JPS6155326B2 - - Google Patents
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- JPS6155326B2 JPS6155326B2 JP52024223A JP2422377A JPS6155326B2 JP S6155326 B2 JPS6155326 B2 JP S6155326B2 JP 52024223 A JP52024223 A JP 52024223A JP 2422377 A JP2422377 A JP 2422377A JP S6155326 B2 JPS6155326 B2 JP S6155326B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電力系統の保護を行なう差動継電器に
関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a differential relay for protecting a power system.
近時は電力系統電圧の超高圧化、送電線路の長
距離化、ケーブル化が促進しつつある。 In recent years, power system voltages have become ultra-high voltage, power transmission lines have become longer distances, and the use of cables has been increasing.
このような送電線路に短絡や地絡事故が発生す
ると、送電線路のインダクタンスＬ、対地静電容
量Ｃにより事故電圧および電流に高次高調波が含
まれ、かつ分布定数ＬとＣに起因する送電端、受
電端の電圧、電流波形の伝播速度に差が生ずる。 When such a short circuit or ground fault occurs on a power transmission line, the fault voltage and current include high-order harmonics due to the inductance L and ground capacitance C of the power transmission line, and the power transmission is caused by distribution constants L and C. Differences occur in the propagation speed of the voltage and current waveforms at the terminal and receiving end.
この現象は送電線路が長距離となればなる程ケ
ーブル、送電線路などに顕著にあらわれる。この
ことは従来最も保護区間内外の判別が確実とさ
れ、かつ高感度な事故検出能力を有すると考えら
れていたキルヒホツフの第一法則を応用した電流
差動保護方式が理論的に成立しなくなることを意
味し、保護区間外事故において差電流を生ずるこ
とになる。特に事故電流に前述の如く高次高調波
が含まれると、この差電流は一層大きな値とな
り、保護継電器として致命的な誤動作の原因にな
ることは多分に考えられる。 This phenomenon appears more prominently in cables, power transmission lines, etc. the longer the power transmission line becomes. This means that the current differential protection method that applies Kirchhoff's first law, which was thought to have the most reliable ability to distinguish between inside and outside the protection zone and to have highly sensitive fault detection ability, no longer holds true theoretically. This means that a differential current will occur in an accident outside the protected area. In particular, if the fault current contains high-order harmonics as described above, this difference current will become even larger, and it is highly likely that this will cause a fatal malfunction as a protective relay.
このよな問題の対策として、従来高次高調波に
対してはローパスフイルタの適用、伝播速度の差
に対しては位相特性上で不感帯位相領域を広げる
などの対策が考えられているが、前者は高速度動
作を要求される面から、また後者は内部事故時の
不動作領域を大きくするなどの欠点を有し、抜本
的な対策とはならなかつた。 Conventional countermeasures to this problem have been considered, such as applying a low-pass filter to high-order harmonics and widening the dead band phase region in the phase characteristics to deal with differences in propagation speed. The former required high-speed operation, and the latter had drawbacks such as increasing the non-operating area in the event of an internal accident, and was not a drastic countermeasure.
そこで、前記従来の電流差動保護方式より一歩
前進した新しい理論に基づく保護方式として、送
電線路を分布定数すなわちサージインピーダンス
と電流、電圧波形の伝播速度を用いるダランベー
ル（D′Alembert）のインバリアント
（invariant）の論理を応用することが考えられ
る。 Therefore, as a protection method based on a new theory that is one step ahead of the conventional current differential protection method, we developed D'Alembert's invariant method, which uses distributed constants, that is, surge impedance, and the propagation speed of current and voltage waveforms to protect power transmission lines. It is conceivable to apply the logic of ``invariant''.
