｉ、＋Ｉ、ｌ・ｔ ・・
・・ベア）Ｖ ＝Ｂ ・（Ｉ、−ｘ２１・ｔ
−、−（８）ｔ：積分時間１人、Ｂは定数
従ってｖ＋＝ｖＲとなる時間における第２積分器の出力
レベルＶ、を検出すれば、実質的にこの値は、既に説明
しているように被写体までの距離りの逆数（−）に比例
した信号となる。上記Ｖ、なる第２積分器出力信号は、
アナログ−デジタル変換器３アヘ供給され、デジタル信
号に変換される。一方、撮影レンズ３８のピント位置は
、レンズ・エンコーダ３９により検出され、撮影至近距
離から無限遠までの範囲（ヘリコイドの角度等）を６４
分割した６ビツトの位置信号として圧力すれる。レンズ
・エンコーダは、撮影レンズのフォーカノングツンズ部
に通常設けられるヘリコイド等の焦点調整機構と機械的
に接触を保ち、その焦点調整のために移動して位置検出
信号を出力するようなものが使用される。デジタルコン
パレータ４０は、上記アナログデジタル変換器３了の出
力信号ａと上記レンズエンコーダ３つの出力信号すとの
各対応する桁のビノトヲ比較する。レンズ駆動部４１は
、デジタルコンパレータ４ｏの圧力を受けａ＝ｂとなる
ように撮影レンズ３８の焦点調整全行ない、最徹適なピ
ント位置にて停止させ自動調整が完了する。v+ Nim (I, +I, l・t...
・・Bear) V = B ・(I, -x21・t
−, −(8) t: Integration time for one person, B is a constant Therefore, if the output level V of the second integrator at the time when v+=vR is detected, this value is substantially the same as already explained. The signal is proportional to the reciprocal (-) of the distance to the subject. The second integrator output signal, which is the above V, is
The signal is supplied to an analog-to-digital converter 3 and converted into a digital signal. On the other hand, the focus position of the photographing lens 38 is detected by the lens encoder 39, and the range from the closest photographing distance to infinity (helicoid angle, etc.) is detected by the lens encoder 39.
It is output as a divided 6-bit position signal. A lens encoder is a device that maintains mechanical contact with a focus adjustment mechanism such as a helicoid that is normally installed in the focusing lens of a photographic lens, moves to adjust the focus, and outputs a position detection signal. used. The digital comparator 40 compares the output signal a of the analog-to-digital converter 3 and the output signal of the three lens encoders for each corresponding digit. The lens drive section 41 performs all focus adjustments of the photographic lens 38 under pressure from the digital comparator 4o so that a=b, and stops at the most optimal focus position, completing the automatic adjustment.
ここでビデオカメラ用オートフォーカス装置に必要な所
要性能について考えてみると、一般に家庭用ビデオカメ
ラは６倍ズームレンズが標準装備となっており、至近１
ｍ程度から２０ｍまでの範囲に渡って十分にピント精度
が要求されている。If we consider the performance required for an autofocus device for a video camera, we can see that home video cameras are generally equipped with a 6x zoom lens as standard equipment, and
Sufficient focusing accuracy is required over the range from about m to 20 m.
次に、アクティブ式焦点調整装置において、取り扱うべ
き信号のダイナミックレンジについて考える。一般に受
光素子に入射する光量は、赤外ＬＥＤの発光量に比例し
、被写体の赤外反射率に比例し、かつ被写体までの距離
りの２乗に反比例する。仮に反射率１０％〜１ｏＯ％、
距離１ｍ〜２Ｏｒｎｆｃ測距の対象とするならば１：４
０００という非常にダイナミックレンジの広い信号を扱
かうことになる。従って、アクティブ式焦点調整装置の
性能を決める要因としては、受光素子および初段増幅器
での信号対雑音比（、Ｓ／Ｎ ）と、上記のごとく広い
ダイナミックレンジにわたり、回路素子の／くラツキ、
温度変化、直流オフセット等の要因に対し、十分線形性
の良い信号演算処理が可能であるのか否かが問題となっ
て来る。上記の観点から第３図の従来例について考えて
見ると次のような問題点を有している。第１点としては
、光位置検畠器２０よりの出力信号Ｉ、、Ｉ、、ｋ、各
々、電流電圧変換器、増幅器、ＢＰＦ、整流器を経てｖ
、、ｙ２なる信号を得るのであるが、この時、Ｉ、−ｖ
１系の利得ｇ１ とＩ２−Ｖ２系の利得ｇ２とすると、
測距信号ｖ、（第４図に示したもの）は、実質的に、と
なる。従ってｇ、＝ｇ２であれば、測距距離の変化に対
応するＩｌ、Ｉ２の相対的な変化に対し、本来の線形性
が保たれているので測距精度上の誤差は発生しない。し
かし、従来例の構成のままでは、ｇ１＋ｇ２の整合性を
確保することは非常に困難である。たとえば、ＢＰＦで
のバラツキ、温特補償を行なうことは不可能に近いこと
である。Next, consider the dynamic range of signals that should be handled in the active focus adjustment device. Generally, the amount of light incident on the light receiving element is proportional to the amount of light emitted from the infrared LED, proportional to the infrared reflectance of the subject, and inversely proportional to the square of the distance to the subject. If the reflectance is 10% to 1oO%,
If the distance is 1m to 2 Ornfc distance measurement, it is 1:4.
000, a signal with an extremely wide dynamic range. Therefore, the factors that determine the performance of an active focus adjustment device are the signal-to-noise ratio (S/N) of the light receiving element and the first stage amplifier, the fluctuation of the circuit elements, and the wide dynamic range as described above.
The question becomes whether signal calculation processing with sufficiently good linearity is possible against factors such as temperature changes and DC offsets. When considering the conventional example shown in FIG. 3 from the above viewpoint, it has the following problems. The first point is that the output signals I, , I, , k from the optical position detector 20 pass through a current-voltage converter, an amplifier, a BPF, and a rectifier.
,,y2, but at this time, I, -v
Assuming the gain g1 of the 1 system and the gain g2 of the I2-V2 system,
The ranging signal v, (shown in FIG. 4) becomes substantially. Therefore, if g,=g2, the original linearity is maintained with respect to relative changes in Il and I2 corresponding to changes in the measured distance, so no error in distance measurement accuracy occurs. However, with the conventional configuration as it is, it is very difficult to ensure consistency of g1+g2. For example, it is nearly impossible to compensate for variations in BPF and temperature characteristics.
