JPS6169210A - Digital filter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To eliminate the generation of a delay-free loop and also to reduce the coefficient sensitivity of a filter as well as the sensitivity to the internal arithmetic word length, by applying an equation having a delay to give the node voltage for a node equation. CONSTITUTION:The bilinear s-z conversion, s=(2/T)X(1-z<-1>)/(1+z<-1>) is carried out to a node equation of an LC analog filter, E (electromotive force) = (Gij+ sCij+1/sLij)V. Here (s) shows a complex variable of a transmission function HA(s) of the analog filter, (z) shows a complex variable of a transmission function HD(z) of a digital filter and T shows the sampling interval respectively. Then an equation obtained through conversion is transformed to another equation to lead out the node voltage V. A delay element 1 is applied to the transformed equation to obtain a filter which produces no delay-free loop. Then a digital filter is attained.

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は係数感度および内部演算語長に対する感度が低
いディジタルフィルタに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a digital filter with low coefficient sensitivity and low sensitivity to internal operation word length.

（従来の技術） 近年、集積回路技術の飛躍的進歩により各種通信装置の
ディノタル化が比較的容易に実現されるようになり、従
来と比較して大量でかつ多様な信号処理が可能となって
きている。その中で、ディジタルフィルタはアナログフ
ィルタにとって代わるだけでなくディノタル信号処理の
分野においてもその利用度が高まっている。(Conventional technology) In recent years, dramatic advances in integrated circuit technology have made it relatively easy to implement digitalization of various communication devices, making it possible to process a large amount of signals and a variety of signals compared to the past. ing. Among these, digital filters are not only replacing analog filters, but are also increasingly being used in the field of digital signal processing.

一般に、ディジタルフィルタは差分方程式をもとにして
３種類の基本構成要素（加算器、乗算器、遅延素子）を
用いて構成される。従来、この差分方程式はＬＣＲアナ
ログフィルタに対して適当すｆ数変換を行なって導出し
ていた（例えば、Ａ、　Ａｎｔｏｎｉｏｕ＋″Ｄｉｇｉ
ｔａｌ　Ｆｉｌｔｅｒ　：Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　
ｄｅｓｉｇｎ″（１９７９）ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉ１１＋
Ｉｎｃ、Ｐ１７８〜１８５）。Generally, digital filters are constructed using three types of basic components (adders, multipliers, and delay elements) based on a difference equation. Conventionally, this difference equation has been derived by performing appropriate f-number conversion on the LCR analog filter (for example, A, Antoniou + "Digi
tal Filter:Analysis and
design'' (1979) McGraw-Hi11+
Inc., P178-185).

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、上記導出方法ではしばしばｆイノメルフ
４ルタの回路内にＤｅｌａｙ　Ｆｒｅｅ　Ｌｏｏｐ　（
以下ＤＦＬと略す）を生じ、実現不可能となると一５欠
点があった。(Problem to be Solved by the Invention) However, in the above derivation method, the Delay Free Loop (
(hereinafter abbreviated as DFL), and there were 15 drawbacks that made it impossible to realize.

また、ディジタルフィルタ中の乗算器の係数の量子化誤
差及び有限な内部演算語長による誤差に対して７’４ジ
タルフイルタの特性が敏感であるため係数語長及び内部
演算語長を多くとる必要があるという欠点をもっていた
。In addition, since the characteristics of the 7'4 digital filter are sensitive to quantization errors of the coefficients of the multiplier in the digital filter and errors due to the finite internal operation word length, it is necessary to increase the coefficient word length and the internal operation word length. It had the disadvantage of being

（問題点を解決するだめの手段） 本発明は、Ｓ−２変換によりＺ平面に写像されたアナロ
グフィルタの節点方程式を実現する遅延する手段、加算
する手段、及び乗算する手段の組合セかもなるディノタ
ルフィルタであって、前記節点方程式を節点電圧を与え
る遅延を有した方程式で与えられることを特徴とするデ
ィノタルフイルタである。(Means for Solving the Problems) The present invention also includes a combination of delaying means, addition means, and multiplication means for realizing the nodal equation of an analog filter mapped onto the Z plane by S-2 transformation. The dinotal filter is characterized in that the nodal equation is given by an equation having a delay for giving a nodal voltage.