本発明はこのダランベールのインバリアントそ
のものの理論を説明する必要はなく、この理論を
応用した保護継電器の電圧および電流の入力デー
タをいかに収集するかに係わり、前記電流差動保
護方式においても送電端、受電端の電流、電圧を
同時刻にサンプリングし、これをデイジタル量に
変換し、パルスコード変調（以下、PCMと略
す）し、マイクロ波などの伝送装置により送受電
端相互にデータを送受信し、マイクロコンピユー
タやミニコンピユータでデイジタル量を直接演算
し保護を行なつているが、しかし本発明に係る前
記ダランベールのインバリアントの理論を応用し
た保護方式では、第１図によつて説明する基本的
保護原理および第２図で説明するアナログーデイ
ジタル変換によるデータ収集方式では実現が困難
であることに鑑み、ダランベールのインバリアン
トの理論を応用する保護方式の最適な保護継電器
を提供しようとするものである。 The present invention does not need to explain the theory of d'Alembert's invariant itself, but is concerned with how to collect voltage and current input data of a protective relay applying this theory. , the current and voltage at the receiving end are sampled at the same time, converted to digital quantities, pulse code modulated (hereinafter abbreviated as PCM), and data is sent and received between the sending and receiving ends using a transmission device such as a microwave. , digital quantities are directly calculated and protected using microcomputers and minicomputers.However, in the protection system applying the D'Alembert invariant theory according to the present invention, the basic method explained in FIG. Considering that it is difficult to realize the data collection method using the protection principle and analog-to-digital conversion explained in Fig. 2, we aim to provide an optimal protection relay with a protection method that applies D'Alembert's invariant theory. be.
第１図でダランベールのインバリアントの理論
を応用した保護の基本原理を説明する。 Figure 1 explains the basic principle of protection applying D'Alembert's theory of invariance.
第１図において、１は送電線路、２は負荷また
はＢ端以降の送電線や電源を示す。３は電源であ
り、ここで送電線１の保護区間の端子を送電端
Ａ、受電端Ｂとし、その長さをとする。ＥA
（ｔ）は送電端Ａにおける電位、ＥB（ｔ）は受電
端Ｂにおける電位、ＩA（ｔ）は送電端電流、ＩB
（ｔ）は受電端電流、Ｚは送電線１の送電端Ａ、
受電端Ｂの間におけるサージインピーダンス、ｖ
は電流、電圧波の伝播速度であるる。ここで送電
線１の分布定数に変化がない限り、ダランベール
のインバリアントが存在し、ｅ、Ｚ、ｉはダラン
ベールのインバリアントの論理を説明する端子の
電圧、当該線路のサージインピーダンス、および
電流を示すものとすると、
前進波（長さの正方向へ進むもの）について、
ｅ＋Zi
後進波（長さの正方向と逆の方向へ進むもの）
について、
ｅ−Zi
で表わすことができる。 In FIG. 1, 1 indicates a power transmission line, and 2 indicates a load or a power transmission line or power source after the B end. 3 is a power source, and the terminals of the protection section of the power transmission line 1 are defined as a power transmitting end A and a power receiving end B, and their lengths are defined as . E A
(t) is the potential at the sending end A, E B (t) is the potential at the receiving end B, I A (t) is the current at the sending end, I B
(t) is the receiving end current, Z is the sending end A of the power transmission line 1,
Surge impedance between receiving end B, v
is the propagation speed of current and voltage waves. Here, as long as there is no change in the distribution constant of transmission line 1, d'Alembert's invariant exists, and e, Z, and i are the voltage at the terminal, the surge impedance of the line, and the current, which explain the logic of d'Alembert's invariant. For forward waves (progressing in the positive direction of length), e+Zi For backward waves (progressing in the opposite direction of length)
can be expressed as e-Zi.
このことは第１図に示す送電端Ａ、受電端Ｂに
ついても成分し、前進波が時刻ｔ−τに送電端Ａ
を出発し、時刻ｔに受電端Ｂに到達したとすれ
ば、(1)式が成立する。たゞしτ＝ｌ／ｖである。 This also applies to the power transmitting end A and the power receiving end B shown in Fig. 1, and the forward wave is transmitted to the power transmitting end A at time t-τ.
If the power receiving end B is reached at time t, then equation (1) holds true. Therefore, τ=l/v.
前進波について、
ＥA（ｔ−τ）＋Ｚ・ＩA（ｔ−τ）
＝ＥB（ｔ）＋Ｚ・ＩB（ｔ） ……(1)
また前記後進波に着目すれば、時刻ｔ−τに受
電端Ｂを出発し、時刻ｔに送電端Ａに到達したと
すれば次の(2)式が成立する。 Regarding the forward wave, E A (t - τ) + Z・I A (t - τ) = E B (t) + Z・I B (t) ... (1) Also, if we focus on the backward wave, at time t - If it leaves power receiving end B at time τ and arrives at power transmitting end A at time t, the following equation (2) holds true.