第２点としては、所要の信号ダイナミックレンジに対し
てｖ、全精度よく発生させることが非常に困難であると
いう問題点がある。第１積分器３３、第２積分器３４に
要求される機能を実現する回路構成を第５図に示す。加
算器３１の出力信号Ｖ＋は、入力端子４２より入力され
、反転増幅器４３により信号の極性が反転される。スイ
ッチ４４は赤外ＬＥＤ１７の発光期間以外は閉じられて
おり、出力端子４６には演算増幅器４６の非反転入力端
子に加えられる基準電圧４γがそのまま出力される。次
に発光期間においては、スイッチ４４は開放となり、反
転増幅器４３の出刃電圧と上記基準電圧４７との電位差
を抵抗器４８で割算した値によって決まる一定電流値で
コンデンサ４９へ充電を行ない、出力端子４６には、時
間に対し直線状に増加する三角形状の電圧波形が出力さ
れる。上記構成で、受光素子での受光量が零の時には、
入力端子４２は信号成分が現われず一定の直流電圧値と
なるので、この時スイッチの開閉（Ｃ対し上記三角形状
の電圧波形が出刃端子に発生しないように初期調整を行
なっておく。しかし温度変化、電源変動に対し本来無信
号であるにもがかわらず、積分波形が出力端子４６に生
じる場合がある。これは、入力端子での直流電圧）直の
変動や、反転増幅器４３のオフセット電圧や演算増幅器
のオフセット電圧の変動等が存在するためである。この
オフセット電圧に対する積分出力値は直接測距誤差とな
るので、上記電源変動・温度変化に対するオフセット変
動量は、ある許容値以内に制限しておく必要がある。The second problem is that it is very difficult to generate v with full accuracy for a required signal dynamic range. A circuit configuration for realizing the functions required of the first integrator 33 and the second integrator 34 is shown in FIG. The output signal V+ of the adder 31 is inputted from an input terminal 42, and the polarity of the signal is inverted by an inverting amplifier 43. The switch 44 is closed except during the light emission period of the infrared LED 17, and the reference voltage 4γ applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 46 is output as is to the output terminal 46. Next, during the light emission period, the switch 44 is opened, and the capacitor 49 is charged with a constant current value determined by the value obtained by dividing the potential difference between the blade voltage of the inverting amplifier 43 and the reference voltage 47 by the resistor 48, and the output is output. A triangular voltage waveform that linearly increases over time is output to the terminal 46 . With the above configuration, when the amount of light received by the light receiving element is zero,
Since no signal component appears at the input terminal 42 and a constant DC voltage value, at this time, initial adjustment is made so that the switch is opened and closed (in contrast to C, the above-mentioned triangular voltage waveform does not occur at the blade terminal. However, if temperature changes , an integral waveform may be generated at the output terminal 46 even though there is no signal in response to power supply fluctuations.This is due to fluctuations in the DC voltage at the input terminal, offset voltage of the inverting amplifier 43, This is because there are variations in the offset voltage of the operational amplifier, etc. Since the integrated output value with respect to this offset voltage becomes a direct distance measurement error, it is necessary to limit the offset variation amount with respect to the power supply fluctuation and temperature change to within a certain tolerance value.
一般にビデオカメラは低消費電力化が強く要望されてお
り、第５図に示した回路も５ｖ程度の電源電圧で動作さ
せる必要がある。所要の信号ダイナミックレンジを仮に
１：４００（距離１７７１〜２０ｒｒＬ、反射率１００
％）に制限して考えた時、上記反転増幅器４３の出力で
の最大信号レベルば１ｖ程度に設計し、最小信号レベル
全２．５ｍＶに設計するのが最も妥当である。積分時定
数（第５図の抵抗器の値とコンデンサの容量値の積）お
よび、最大積分時間Ｔｍａｘは、所要の最小信号レベル
において測距が実行されるような値に設定する。In general, there is a strong demand for low power consumption in video cameras, and the circuit shown in FIG. 5 also needs to be operated with a power supply voltage of about 5V. Let's assume that the required signal dynamic range is 1:400 (distance 1771~20rrL, reflectance 100
%), it is most appropriate to design the maximum signal level at the output of the inverting amplifier 43 to be about 1 V, and to design the minimum signal level to be 2.5 mV in total. The integration time constant (the product of the resistor value and the capacitance value of the capacitor in FIG. 5) and the maximum integration time Tmax are set to values such that distance measurement is performed at the required minimum signal level.
ここで測距が実行されるという事は、第１積分器出力Ｖ
＋が最大積分時間Ｔｌｎａｘ以内に、基準電圧値ｖＲに
達し、比較器出力の極性が反転しアナログ−デジタル変
換器へＶ、の値の読み込み動作が生じることを意味する
。従って最小信号レベル２．５ｍＶで測距が実行される
ように積分時定数。The fact that distance measurement is performed here means that the first integrator output V
+ reaches the reference voltage value vR within the maximum integration time Tlnax, which means that the polarity of the comparator output is reversed and the value of V is read into the analog-to-digital converter. Therefore, the integration time constant is such that ranging is performed with a minimum signal level of 2.5 mV.
最大積分時間Ｔｗａｘ ’ｃ段設定れば、最大信号レベ
ル１ｖについてはＴＩｎａｘ／４００の時間で測距が実
行されることになる。以上は、第３図、第６図に示した
回路構成が理想的に働ら〈場合であるが、電源電圧変動
や温度変動等に対し、数ｍｖ程度のオフセット電圧の発
生は避けられない。従って、信号レベルが小さい時につ
いては、信号とオフセット量との区別ができないので精
度の良い測距動作全保証することは不可能である。If the maximum integration time Twax 'c steps is set, distance measurement will be performed in a time of TInax/400 for a maximum signal level of 1v. The above is a case in which the circuit configurations shown in FIGS. 3 and 6 work ideally, but the occurrence of an offset voltage of several millivolts due to power supply voltage fluctuations, temperature fluctuations, etc. is unavoidable. Therefore, when the signal level is small, it is impossible to distinguish between the signal and the offset amount, so it is impossible to guarantee accurate ranging operation.
以上の説明より明らかなように、上記従来例の構成のま
までは、実用上ビデオカメラの自動焦点調整機能に要求
される所要性能を実現することは不可能である。As is clear from the above description, it is practically impossible to achieve the required performance required for the automatic focus adjustment function of a video camera with the configuration of the conventional example described above.
発明の目的
本発明の目的は、高精度な測距性能を有し、ビデオカメ
ラの掃影レンズの機構設計に大きな障害を与えることな
く測距用投受光器全設置可能なビデオカメラの自動焦点
調整装置を実現することである。OBJECT OF THE INVENTION The object of the present invention is to provide an automatic focusing system for a video camera that has highly accurate distance measurement performance and that allows all projector and receiver units for distance measurement to be installed without causing any major obstacles to the mechanical design of the camera's scanning lens. The purpose is to realize a regulating device.
発明の構成
本発明のビデオカメラの自動焦点調整機能は、測距用赤
外元金発光する発光源と上記発光源を駆動する発光源駆
動部と、上記測距用赤外光の測距すべき被写体よりの反
射光を集光する収束レンズと、その収束レンズの焦点位
置に設置され上記反射光の結像スポｙト（ｆＬ置に応じ
て一定の割合で第１ 、第２の光電流を出力する光位置
検出器と、上記第１ 、第２の光電流を電流電圧変換す
る第１ 。Structure of the Invention The automatic focus adjustment function of the video camera of the present invention includes a light source that emits infrared light for distance measurement, a light source drive unit that drives the light source, and a distance measurement device that uses the infrared light for distance measurement. A converging lens that condenses the reflected light from the object to be photographed, and an imaging dropper installed at the focal position of the converging lens to form an image of the reflected light (fL) an optical position detector that outputs a photocurrent, and a first photocurrent that converts the first and second photocurrents into currents and voltages.