（作用） 上記ディノタルフィルタは元のアナログフィルタと等価
な機能を有し、その係数感度および内部演算語長に対す
る感度は従来の代表的な縦続構成ディノタルフィルタに
比べて低い。(Operation) The above-mentioned dinotal filter has a function equivalent to that of the original analog filter, and its coefficient sensitivity and sensitivity to internal operation word length are lower than those of conventional typical cascaded dinotal filters.

（実施例） まず、本発明に係わるディノタルフィルタの構成法を以
下説明する。(Example) First, a method of configuring a dinotal filter according to the present invention will be described below.

第２図に示すＬＣアナログフィルタの節点方程式は一般
に で表わされる。ただし、ｙｌＪはコンダクタ／スＧ１３
．容量Ｃｉｊ　、インタリタンスし２．にょってで表わ
される。またＥは起電力、ａｏ（＝ｔ／ｃｏ）。The nodal equation of the LC analog filter shown in FIG. 2 is generally expressed as. However, ylJ is conductor/suG13
．． Capacity Cij, intitalance 2. It is expressed by Nyote. Also, E is electromotive force, ao (=t/co).

札は終端抵抗＋　Ｖ＋　（＋　＝１．２＋・、ｎ）は節
点電圧であるグリ後簡単のために式（１）を式（３）の
形で表わす。The terminal resistance +V+ (+ = 1.2+·, n) is the node voltage.For simplicity, equation (1) is expressed in the form of equation (3).

ただし、 とする。however, shall be.

次に式（３）に対して双一次ｓ　−ｚ、変換を実行する
。ここでＳはアナログフィルタの伝達関数ＨＡ（Ｓ）の
複素変数、２はディノタルフィルタの伝達関数ＨＤ（Ｚ
）の複素変数、Ｔはサンプリング間隔を表している。式
（４）を式（３）に代入し整理すればとすれば式（５）
の両辺に左から（４）の逆行列囚−を乗することによυ を得る。更に整理して、節点電圧■を導出する形に変形
すれば ｖ＝（１−Ｚ　）（Ｂ）・Ｅ＋ｚ　（Ｃ）Ｖ＋ｚ−Ｑ）
）Ｖ　　　　（７）となる。ただし である。また行列（Ｂ）　、　（Ｃ）　、　（Ｄ）の各
ｉ、ｊ要素をｂｉｊ。Next, a bilinear s - z transformation is performed on equation (3). Here, S is the complex variable of the transfer function HA(S) of the analog filter, and 2 is the transfer function HD(Z
), T represents the sampling interval. If we substitute equation (4) into equation (3) and organize it, we get equation (5)
By multiplying both sides of from the left by the inverse matrix of (4), we obtain υ. If we rearrange it further and transform it into a form that derives the nodal voltage ■, we get v = (1-Z) (B)・E+z (C)V+z-Q)
)V (7). However, it is. Also, bij each i and j element of matrices (B), (C), and (D).

ｅｉｊ＋ｄｉｊとする。Let eij+dij.

式（７）の行列の表記の中にｎ個の方程式を含んでおシ
そのに番目のものは である。これに対する差分方程式は となる。ただしｖｋ（ｒｎＴ）　、ｅ（ｍＴ）はそれぞ
れ、Ｖｋ（Ｚ）　。The matrix notation of equation (7) contains n equations, and the second one is . The difference equation for this is as follows. However, vk(rnT) and e(mT) are respectively Vk(Z).

算出するための式であって、第３図に示す回路によシ表
示することができる。従って式（７）は１からｎまでの
ｋに対してｖｋ（ｍＴ）を算出する回路を全部でｎ個作
り、さらに遅延素子を入れることによシ第１図に示すデ
ィヅタルフィルタとなる。This is a formula for calculation, and can be represented by the circuit shown in FIG. Therefore, formula (7) becomes the digital filter shown in Figure 1 by creating a total of n circuits that calculate vk (mT) for k from 1 to n, and adding a delay element. .