第２の電流電圧変換器と、上記第１ 、第２の電流電圧
変換器の各々の出力信号の加算全行なう加算２ｎと、同
じく上記第１ 、第２の電流電圧変換器の各々の出力信
号の減算を行なう減算器と、上記加算器の出力信号と第
１の制御信号が供給される第１の可変利得増幅器と、上
記減算器の出力信号と上記第１の制御信号が供給される
第２の可変利得増幅器と、上記第１．第２の可変利得増
幅器の各々の出力信号が供給される第１．第２の帯域増
幅器と、上記第１．第２の帯域増幅器の各々の出力信号
が供給される第１．第２の検波器と、上記第１、第２の
検波器の各々の出力信号が供給され、上記検波器の出力
信号に応答した大きさの定電流にてコンデンサを充電し
、ほぼ直線的に増加もしくは減少する電圧値全出力する
第１．第２の積分器と、上記第１積分器の出力信号と基
準電圧信号が供給され両信号のレベル比較？行なうレベ
ル判定器と、撮影レンズのピント調整を行なうフォーカ
７フグレンズ群のヘリコイドの回転角を機械的に検出し
電気信号に変換して出力するレンズエンコーダと、上記
第２積分器の出力信号と上記レンズエンコーダ出力信号
の比較を行なう比較器と、上記比較器の出力信号に応答
して上記撮影レンズのフォー力ノングレンズ群の位置を
前方または後方へ、駆動させるレンズ駆動部と、上記レ
ンズエンコーダ出力信号と上記第１検波器出力信号が供
給され、上記発光源駆動部を制御する第２の制御信号と
、上記第１．第２可変利得増幅器の利得を制御する前記
第１の制御信号を発生させる誤差検出器を具備し、上記
レンズエンコーダの出力値が、上記第１積分器の出力信
号と上記基準電圧信号とが一致した時刻における上記第
２積分器の出力信号に対応する値に到達するまで上記レ
ンズ駆動部により撮影レンズのフォーカンングツンズｉ
ｔ駆動し最適なピント位置にて停止するように構成した
ものであり高精度な測距性能を有するビデオカメラの自
動焦点調整装置を実現するものである。A second current-voltage converter, an addition 2n for performing addition of each of the output signals of the first and second current-voltage converters, and an addition 2n of the output signals of each of the first and second current-voltage converters; a first variable gain amplifier to which the output signal of the adder and the first control signal are supplied; a first variable gain amplifier to which the output signal of the subtracter and the first control signal are supplied; 2 variable gain amplifier; and the first variable gain amplifier. The first . a second band amplifier; and the first band amplifier. The first . The output signal of each of the second detector and the first and second detectors is supplied, and the capacitor is charged with a constant current corresponding to the output signal of the detector, almost linearly. The first one outputs a full voltage value that increases or decreases. The second integrator is supplied with the output signal of the first integrator and the reference voltage signal, and the levels of both signals are compared? a lens encoder that mechanically detects the rotation angle of the helicoid of the focus 7 lens group that adjusts the focus of the photographic lens, converts it into an electrical signal and outputs it, and outputs the output signal of the second integrator and the a comparator for comparing lens encoder output signals; a lens driving section for driving the position of the non-focal lens group of the photographic lens forward or backward in response to the output signal of the comparator; and the lens encoder output signal. and a second control signal to which the first detector output signal is supplied and which controls the light emitting source driver; an error detector that generates the first control signal that controls the gain of the second variable gain amplifier, and the output value of the lens encoder matches the output signal of the first integrator and the reference voltage signal. The focusing lens i of the photographing lens is controlled by the lens driving section until the value corresponding to the output signal of the second integrator at the time is reached.
The automatic focus adjustment device for a video camera having highly accurate distance measurement performance is realized.
実施例の説明
以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。本発明の基本構成は赤外線投射三角Ｉ１１距原
理に基ずくものであり第１図に示した構成と全く同一で
ある。また、投受光部の幾何学的配置や測距原理につい
ても第２図に示したものと全く同一である。従って以下
本発明の要点であるところの演算器の構成について、第
６図を用いて説明を行なう。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. The basic configuration of the present invention is based on the infrared projection triangle I11 distance principle and is exactly the same as the configuration shown in FIG. Furthermore, the geometrical arrangement of the light emitting and receiving parts and the principle of distance measurement are also exactly the same as those shown in FIG. Therefore, the configuration of the arithmetic unit, which is the main point of the present invention, will be explained below with reference to FIG.
投光器５Ｑは、ある一定の周期で間欠的に発光ってパル
ス駆動されている発光源６１と発光源、駆動部５２より
構成されている。以下、発光源５１として赤外ＬＥＤｉ
使用する場合について説明を行なう。赤外ＬＥＤｓ１よ
りの赤外光は投光レンズ５３により被写体へ投射される
。被写体よりの反射光は収束レンズ５４を介して光位置
検出器５６の受光面上にスポット像を結ぶ。ここで、光
位置検出器は、前記従来例の説明において用いたものと
同様の素子全使用するものとする。元位置検出器５５よ
りの第１．第２の出力電流Ｉ、、Ｉ。The light projector 5Q is composed of a light emitting source 61 that emits light intermittently at a certain period and is pulse-driven, a light emitting source, and a driving section 52. Hereinafter, an infrared LED is used as the light source 51.
We will explain when to use it. Infrared light from the infrared LEDs1 is projected onto the subject by a projection lens 53. The reflected light from the object forms a spot image on the light receiving surface of the optical position detector 56 via the converging lens 54. Here, it is assumed that the optical position detector uses all the same elements as those used in the description of the conventional example. The first signal from the original position detector 55. The second output current I,,I.
は、各々、第１．第２の電流電圧変換器６６゜５７へ供
給され電圧信号に変換される。なお、出力電流Ｚ、、Ｉ
２は、一般に赤外ＬＥＤｓ１の駆動周波数ｆｓの成分以
外にも不要な成分として太陽光や人工照明光に対応する
直流成分から６０Ｈｚ。are respectively the first. The signal is supplied to a second current-voltage converter 66.degree. 57 and converted into a voltage signal. Note that the output current Z,,I
2 is 60 Hz from the direct current component corresponding to sunlight and artificial illumination light, which is generally an unnecessary component in addition to the drive frequency fs component of the infrared LED s1.
１２０Ｈｚ等の低周波成分等を含んでおり、上記第１．
第２電流電圧変換器の出力には、上記の不要な成分が出
力されないように構成する。第１゜第２電流電圧変換器
５６．５７の出力信号は、加−＋４ Ｉ、−Ｉ２に対
応した信号全出力する。加算２′
器５８および減算器５９の出力信号は、各々、第１ 、
第２の可変利得増幅器６０．６１へ供給され、第１制御
信号６２により利得が調整される。上記第１．第２の可
変利得増幅器の出力信号は、各々、第１．第２の帯域増
幅器６３．６４ｉ経て第１ 。It contains low frequency components such as 120Hz, etc.
The output of the second current-voltage converter is configured so that the above-mentioned unnecessary components are not output. The output signals of the first and second current-voltage converters 56 and 57 output all signals corresponding to the additions -+4 I and -I2. The output signals of the adder 58 and the subtracter 59 are the first,
The signal is supplied to a second variable gain amplifier 60, 61, and the gain is adjusted by a first control signal 62. Above 1. The output signals of the second variable gain amplifiers are respectively equal to the output signals of the first and second variable gain amplifiers. The first via the second band amplifier 63.64i.
第２の検波器６５．６６へ供給される。上記帯域増幅器
は、上記赤外ＬＥＤの駆動周波数１ｓ を中心周波数と
する狭帯域の周波数成分のみを増幅し通過させるように
構成し、信号対雑音比全向上させる機能金有している。It is supplied to a second detector 65,66. The band amplifier is configured to amplify and pass only a frequency component in a narrow band centered around the driving frequency 1s of the infrared LED, and has a function for completely improving the signal-to-noise ratio.
上記第１．第２検波器６５．６６は、各々、第１ 、第
２帯域増幅器の出力信号振幅値に応答した直流信号Ｕ＋
、Ｕ ｉ出力する。第１検波器６５の出力信号Ｕ＋は
、誤差検出器６７へ供給され、上記第１．第２可変利得
増幅器の利得を可変させる第１制御信号６２と、前記発
光源駆動部５２を制御する第２制御信号６８を出力する
。赤外ＬＥＤ５１の発光量は、実質的に、Ｊ２制（財）
信号６８により調整されることになる。Above 1. The second detectors 65 and 66 each receive a DC signal U+ in response to the output signal amplitude value of the first and second band amplifiers.
, U i is output. The output signal U+ of the first detector 65 is supplied to the error detector 67, and the first. A first control signal 62 for varying the gain of the second variable gain amplifier and a second control signal 68 for controlling the light source driving section 52 are output. The amount of light emitted by the infrared LED 51 is practically the same as that of the J2 system (Foundation).
It will be adjusted by signal 68.
第１積分器６９は、第１検波器６５の出力信号Ｕ＋憚’
Ｉｆ％’Ｍ Ｅ％ＶＣＧ ＵｆＣｔ□工、ケイ、ヶい、
え電流にてコンデンサに充電を行ない、時間の経過につ
れてほぼ直線状に増加もしくは減少するような波形の積
分１直Ｕ＋全出力するように構成する。The first integrator 69 receives the output signal U+' of the first detector 65.
If%'M E%VCG UfCt
The capacitor is charged with an additional current, and the integrated circuit U + full output of a waveform that increases or decreases approximately linearly with the passage of time is configured.
第２積分器了０は、第２．検波器６６の出力信号Ｕ−が
供給され、Ｕ−の直流電圧に応じて電圧電流変換を行な
い定電流にてコンデンサに充電を行ない、時間の経過に
つれてほぼ直線状に増加もしくは減少するような波形の
積分値Ｕ２出力するように構成する。第７図は、各部の
信号波形例を示したものである。波形ａは、赤外ＬＥＤ
５１の駆動波形、波形す、ｃは、各々、第１．第２電流
電圧変換器５６．５７の出力信号波形例、波形ｄ、ｅは
、各々、第１．第２検波器ａ５，６ｓの出力信号Ｕ ＋
、 、 Ｕ−の波形例を示したものである。第１積分器
６９の出力信号Ｕ＋はレベル判定器７１へ供給され基準
電圧信号ｖ、７２との比較を行ないＵ＋“＝ｖ、となる
時刻でパルス信号全発生させる。第７図波形ｇは、上記
パルス信号を示したものである。The second integrator 0 is the second integrator. The output signal U- of the wave detector 66 is supplied, voltage-to-current conversion is performed according to the DC voltage of U-, and the capacitor is charged with a constant current, so that the waveform increases or decreases almost linearly over time. The integrated value U2 is output. FIG. 7 shows an example of signal waveforms at each part. Waveform a is an infrared LED
51 drive waveforms, waveforms s and c, respectively. Examples of output signal waveforms of the second current-voltage converters 56 and 57, waveforms d and e, respectively correspond to the first. Output signal U + of the second detector a5, 6s
, , U- waveform examples are shown. The output signal U+ of the first integrator 69 is supplied to the level determiner 71, where it is compared with the reference voltage signal v, 72, and a full pulse signal is generated at the time when U+"=v. The waveform g in FIG. This shows the pulse signal mentioned above.
以上の信号処理において、
Ｕ＋−１，・［Ｉ 、＋Ｉ 、 ］・ｔ ・・・・・
・（１０）Ｕ ＝Ｃ，・＋Ｉ、−Ｉ２１・ｔ ・・
・・・（１１）Ｃ，、Ｃ２は定数、ｔは積分時間
上式の関係が成り立つのでＵ＋：Ｖ、となる時刻でＵ−
の値（以下Ｕ、と称す）を常に検出するように光位置検
出器の性質上、距離りの逆数に比例するので、Ｕ、Ｏｃ
−となり、Ｕ、の１直を用いてビデオカメラのフォーカ
ス調整を行なうことができる。第７図の波形りはＵ−の
波形を示したものである。Ｕ、ば、レベル判定器７１の
出力パルス波形ｇの立ち上り時点での、Ｕ−の振幅値と
なる。In the above signal processing, U+-1,・[I,+I, ]・t...
・(10) U = C, ・+I, -I21・t ・・
...(11) C,, C2 is a constant, and t is the integral time. Since the above equation holds, U- at the time when U+:V,
Due to the nature of the optical position detector, it always detects the value of (hereinafter referred to as U), which is proportional to the reciprocal of the distance.
-, and the focus of the video camera can be adjusted using one shift of U. The waveform in FIG. 7 shows the U- waveform. U is the amplitude value of U- at the rising edge of the output pulse waveform g of the level determiner 71.
第８図は、第１．第２積分器６９．７０の具体的な回路
構成について示したものであり、第１検波器６５の出力
信号Ｕ＋は、入力端子７３より供給される。スイッチ７
４は、赤外ＬＥＤが発光しない期間については閉じられ
ており、演算増幅器７６の非反転入力端子へ加えられて
いる基準電圧７５がそのまま出力端子７７へ現われる。Figure 8 shows the 1. This shows a specific circuit configuration of the second integrator 69 , 70 , and the output signal U+ of the first detector 65 is supplied from the input terminal 73 . switch 7
4 is closed during the period when the infrared LED does not emit light, and the reference voltage 75 applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 76 appears as it is at the output terminal 77.
逆に発光期間では、スイッチ了４は開放となり、入力端
子７３に加わる電圧と基準電圧７５の電位差全抵抗器子
８で割り算した定電流値でコンデンサ７９へ充電を行な
う。ここで、スイッチ７４を閉から開にするタイミング
としては、第７図波形ｆに示したように、一定時間（τ
）だけ遅くする必要がある。これは、Ｕ＋、Ｕ−の立ち
上り部分の過渡応答時間を避けるためである。上記Ｕ、
なる第２積分器７０の出力信号は比較器８０−＼供給さ
れる。Conversely, during the light emission period, the switch 4 is open, and the capacitor 79 is charged with a constant current value calculated by dividing the potential difference between the voltage applied to the input terminal 73 and the reference voltage 75 by the total resistor element 8. Here, the timing for switching the switch 74 from closed to open is determined by a certain period of time (τ
) needs to be slowed down. This is to avoid the transient response time at the rising edge of U+ and U-. The above U,
The output signal of the second integrator 70 is supplied to a comparator 80-\.
一方、ＷＩｘ影レンズのピントｕｔｉｕレンズエンコー
ダ８１により検出され、撮影至近距離から無限遠までの
範囲（実際には、ヘリコイドの角度等）を６４分割した
６ビノトの位置信号ｂ′として出力され、比較器８０へ
供給される。比較３３ａｏは、アナログ−デジタル変換
器８２と、デジタルコンパレータ８３より構成されてお
り、上記Ｕ、なる信号は、アナログ−デジタル変換器８
２で６ビツトのデジタル信号ａ′に変換される。デジタ
ルコンパレータ８３は、上記デジタル信号ａ′と、上記
位置信号ｂ′との比較を行なう。レンズ駆動部８４ＩＩ
ｉ、デジタルコンパレータ８３の出力ｆ受Ｆｊｓ ＆’
＝ ｂ’となるように撮影レンズ８５の焦点調整を行な
い最適なピント位置ニて停止させ自動調整が完了する。On the other hand, the focus of the WIx shadow lens is detected by the lens encoder 81, and is output as a 6-bit position signal b' which is obtained by dividing the range from the close shooting distance to infinity (actually, the angle of the helicoid, etc.) into 64, and is compared. is supplied to the container 80. The comparison 33ao is composed of an analog-to-digital converter 82 and a digital comparator 83, and the signal U is sent to the analog-to-digital converter 82.
2, it is converted into a 6-bit digital signal a'. The digital comparator 83 compares the digital signal a' and the position signal b'. Lens drive section 84II
i, output f of digital comparator 83 Fjs &'
The focus of the photographic lens 85 is adjusted so that = b', and the automatic adjustment is completed by stopping at the optimum focus position.