第１図および式（９）から明らかなように任意のｖｋ（
ｍＴ）を得るために同一時刻でのＶユつまりｖ　５　（
ｒｎ　Ｔ７を必要としない。すなわちＤＦＬを生ずるこ
となくフィルタが構成できる。また元になるアナログフ
ィルタとしてＳの２次以上の次元をもつ回路素子を用い
たフィルタであってインピーダンススケーリングによっ
てＬＣＲフィルタに変換できるものについても上記構成
法が適用できる。更に式（４）のＳ−２変換に他の公知
のａ−ｚ変換例えば、Ｓ”Ｚ　／（１＋Ｚ　）＋ｓ−Ｉ
　Ｚ　　＋３＝（Ｚ−αｚ＋１　）／（ｚ　−１）等を
用いても同様にＤＦＬを生じないディノタルフィルタが
実現できる。As is clear from FIG. 1 and equation (9), any vk(
mT) at the same time, that is, v 5 (
Does not require rn T7. In other words, a filter can be constructed without causing DFL. Further, the above configuration method can also be applied to a filter that uses a circuit element having a dimension of second order or higher of S as a source analog filter and can be converted into an LCR filter by impedance scaling. Furthermore, other known a-z transformations are added to the S-2 transformation of formula (4), such as S"Z / (1+Z) + s-I
A dinotal filter that does not cause DFL can be similarly realized by using Z+3=(Z-αz+1)/(z-1) or the like.

次に実施例として、以上説明したディノタルフィルタの
構成法に基づき第４図に示す５次有極ロー・ぐスフィル
タをディノタルフィルタに変換する場合について説明す
る。Next, as an example, a case will be described in which the fifth-order low-gust filter shown in FIG. 4 is converted into a dinotal filter based on the dinotal filter construction method described above.

第４図に示す５次有極ロー・ギスフィルタ（遮断周波数
Ｉ　Ｐ／ＪＩＺｚ　ｒ通過域の許容リップル０．２８ｄ
Ｂ、減衰極周波数１．３６９３４５ＭＨｚ、１゜９８８
１２７ＭＨｚ）の１１　　　　　　　アナログ伝達関数
ＨＡ（ｓ）はＡ２＝０．０１９９１７１６４９０ Ａ４＝８．６５６９８２０９３Ｘ１０−”Ｂ、＝　０．
４６９２８０８３７２ Ｂ２＝０゜ｌ　１５８８６３２４７ Ｂ３＝　０．０２３４５９２０７４８ Ｂ４＝　２．２００７０４１８５ＸＩＯ−’Ｂ５＝２．
５９４７８２１５７ＸＩＯ−’　　　　　　　　　　（
１２となる。上記アナログ伝達関数ＨＡ（ｓ）について
式（４）で示される双一次ｓ−ｚ変換を行なうと、アナ
ログ周波数と、ディノタル周波数との間に周波数ひずみ
を生ずる。アナログ領域の角周波数ω９とディソタル領
域の角周波数ω。の間には、式（４）からなる関係があ
る。この関係を第５図に示す。5th-order polarized low Gis filter shown in Figure 4 (cutoff frequency I P/JIZZ r allowable ripple in passband 0.28 d)
B, attenuation pole frequency 1.369345MHz, 1°988
127MHz) 11 Analog transfer function HA(s) is A2=0.01991716490 A4=8.656982093X10-”B,=0.
4692808372 B2=0゜l 158863247 B3= 0.02345920748 B4= 2.200704185XIO-'B5=2.
594782157XIO-' (
It becomes 12. When the bilinear sz conversion shown by equation (4) is performed on the analog transfer function HA(s), frequency distortion occurs between the analog frequency and the dinotal frequency. Angular frequency ω9 in the analog domain and angular frequency ω in the distal domain. There is a relationship between them as shown in equation (4). This relationship is shown in FIG.

この周波数についての非線型ひずみの影響を除去するた
めに前もってアナログフィルタの周波数軸を変更してお
く。具体的には弐四を用いて設計するディノタルフィル
タの遮断周波数が希望の周波数となるように、アナログ
フィルタの素子値を変更して遮断周波数をずらしておく
。上記の例でけサンプリング周期Ｔ＝０．１（μ８）と
すると、ディノタルフィルタの遮断周波数ｆＤ　＝　Ｉ
　ＮＩＨｚとなるためＫはアナログフィルタの遮断周波
数へは式ａ″Ｊより でなくてはならない。そのため忙は第４図で示される回
路の容量値、インダクタ７ス値ｔ−／。／／Ａ倍しなく
てはならない。こうして得られた回路を第６図に示す。In order to eliminate the influence of nonlinear distortion on this frequency, the frequency axis of the analog filter is changed in advance. Specifically, the element values of the analog filter are changed and the cutoff frequency is shifted so that the cutoff frequency of the dinotal filter designed using Nishi becomes the desired frequency. In the above example, if the sampling period T = 0.1 (μ8), the cutoff frequency of the dinotal filter fD = I
Since it is NIH, K must be the cutoff frequency of the analog filter according to the formula a''J. Therefore, the current value is the capacitance value of the circuit shown in Figure 4, and the inductor value t-/.//A times The circuit thus obtained is shown in FIG.

この節点方程式は ヲ得ル。７ｖだＬ、Ｇｏ＝ｌＯ−３゜各係数ｂｉｔ　、
ｃ＋Ｌｄｉｊの値は第７図に示きれる。弐〇〇から得ら
れる３個の差分方程式に従ってｆイノタルフィルタを構
成するとＷ２Ｂ図となる。This nodal equation is obtained. 7v L, Go=lO-3° each coefficient bit,
The value of c+Ldij is shown in FIG. If an f inotal filter is constructed according to the three difference equations obtained from 200, a W2B diagram will be obtained.

そこで第４図に示す元の５次有極ロー・ぐスフィルタの
対数振幅特性と変換して得た第８図に示すディノタルフ
ィルタの対数振幅特性を比較する。Therefore, the logarithmic amplitude characteristic of the original fifth-order polarized low-gust filter shown in FIG. 4 will be compared with the logarithmic amplitude characteristic of the converted dinotal filter shown in FIG. 8.

３１元の５次有極ロー・ぐスフィルタの対数振幅特性 弐〇諺の３領域の伝達関数ＨＡ（ａ）を先に示しだよう
にあらかじめ双一次ｓ−ｚ変換に伴う周波数ひずみを補
正した後、双一次ｓ−ｚ変換し、得られた２領域の伝送
関数ＨＤ（ｚ）において、ｚ−ｅ」Ω　　　　　　　　
　　　　　ＱＱを代入し、２０　ｔｏｇｌｏ　ｌ　ＨＤ
（ｅｊｅ）　ｌ　（ｄｎ）より対数振幅特性を求めるこ
とができる。求めた対数振幅特性を第９図に示す。Logarithmic amplitude characteristics of a 31-element 5th-order polarized low-gust filter 2) The proverbial three-region transfer function HA(a) was corrected in advance for the frequency distortion caused by the bilinear sz transformation, as shown above. After that, bilinear s-z transformation is performed, and in the obtained two-domain transmission function HD(z), z-e''Ω
Substitute QQ, 20 toglo l HD
The logarithmic amplitude characteristic can be obtained from (eje) l (dn). The obtained logarithmic amplitude characteristics are shown in FIG.

ｂ、第８図に示すディノタルフィルタの対数振幅特性 １　　　　　　　第８図に示すディノタルフィルタの入
力に単位ナンデル数列を入力しイン・ぐルス応答を求め
たのち高速フーリエ変換を行うことにより対数振幅特性
を求めることができる。フィルタ係数３２ピット時の対
数振幅特性を第１０図に示す。ただし、ディノタルフィ
ルタの係数は２進浮動小数点で表わし、その仮数部のみ
指定語長に丸める。内部演算形式は浮動小数点の単精度
実数形（指数部８ピット仮数部２４ピット）を用いる。b. Logarithmic amplitude characteristic of the dinotal filter shown in Fig. 8 1 Input the unit Nandel sequence into the input of the dinotal filter shown in Fig. 8, obtain the in-Gruss response, and then perform fast Fourier transform to obtain the logarithmic amplitude. Characteristics can be determined. FIG. 10 shows the logarithmic amplitude characteristics when the filter coefficient is 32 pits. However, the coefficients of the dinotal filter are expressed in binary floating point numbers, and only the mantissa part thereof is rounded to the designated word length. The internal calculation format uses a floating point single-precision real number type (8 pits in the exponent part and 24 pits in the mantissa part).

第９図、第１０図から、本発明に係わる構成法によるデ
ィノタルフィルタの振幅特性は元のアナログフィルタの
振幅特性と極めて良く一致していることが分かる。It can be seen from FIGS. 9 and 10 that the amplitude characteristics of the dinotal filter according to the construction method according to the present invention match extremely well the amplitude characteristics of the original analog filter.

次にディノタルフィルタの係数感度について説明する。Next, the coefficient sensitivity of the dinotal filter will be explained.