第９図は、誤差検出器６７の詳細な構成を示したもので
ある。誤差検出器６７は第１．第２の切替回路８６．８
７と差動増幅器８８を含んで構成されている。第１切替
回路８６は、高レベル、低レベルの２状態金有する切替
信号８９の状態に応じて第１基準電圧信号９０を出力す
るか、あるいは第１検波器６５の出力信号ｕ＋９１を出
力するかの切替えを行なう。第１切替回路の出力信号は
前記第１制御信号６２である。第１制御信号６２が一定
の基準電圧信号の時は、第１．第２可変利得増幅器６０
．６１は一定利得で働らくことにな力信号Ｕ十全出力す
る時には、第１可変利得増幅器６０．第１帯域増幅器６
３．第１検波器６５゜誤差検出器６７で閉ループを構成
し、第１可変利得増幅器６０の入力信号が変化しても、
第１検波器６６の出力信号Ｕ＋の値が常に−Ｘ定値とな
るように第１可変利得増幅器６ｏの利得を自動調整する
ように負帰還ループ構成となる。この時第２可変利得増
幅器６１も同様に第１制御信号により利得調整されてい
るので、Ｕ＋の振幅値に追従して第２検波器６６の出力
信号Ｕ−もレベル調整されることになる。一方、第２切
替回路８γは、上記切替信号８９により、第２基準電圧
信号９２を出力するか、差動増幅器８８の出力信号を出
力するかの切替えを行Ｘなう。差動増幅器８８は、第１
検波器６６の出力信号Ｕ＋９１と第３基準電圧信号９３
との差を増幅する機能をもつ。第２切替回路８７の出力
信号は第２制御信号となる。第２制御信号６８として差
動増幅器８８の出力が現われている時には、発光源駆動
部５２．赤外ＬＩＣＤ５１、光位置検出器５５．第１．
第２電流電圧変換器６６ 、５７ 、加算器６８．第１
可変利得増幅器６０．第１帯域増幅器６３．第１検波器
６６゜誤差検出器６７による閉ループが構成され、第１
検波器６５の出力信号Ｕ＋に応じて赤外ＬＥＤ６１０発
光量を可変させ、常にＵ＋の値が一定となるような自動
光量調整機能が働らくような負帰還ループ構成とする。FIG. 9 shows the detailed configuration of the error detector 67. The error detector 67 is the first. Second switching circuit 86.8
7 and a differential amplifier 88. The first switching circuit 86 outputs the first reference voltage signal 90 or the output signal u+91 of the first detector 65 depending on the state of the switching signal 89 which has two states of high level and low level. Switching is performed. The output signal of the first switching circuit is the first control signal 62. When the first control signal 62 is a constant reference voltage signal, the first . Second variable gain amplifier 60
．． The first variable gain amplifier 60.61 operates at a constant gain.When outputting the full force signal U, the first variable gain amplifier 60. First band amplifier 6
3. The first wave detector 65° error detector 67 constitutes a closed loop, and even if the input signal of the first variable gain amplifier 60 changes,
A negative feedback loop is configured to automatically adjust the gain of the first variable gain amplifier 6o so that the value of the output signal U+ of the first detector 66 always becomes a -X constant value. At this time, since the gain of the second variable gain amplifier 61 is similarly adjusted by the first control signal, the output signal U- of the second detector 66 is also level-adjusted following the amplitude value of U+. On the other hand, the second switching circuit 8γ switches between outputting the second reference voltage signal 92 and outputting the output signal of the differential amplifier 88, based on the switching signal 89. The differential amplifier 88
Output signal U+91 of the detector 66 and third reference voltage signal 93
It has the function of amplifying the difference between The output signal of the second switching circuit 87 becomes the second control signal. When the output of the differential amplifier 88 appears as the second control signal 68, the light source driver 52. Infrared LICD 51, optical position detector 55. 1st.
Second current-voltage converters 66 , 57 , adder 68 . 1st
Variable gain amplifier 60. First band amplifier 63. A closed loop is formed by the first detector 66° and the error detector 67.
A negative feedback loop configuration is adopted in which the amount of light emitted by the infrared LED 610 is varied in accordance with the output signal U+ of the detector 65, and an automatic light amount adjustment function is activated so that the value of U+ is always constant.
第２制御信号６８が一定電圧値である時には、赤外ＬＥ
Ｄ５１の発光量は、常にあらかじめ設定された最大発光
量で発光するように構成する。When the second control signal 68 is a constant voltage value, the infrared LE
The light emission amount of D51 is configured so that it always emits light at a preset maximum light emission amount.
以上、本発明の一実施例の構成方法について詳細に説明
した。次に、本発明の特徴である高精度な測距性能を得
るための要点について説明する。The configuration method of one embodiment of the present invention has been described in detail above. Next, key points for obtaining highly accurate ranging performance, which is a feature of the present invention, will be explained.
第１点は、Ｉ、、ｒ、の和差演算を初期の段階で行’Ｚ
い、工＋ 系、Ｉ２ 系の利得のバラツキに対し［利な
信号処理構成にしている点である。すなわち、従来構成
では、和差演算を行なうまでに、交流信号分の増幅器、
ＢＰＦ、整流器等を介することになるので、各ブロック
での利得バラツキが重畳し、総合的に、■、系とＩ２系
の利得比が大きくなり測距精度を大きく劣化させる要因
であったが、本発明による構成では、工、系と工２系の
利得比の不整合要因は、初段の電流電圧変換器のみに限
定されるので、上記間Ｘ照点を大きく改善することがで
きる。また、従来例では、整流された後の直流信号レベ
ルでの和差演算であるため、必然的にオフセット電圧成
分の重量による直流動作点の変動が生じ、これが直接測
距精度全劣化させていたが、本発明では、交流信号段階
での和差演算を行なうので、上記の問題は一切生じない
。The first point is that the sum-difference operation of I,,r, is performed on the row 'Z' in the initial stage.
The advantage is that the signal processing configuration is advantageous against variations in the gains of the I + system and the I2 system. In other words, in the conventional configuration, before performing the sum-difference calculation, the amplifier for the AC signal,
Because it goes through BPF, rectifier, etc., the gain variation in each block is superimposed, and overall, the gain ratio of the system and I2 system becomes large, which is a factor that greatly deteriorates the distance measurement accuracy. In the configuration according to the present invention, the factor of mismatching of the gain ratio between the first and second systems is limited to only the first-stage current-voltage converter, so the above-mentioned intermediate X-point can be greatly improved. In addition, in the conventional example, since the sum-difference calculation is performed at the DC signal level after rectification, the DC operating point inevitably fluctuates due to the weight of the offset voltage component, which completely deteriorates the direct distance measurement accuracy. However, in the present invention, since the sum-difference calculation is performed at the AC signal stage, the above problem does not occur at all.
第２点は、第１ 、第２積分器へ入る信号のグイナミノ
クレンジ全圧縮することにより、上記積分器の入力段で
のオフセント電圧量に対するマージン大きく改善させた
点である。前記従来例の説明において、信号ダイナミッ
クレンジヲ仮に１：４００（距離１７ｒＬ〜２０７７Ｌ
、被写体反射率１００％）とした時に、積分器入力では
実用的な回路構成上、おおよそ２．５ｍＶ〜１ｖの信号
を積分することになるのに対し、電源電圧変動・温度変
化により数ｍＶ以上もの直流オフセット電圧の発生が見
込まれ、積分器人力での信号レベルが小さい時には、上
記オフセット電圧量と信号電圧量の区別がつかず誤動作
を生じると説明した。従って、信号レベルを１７１０に
圧縮して、２ｔｓｍ”ｉ〜１ｖとすれば、オフセットに
対するマージンを０倍改善することができる。同じく、
信号レベルを１／１ｏＯに圧縮しテ２５０ｎ ’ｉ 〜
１”Ｉ トスレバ、オフセットに対するマージンｉ１０
０倍改善することになり、上記直流オフセット電圧の影
響はほとんど無視できるようになる。信号レベルの圧縮
の方法としては、可変利得増幅器６０．６１の利得を変
化させる方法が考えられる。信号レベルを１／１０ｏに
圧縮するためには、可変利得増幅器６０．６１で、４０
ｄＢの利得変化をもたせる必要があるが、しかし、この
場合、可変利得増幅器６０．６１は共に第１制御信号６
２により制御されているため、測距精度全劣化させない
ためには２つの可変利得増幅器６０．６１の第１制御信
号に対する利得特性の整合性が十分に確保されている必
要がある。もし上記整合性がとれていないと、たとえば
、光位置検出器６６の出力電流Ｉ、、Ｉ２ず、光量値の
大小（ｒ、＋４．の絶対量）により、可変利得増幅器６
０．６１以後のＩ、−Ｉ２系とＩ、＋Ｉ、系の利得比に
アンバランスが生じ、最終的な測距信号Ｕ、の値が異な
ることになる。実用的な回路構成において、４０ｄＢ
もの範囲で制御電圧に対し利得整合性の良好な可変利得
増幅器６０．６１全実現することは非常に困難である。The second point is that the margin for the offset voltage at the input stage of the integrator is greatly improved by completely compressing the Guinami noise range of the signals entering the first and second integrators. In the explanation of the conventional example, the signal dynamic range is assumed to be 1:400 (distance 17rL to 2077L).
, object reflectance 100%), the integrator input integrates a signal of approximately 2.5 mV to 1 V due to the practical circuit configuration, but due to power supply voltage fluctuations and temperature changes, it integrates a signal of approximately several mV or more. It has been explained that when a direct current offset voltage is expected to occur and the signal level manually generated by the integrator is small, the offset voltage amount and the signal voltage amount cannot be distinguished, resulting in malfunction. Therefore, if the signal level is compressed to 1710 and becomes 2tsm"i~1v, the margin for offset can be improved by 0 times. Similarly,
Compress the signal level to 1/1oO and
1”I toss lever, margin for offset i10
This results in an improvement of 0 times, and the influence of the DC offset voltage becomes almost negligible. As a method of compressing the signal level, a method of changing the gain of the variable gain amplifiers 60 and 61 can be considered. In order to compress the signal level to 1/10o, the variable gain amplifier 60.61
However, in this case, the variable gain amplifiers 60, 61 are both connected to the first control signal 6.
2, it is necessary to ensure sufficient consistency in the gain characteristics of the two variable gain amplifiers 60 and 61 with respect to the first control signal in order to prevent the total ranging accuracy from deteriorating. If the above-mentioned consistency is not achieved, for example, the variable gain amplifier 6
An unbalance occurs in the gain ratio of the I, -I2 system and the I, +I, system after 0.61, and the value of the final ranging signal U differs. In a practical circuit configuration, 40dB
It is extremely difficult to realize a variable gain amplifier 60, 61 that has good gain matching with respect to the control voltage over a range of 60, 61.
従って、可変利得増幅器６０．６１の利得変化幅１２０
ｄＢ程度に制限する必要がある。Therefore, the gain change width 120 of the variable gain amplifier 60, 61
It is necessary to limit it to about dB.
以上の問題点から、本発明では単に可変利得増幅器を用
いる自動利得調整機能だけでなく、赤外発光ダイオード
の発光量自動調整機能を併用することにより、信号レン
ジの圧縮を行ない、積分器でのオフセットに対するマー
ジンの向上を図っている。発光量の自動調整は、近距離
では一般に受光量が太き（Ｓ／Ｎも十分であると考えら
れるので、発光量を減少させても実質的に測距性能上は
ほとんど問題が発生しないという理由に基ずくものであ
る。信号ダイナミックレンジ圧縮の方法として、言い換
えれば、受光量の変動に対し検波器量自動調整を併用す
るのであるが、上記２つの自動調整機能全ビデオカメラ
の実操作を考えて不自然さが生じないような条件で、か
つ、回路動作が不安定とならないような条件で動作させ
る必要がある。第７図波形１は、切替信号の波形を示し
たものである。赤外ＬＥＤの発光期間で（波形すに図示
）において、初期の期間で、においでは、主として発光
量自動調整期間らかせ、自動利得調整が働らかないよう
に誤差検出器６７の状態を切替える。次に発光期間Ｔ２
においては、赤外ＬＥＤは期間Ｔ、での発光量自動調整
で定まる、ある一定光量で発光を続け、さらに自動利得
調整が働らき、第１検波器６５の出力信号Ｕ＋がある一
定値になるように振幅調整が行なわれる。ここで既に説
明したように積分器６９．７０の積分開始時刻は、上記
発光量自動調整期間、自動利得調整期間での過渡応答時
間を避けるため、時間τだけ遅延させる必要がある。本
方式は一回の発光で測距が完了し撮影レンズのピント調
整を行なうことができるので、基本的な発光の繰り返し
周期を比較的自由に設計できる。操作性の点から数Ｈｚ
で測距金繰り返すとすれば実用回路構成上、十分に安定
した自動調整および切替が実現可能である二なお、発光
量自動調整は、Ｓ／Ｈの点で測距精度を劣化させること
のないよう、主として近距離で受光量が十分と考えられ
る場合にのみ発光量を低下させるように構成し、受光量
が少なくなる遠距離や低反射率の被写体の場合には、赤
外ＬＥＤの信頼性を保証し得る範囲内で最大発光量が得
られるよう構成する。上記の構成により、信号ダイナミ
ックレンジの圧縮という点からは、発光量自動調整は主
として受光量の大きい場合の圧縮を行ない、自動利得調
整は主として受光量の小さい場合の圧縮を行なうことに
なる。以上説明したように、２つ４ｏｄＢ以上の信号グ
イナミノクレンジの圧縮が容易に実現でき、従って、積
分器への許容オフセット量に対するマージンを大幅に改
善することができる。In view of the above problems, in the present invention, the signal range is compressed by not only using an automatic gain adjustment function using a variable gain amplifier but also an automatic light emission adjustment function of an infrared light emitting diode. We are trying to improve the margin against offset. Automatically adjusting the amount of light emitted generally has a large amount of light received at short distances (the S/N is also considered to be sufficient), so even if the amount of light is reduced, virtually no problems will occur in terms of distance measurement performance. This is based on the following reasons.In other words, as a method of signal dynamic range compression, automatic adjustment of the amount of detector is used in response to fluctuations in the amount of received light, but considering the actual operation of all video cameras with the above two automatic adjustment functions. It is necessary to operate the circuit under conditions that do not cause any unnaturalness, and under such conditions that the circuit operation does not become unstable. Waveform 1 in Figure 7 shows the waveform of the switching signal. Red During the light emission period of the external LED (as shown in the waveform diagram), in the initial period, the state of the error detector 67 is switched so that the automatic light emission amount adjustment period is mainly delayed and the automatic gain adjustment does not work.Next Light emission period T2
In , the infrared LED continues to emit light at a certain amount of light, which is determined by the automatic adjustment of the amount of light emitted during the period T, and furthermore, the automatic gain adjustment is activated, and the output signal U+ of the first detector 65 becomes a certain constant value. The amplitude adjustment is performed as follows. As already explained here, the integration start time of the integrators 69 and 70 needs to be delayed by the time τ in order to avoid the transient response time during the automatic light emission amount adjustment period and the automatic gain adjustment period. With this method, distance measurement is completed with one light emission and the focus of the photographic lens can be adjusted, so the basic light emission repetition period can be designed relatively freely. Several Hz for ease of operation
If the distance measurement is repeated at the same time, it is possible to realize sufficiently stable automatic adjustment and switching based on the practical circuit configuration.2 Furthermore, the automatic adjustment of the light emission amount does not deteriorate the distance measurement accuracy in terms of S/H. Therefore, the system is designed to reduce the amount of light emitted only when the amount of light received is considered to be sufficient at a short distance, and the reliability of the infrared LED is The configuration is such that the maximum amount of light emission can be obtained within a range that can guarantee the following. With the above configuration, in terms of signal dynamic range compression, the automatic light emission amount adjustment mainly performs compression when the amount of received light is large, and the automatic gain adjustment mainly performs compression when the amount of received light is small. As explained above, compression of the signal range of 2 4 odB or more can be easily realized, and therefore, the margin for the allowable offset amount to the integrator can be greatly improved.