第８図に示すディノタルフィルタは、上述のように第４
図に示す５次有極ローノぞスフィルタに本発明に係わる
構成法を適用したものであり、その乗算係数の語長によ
る対数振幅特性の変化を第１１図に示す。第１２図に示
すディソタルフィルタは、上記５次有極ローパスフィル
タを従来の代表的構成である２次縦続形ディノタルフィ
ルタにＩＬＬ＆例である。この２次縦続形ディノタルフ
ィルタは、弐〇２で示される伝達関数を式（４）の双一
次変換により２領域の伝達関数に変換しさらに２次式の
積になるよう因数分解を行なった伝達関数をもとに構成
したものである。各係数の＠は第１２図に示されるとお
シでちる。上記２次縦続形ディノタルフィルタの乗算係
数の語長による対数振幅特性の変化を第１３図に示す。The dinotal filter shown in FIG. 8 has the fourth filter as described above.
The configuration method according to the present invention is applied to the fifth-order polarized low-noise filter shown in the figure, and FIG. 11 shows the change in the logarithmic amplitude characteristic depending on the word length of the multiplication coefficient. The dinotal filter shown in FIG. 12 is an example of the fifth-order polarized low-pass filter being replaced with a second-order cascaded dinotal filter, which is a typical conventional configuration. This quadratic cascaded dinotal filter converts the transfer function shown by 202 into a two-domain transfer function by bilinear transformation of equation (4), and then factorizes it to become a product of quadratic equations. It is constructed based on the transfer function. The @ of each coefficient is shown in Figure 12. FIG. 13 shows the change in the logarithmic amplitude characteristic depending on the word length of the multiplication coefficient of the second-order cascaded dinotal filter.

第１１図と第１３図を比較すると、同じ語長の特性に関
して本発明の構成法によるディノタルフィルグの特性の
方が理想特性に近く、従って係数感度が低いことが分か
る。Comparing FIG. 11 with FIG. 13, it can be seen that the characteristics of the dinotal filter according to the construction method of the present invention are closer to the ideal characteristics with respect to the characteristics of the same word length, and therefore the coefficient sensitivity is lower.

次にゲインタルフィルタの内部演算語長に対する感度に
ついて説明する。Next, the sensitivity of the gaintal filter to the internal operation word length will be explained.

第１４図は、第８図に示すゲインタルフィルタと第１２
図に示す２次縦続形ディノタルフィルタにおいて内部演
算語長を減らして行った場合のゲインの相対誤差ｅｒｒ
を示す。ここで相対誤差ｅｒｒは次式で示される。FIG. 14 shows the gaintal filter shown in FIG. 8 and the 12th filter shown in FIG.
Relative gain error err when the internal calculation word length is reduced in the second-order cascaded dinotal filter shown in the figure.
shows. Here, the relative error err is expressed by the following equation.

ただし　Ｎ：通過域内のサングル数 ’　　　　　　　　　　　　　ＧＡ、　：基準となるフ
ィルタ（係数語長、内部演算語長の制限がない場合）の
通過域のゲイン（ｄＢ）ＧＡ゛比較するフィルタのゲイ
ン（ｄＢ）第１４図から明らかなように、本発明の構成
法によるゲインタルフィルタは従来用いられていた縦続
形ゲインタルフィルタに比べて内部演算語長に対する感
度が低い。Where, N: Number of samples in the passband' GA, : Gain (dB) of the passband of the reference filter (if there is no limit on coefficient word length or internal operation word length) GA' Gain (dB) of the filter to be compared As is clear from FIG. 14, the gaintal filter according to the construction method of the present invention has lower sensitivity to the internal operation word length than the conventionally used cascaded gaintal filter.