なお、第６図に示した本発明の実施例において、可変利
得増幅器６０．６１と帯域増幅器６３ 、６４の前後位
置を入れ替えても実用上、同一の機能が実現できる。ま
た、上記説明では、レンズエンコーダ８１．アナログ−
デジタル変換器８２等で６ビノトのデジタル信号を扱う
場合について説明したが、これに限定されるものではな
く必要に応じビット数を増減してもよい。また、上記説
明では、測距用赤外光を投光レンズ６３を用いて投射す
る場合について説明したが、撮影レンズ、あるいは撮影
レンズを構成するレンズ群の一部と赤外光を反射あるい
は屈折させる光学系を用いて投射を行なっても、同様の
自動焦点調整を実現できる。In the embodiment of the present invention shown in FIG. 6, the same function can be practically achieved even if the variable gain amplifiers 60, 61 and the band amplifiers 63, 64 are interchanged in their front and rear positions. Furthermore, in the above description, the lens encoder 81. Analog-
Although the case where the digital converter 82 or the like handles a 6-bit digital signal has been described, the present invention is not limited to this, and the number of bits may be increased or decreased as necessary. In addition, in the above description, the case where infrared light for distance measurement is projected using the projection lens 63 has been explained, but the infrared light is reflected or refracted by the photographic lens or a part of the lens group that constitutes the photographic lens. Similar automatic focus adjustment can be achieved even if projection is performed using an optical system that allows
発明の効果
以上詳細に説明したように本発明は、光位置検出器の２
つの出力電流の加算値による積分値と、同じく２つの・
出力電流の減算値による積分値とを演算、し、加算値に
よる積分値がある一定値に達した時刻における減算値に
よる積分値の値と、レンズエンコーダの出力値が一致す
るように撮影レンズのフォーカシングレンズ群を駆動す
ることにより撮影レンズのピント調整を行なう装置にお
いて、上記２つの出力電流の和差演算を初期の段階で実
施することにより回路素子のバラツキに起因する測距誤
差を大きく改善すると共に、発光量自動調整および自動
利得調整により信号のダイナミックレンジ圧縮を行なう
ことにより、上記積分値の信頼性を大きく向上させ、高
精度な測距信号を得ると共に、これを用いて精度のよい
ビデオカメラのフォーカンング機能を実現することを可
能とするものである。Effects of the Invention As explained in detail above, the present invention has two advantages of the optical position detector.
The integral value of the sum of two output currents, and the integral value of the sum of two output currents.
Calculate the integral value based on the subtracted value of the output current, and adjust the shooting lens so that the integral value based on the subtracted value matches the output value of the lens encoder at the time when the integrated value based on the added value reaches a certain value. In a device that adjusts the focus of a photographic lens by driving a focusing lens group, by performing the sum-difference calculation of the two output currents at an early stage, distance measurement errors caused by variations in circuit elements can be greatly improved. In addition, by compressing the dynamic range of the signal through automatic light emission amount adjustment and automatic gain adjustment, the reliability of the above-mentioned integral value is greatly improved, and a highly accurate ranging signal is obtained. This makes it possible to realize the focusing function of the camera.
第１図は赤外線投射三角測距原理に基ずく自動焦点調整
装置の原理図、第２図は従来例および本発明で用いる光
位置検出器の動作原理を示す模式図、第３図は従来例の
システム構成を示すブロック図、第４図は従来例におけ
る各部の応答を示す信号波形図、第５図は積分器の構成
を示すプロ。
り図、第６図は本発明のシステム構成を示すブロック図
、第７図は本発明における各部の応答を示す信号波形図
、第８図は積分器の構成を示す回路図、第９図は誤差検
出器の構成を示すブロック図である。
５１・−・−赤外ＬＥＤ、５２・・−・・・発光源駆動
部、６４・・・・・・収束レンズ、５５−・・・・光位
置検出器、５６．５了・・−・−・電流電圧変換器、５
８・旧・・加算器、５９−−−−−一減算器、６０．６
１・−・・−可変利得増幅器、６３．６４−−−−−一
帯域増幅器、６６．６６・・・・・検波器、６了・・・
・・−誤差検出器、６９ 、Ｔｏ・・・・・・積分器、
了１−・・・・・レベル判定！、ａ １−・・・・レン
ズエンコーダ、８２・・−・−・アナログ−デジタル変
換器、８３・・・−デジタルコンパレータ、８４・・・
・・・レンズ駆動部、８５−−−−−・撮影レンズ、８
８．８７− ・−・切替回路、８８・・・・−・差動増
幅器。Fig. 1 is a principle diagram of an automatic focus adjustment device based on the infrared projection triangulation principle, Fig. 2 is a schematic diagram showing the operating principle of a conventional example and an optical position detector used in the present invention, and Fig. 3 is a conventional example. 4 is a signal waveform diagram showing the response of each part in the conventional example, and FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the integrator. 6 is a block diagram showing the system configuration of the present invention, FIG. 7 is a signal waveform diagram showing the response of each part in the present invention, FIG. 8 is a circuit diagram showing the integrator configuration, and FIG. 9 is a block diagram showing the system configuration of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of an error detector. 51 --- Infrared LED, 52 --- Light emitting source drive unit, 64 --- Converging lens, 55 --- Optical position detector, 56.5 End --- -・Current voltage converter, 5
8. Old...Adder, 59-----1 subtracter, 60.6
1...-Variable gain amplifier, 63.64--One band amplifier, 66.66...Detector, 6 completed...
...-error detector, 69, To...integrator,
Completion 1 - Level judgment! , a 1-... Lens encoder, 82...- Analog-digital converter, 83...-Digital comparator, 84...
...Lens drive section, 85-----Photographing lens, 8
8.87- - Switching circuit, 88 - Differential amplifier.
Claims (3)
駆動する発光源駆動部と、上記測距用赤外光の測距すべ
き被写体よりの反射光を集光する収束レンズと、その収
束レンズの焦点位置に設置され上記反射光の結像スポッ
ト位置に応じて一定の割合で第１、第２の光電流を出力
する光位置検出器と、上記第１、第２の光電流を電流電
圧変換する第１、第２の電流電圧変換器と、上記第１、
第２の電流電圧変換器の各々の出力信号の加算を行なう
加算器と、同じく上記第１、第２電流電圧変換器の各々
の出力信号の減算を行なう減算器と、上記加算器の出力
信号と第１の制御信号が供給される第１の可変利得増幅
器と、上記減算器の出力信号と上記第１の制御信号が供
給される第２の可変利得増幅器と、上記第１、第２の可
変利得増幅器の各々の出力信号が供給される第１、第２
の帯域増幅器と、上記第１、第２の帯域増幅器の各々の
出力信号が供給される第１、第２の検波器と、上記第１
、第２検波器の各々の出力信号が供給され、上記検波器
の出力信号に応答した大きさの定電流にてコンデンサを
充電し、ほぼ直線的に増加もしくは減少する電圧値を出
力する第１、第２の積分器と、上記第１積分器の出力信
号と基準電圧信号が供給され両信号のレベル比較を行な
うレベル判定器と、撮影レンズのピント調整を行なうフ
ォーカシングレンズ群のヘリコイドの回転角を機械的に
検出し電気信号に変換して出力するレンズエンコーダと
、上記第２積分器の出力信号と上記レンズエンコーダ出
力信号の比較を行なう比較器と、上記比較器の出力信号
に応答して上記撮影レンズのフォーカシングレンズ群の
位置を前方または後方へ駆動するレンズ駆動部と、切替
信号および上記第１検波器出力信号が供給され、上記発
光源駆動部を制御する第２制御信号と、上記第１、第２
可変利得増幅器の利得を制御する前記第１の制御信号を
発生させる誤差検出器を具備し、上記レンズエンコーダ
の出力値が、上記第１積分器の出力信号と上記基準電圧
信号とが一致した時刻における上記第２積分器の出力信
号に対応する値に到達するまで、上記レンズ駆動部によ
り撮影レンズのフォーカシング群を駆動し最適なピント
位置にて停止するように構成したことを特徴とするビデ
オカメラの自動焦点調整装置。(1) A light source that emits infrared light for distance measurement, a light source drive unit that drives the light source, and a condenser that collects the reflected light of the infrared light for distance measurement from the object to be measured. a lens; an optical position detector installed at the focal position of the converging lens and outputting first and second photocurrents at a constant rate according to the imaging spot position of the reflected light; and the first and second photocurrents. first and second current-voltage converters that convert photocurrent into current-voltage;
an adder that adds the output signals of the second current-voltage converters; a subtracter that also subtracts the output signals of the first and second current-voltage converters; and an output signal of the adder. a first variable gain amplifier to which a first control signal is supplied; a second variable gain amplifier to which an output signal of the subtracter and a first control signal are supplied; a first and a second to which respective output signals of the variable gain amplifiers are supplied;
a band amplifier; first and second detectors to which respective output signals of the first and second band amplifiers are supplied;
, the first detector is supplied with the output signal of each of the second detectors, charges the capacitor with a constant current corresponding to the output signal of the detector, and outputs a voltage value that increases or decreases approximately linearly. , a second integrator, a level determiner to which the output signal of the first integrator and the reference voltage signal are supplied and compare the levels of both signals, and a rotation angle of the helicoid of the focusing lens group that adjusts the focus of the photographic lens. a lens encoder that mechanically detects the signal, converts it into an electrical signal, and outputs it; a comparator that compares the output signal of the second integrator with the output signal of the lens encoder; and a comparator that responds to the output signal of the comparator. a lens driving section that drives the focusing lens group of the photographing lens forward or backward; a second control signal that is supplied with the switching signal and the first detector output signal and that controls the light emitting source driving section; 1st, 2nd
an error detector that generates the first control signal that controls the gain of the variable gain amplifier; and a time when the output value of the lens encoder matches the output signal of the first integrator and the reference voltage signal. A video camera characterized in that the focusing group of the photographing lens is driven by the lens driving section until the value corresponding to the output signal of the second integrator reaches a value corresponding to the output signal of the second integrator, and stops at the optimal focus position. automatic focusing device.
リコイドの至近距離から無限遠までの撮影距離に対応す
る回転角を予め設定された複数個の分割数に等分し、そ
の分割に応じて決定されるビット数を有するデジタル信
号として出力し、比較器は第２の積分器の出力する信号
電圧範囲を上記レンズエンコーダと同一の分割数に（同
一のビット数に）分割するアナログ−デジタル変換器と
、上記アナログ−デジタル変換器の出力値と上記レンズ
エンコーダ出力値とを対応する各ビットごとにデジタル
的に比較するデジタルコンパレータとを含めて構成され
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のビ
デオカメラの自動焦点調整装置。(2) The lens encoder equally divides the rotation angle of the helicoid in the focusing lens group corresponding to the shooting distance from close range to infinity into a preset number of divisions, and the bit is determined according to the division. an analog-to-digital converter that outputs a digital signal having a number, and the comparator divides the signal voltage range output from the second integrator into the same number of divisions (the same number of bits) as the lens encoder; Claim 1 characterized in that it is configured to include a digital comparator that digitally compares the output value of the analog-digital converter and the output value of the lens encoder for each corresponding bit. automatic focus adjustment device for video cameras.
給され、切替信号を用いて両信号の切替えを行ない、い
ずれか一方もしくは両信号をある一定比率で加算した信
号を第１の制御信号として出力する第１切替回路と、上
記第１検波器の出力信号と第２の基準電圧信号が供給さ
れ、両信号の差を増幅する差動増幅器と、上記差動増幅
器の出力信号と第３の基準電圧信号が供給され、上記切
替信号を用いて両信号の切替えを行ない、いずれか一方
の信号を第２の制御信号として出力する第２切替回路を
用いて誤差検出器を構成したことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のビデオカメラの自動焦点調整装置。(3) The output signal of the first detector and the first reference voltage signal are supplied, the switching signal is used to switch both signals, and the signal obtained by adding one or both signals at a certain ratio is added to the first detector. a first switching circuit that outputs a control signal as a control signal; a differential amplifier that is supplied with the output signal of the first detector and a second reference voltage signal and amplifies the difference between the two signals; and an output signal of the differential amplifier. and a third reference voltage signal are supplied, the error detector is configured using a second switching circuit that switches between both signals using the switching signal and outputs either signal as a second control signal. An automatic focus adjustment device for a video camera according to claim 1, characterized in that:
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59195011A JPS6173118A (en) | 1984-09-18 | 1984-09-18 | Automatic focusing device of video camera |
| US06/776,031 US4673274A (en) | 1984-09-18 | 1985-09-13 | Automatic focusing apparatus for camera |
| KR8506810A KR890000434B1 (en) | 1984-09-18 | 1985-09-18 | Automatic foeusing apparatus for camera |
| DE8585306654T DE3570773D1 (en) | 1984-09-18 | 1985-09-18 | Automatic focusing apparatus for camera |
| EP85306654A EP0175580B1 (en) | 1984-09-18 | 1985-09-18 | Automatic focusing apparatus for camera |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59195011A JPS6173118A (en) | 1984-09-18 | 1984-09-18 | Automatic focusing device of video camera |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6173118A true JPS6173118A (en) | 1986-04-15 |
| JPH0576605B2 JPH0576605B2 (en) | 1993-10-25 |
Family
ID=16334047
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59195011A Granted JPS6173118A (en) | 1984-09-18 | 1984-09-18 | Automatic focusing device of video camera |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6173118A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6435517A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-06 | Fuji Photo Optical Co Ltd | Projection type rangefinding device for camera |
| DE10223136C1 (en) * | 2002-05-24 | 2003-12-24 | Fraunhofer Ges Forschung | Procedure for adjusting and setting the depth measurement range of a studio camera |
-
1984
- 1984-09-18 JP JP59195011A patent/JPS6173118A/en active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6435517A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-06 | Fuji Photo Optical Co Ltd | Projection type rangefinding device for camera |
| DE10223136C1 (en) * | 2002-05-24 | 2003-12-24 | Fraunhofer Ges Forschung | Procedure for adjusting and setting the depth measurement range of a studio camera |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0576605B2 (en) | 1993-10-25 |
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