（発明の効果） 本発明は以上説明したようにアナログフィルタの節点方
程式に５−ｚ変換を行ない、節点電圧を導出する形の式
に変形し、ゲインタルフィルタを構成しているので回路
内にＤＦＬか生じない。従って物理的洗磨ず実現できる
という利点がある。また従来の代表的な縦続構成ゲイン
タルフィルタに比べて本発明によるゲインタルフィルタ
はフィルタの係数感度および内部演算語長に対する感度
が低いという利点がある。(Effects of the Invention) As explained above, the present invention performs 5-z transformation on the nodal equation of an analog filter, transforms it into an equation for deriving the nodal voltage, and configures a gaintal filter. No DFL occurs. Therefore, there is an advantage that it can be realized without physical washing. Furthermore, compared to a typical conventional gaintal filter having a cascade configuration, the gaintal filter according to the present invention has the advantage that it has lower sensitivity to filter coefficients and lower sensitivity to internal calculation word length.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明によるゲインタルフィルタの回路図、第
２図はＬＣアナログフィルタの構成図、第３図は節点電
圧ｖｋを実現する回路図、第４図は５次有極Ｃ７−／ン
スフイルタの回路図、第５図は双一次３−２変換による
周波数変換特性、第６図は第４図に示すフィルタの遮断
周波数を補正した回路図、第７図は式（至）の係数値、
第８図は本発明の実施例のゲインタルフィルタの回路図
、第９図は第４図に示すフィルタの振幅特性、第１０図
は第８図に示すフィルタの振幅特性、第１１図は第８図
に示すフィルタの各係数語長に対する振幅特性、第１２
図は従来の２次縦続形ディノタルフィルタの回路図、第
１３図は第１２図に示すフィルタの各係数語長に対する
振幅特性、第１４図は第４図に示すフィルタおよび第１
２図に示すフィルタの各内部演算語長に対するケ°イ／
の相対誤差である。 ！・・・遅延素子、２・・・加算器、３・・・乗算器、
Ｃ２〜Ｃ４・・・コンデンサ、Ｌ、、Ｌ、・・・インダ
クタ、Ｒｏ・・・抵抗。 特許出願人　　沖電気工業株式会社 第３図 第２図 第４図 Ｃ２＝ＱＩ０７９９９３３（ｎＦＩ　　Ｌ２”Ｏ，Ｉ７
６０１３１０（ｍＨＩＣ３＝０．２７８８２３７６（ｎ
ＦＩ　　　ＲＱ＝＋、ｏ　（ｋＡｌαｓ＝０．０３６４
０８８５５（ｎＦＩＣ５＝０２０２９０２５３　（ｎ　
Ｆ＋第５図 Ｃ２Ｃ４ Ｃ５”　０．２６９５８９９０　（ｎ　Ｆ　）　　　Ｒ
□　”　１．０　（ｋＡ）Ｃ，、−０，０３５２０３０
９５（ｎ　Ｆ　）Ｃ５＝　Ｑ　１％１８２９７　（ｎ　
Ｆ　）？ 第７図 第９図 第１０図 南ｌＮ１−助収　（ｒαｄ） 第１４図 昭和　　年　　月　　日Fig. 1 is a circuit diagram of a gaintal filter according to the present invention, Fig. 2 is a configuration diagram of an LC analog filter, Fig. 3 is a circuit diagram for realizing a nodal voltage vk, and Fig. 4 is a circuit diagram of a 5th-order polarized C7-/ns filter. , Figure 5 is a frequency conversion characteristic by bilinear 3-2 conversion, Figure 6 is a circuit diagram with the cut-off frequency of the filter shown in Figure 4 corrected, Figure 7 is the coefficient value of equation (to),
FIG. 8 is a circuit diagram of a gaintal filter according to an embodiment of the present invention, FIG. 9 is an amplitude characteristic of the filter shown in FIG. 4, FIG. 10 is an amplitude characteristic of the filter shown in FIG. 8, and FIG. Amplitude characteristics for each coefficient word length of the filter shown in Fig. 8, 12th
The figure shows a circuit diagram of a conventional second-order cascade dinotal filter, FIG. 13 shows the amplitude characteristics of the filter shown in FIG. 12 for each coefficient word length, and FIG. 14 shows the filter shown in FIG.
Key/key for each internal operation word length of the filter shown in Figure 2
is the relative error of ! ...delay element, 2...adder, 3...multiplier,
C2 to C4... Capacitor, L... Inductor, Ro... Resistor. Patent applicant Oki Electric Industry Co., Ltd. Figure 3 Figure 2 Figure 4 C2 = QI0799933 (nFI L2”O, I7
601310(mHIC3=0.27882376(n
FI RQ=+, o (kAlαs=0.0364
08855 (nFIC5=020290253 (n
F+Figure 5 C2C4 C5” 0.26958990 (n F ) R
□ ” 1.0 (kA)C, -0,0352030
95(nF)C5=Q1%18297(n
F)? Fig. 7 Fig. 9 Fig. 10 Minami lN1-Sukei (rαd) Fig. 14 Showa Year Month Day

Claims (1)

【特許請求の範囲】 Ｓ−Ｚ変換によりＺ平面に写像されたアナログフィルタ
の節点方程式を実現する遅延する手段、加算する手段、
及び乗算する手段の組合せからなるディジタルフィルタ
において、 前記節点方程式を節点電圧を与える遅延を有した方程式
で与えることを特徴とするディジタルフィルタ。[Claims] Delaying means and adding means for realizing the nodal equation of an analog filter mapped onto the Z plane by S-Z transformation;
and means for multiplication, wherein the nodal equation is given by an equation with a delay for giving a nodal voltage.