ＥB（ｔ−τ）−Ｚ・ＩB（ｔ−τ）
＝ＥA（ｔ）−Ｚ・ＩA（ｔ） ……(2)
上記(1)、(2)式について、前進波の関数ξA
（ｔ）と後進波の関数ξB（ｔ）について次の(3)、
(4)式が得られる。E B (t-τ)-Z・I B (t-τ) = E A (t)-Z・I A (t) ...(2) Regarding equations (1) and (2) above, the forward wave function ξ A
(t) and the backward wave function ξ B (t) as follows (3),
Equation (4) is obtained.
ξA（ｔ）≡｜｛ＩB（ｔ）−ＩA（ｔ−τ）｝
＋１／Ｚ（ＥB（ｔ）−ＥA（ｔ−τ）｝｜ ……(3)
ξB（ｔ）≡｜｛ＩB（ｔ−τ）−ＩA（ｔ）｝
＋１／Ｚ｛ＥA（ｔ）−ＥB（ｔ−τ）｝｜ ……(4)
後進波については、電流の正方向を送電線の長
さの正方向にとつているため、負符号があるが、
これは電流の正方向のとり方により決められるも
ので、(3)および(4)式の右辺は実質的に同じ内容を
表わしている。ξ A (t)≡｜{I B (t)−I A (t−τ)} +1/Z(E B (t)−E A (t−τ)}｜……(3) ξ B (t )≡｜{I B (t-τ)-I A (t)} +1/Z{E A (t)-E B (t-τ)}| ...(4) For backward waves, the positive current Since the direction is taken in the positive direction of the length of the power transmission line, there is a negative sign, but
This is determined by the positive direction of the current, and the right sides of equations (3) and (4) express substantially the same content.
すなわち、ξA（ｔ）＝ξB（ｔ）＝０が成立する
条件は第１図の送電線１の送電端Ａと受電端Ｂの
間の長さｌの分布定数に変化がないことであり、
換言すれば送電線１に故障がないことを表わして
いる。しかし、送電線１に故障が発生すればその
分布定数は変化し、ξA（ｔ）＞０、またはξB
（ｔ）＞０となり、送電線１に故障があることがわ
かる。 In other words, the condition for ξ A (t) = ξ B (t) = 0 is that there is no change in the distribution constant of the length l between the sending end A and the receiving end B of the power transmission line 1 in Figure 1. can be,
In other words, this indicates that there is no failure in the power transmission line 1. However, if a fault occurs in transmission line 1, the distribution constant will change, and ξ A (t) > 0, or ξ B
(t)>0, indicating that the power transmission line 1 has a failure.
こように送電線保護方式として、送電線路を分
布定数的に、すなわちサージインピーダンスと波
形の伝播速度で扱うダランベールのインバリアン
トの理論を適用することにより、サージインピー
ダンスの計算の精度、電圧、電流変成器の精度、
線路の損失の変動デーータのマイクロ波による伝
送精度などいくつかの困難な問題はあるとしても
原理的に実現できることは明らかである。 In this way, as a power transmission line protection method, by applying D'Alembert's invariant theory, which treats power transmission lines as distributed constants, that is, surge impedance and waveform propagation speed, the accuracy of surge impedance calculation, voltage, and current transformation can be improved. precision of the instrument,
Although there are some difficult problems, such as the accuracy of transmitting line loss variation data using microwaves, it is clear that it can be realized in principle.
以上述べた保護原理で最も重要なフアクターは
(1)式より(4)式までに含まれるτ、すなわち前進
波、後進波のいずれを対象にする保護演算手法で
あつても送電端より受電端、受電端より送電端に
波が到達する時間τをいかに整定するかである。 The most important factor in the protection principle described above is
Regardless of the protection calculation method that targets τ included in equations (1) to (4), that is, forward waves or backward waves, waves reach the receiving end from the transmitting end, and from the receiving end to the transmitting end. The problem is how to settle the time τ.
この時間τは、およそたとえば500KV架空送電
線路で3.3μｓ／１Km（送電線路の長さ）であ
り、従つて100Km送電線路では330μｓ程度とな
る。 For example, this time τ is approximately 3.3 μs/1 Km (length of the power transmission line) for a 500 KV overhead power transmission line, and therefore approximately 330 μs for a 100 Km power transmission line.
従つて本方式の保護を実現するためには、電
流、電圧変成器より得られるアナログ量をサンプ
リングしてデイジタル量に変換し、PCMにより
マイクロ波で他端に伝送すると同時に他端より伝
送されたデータと自所内データとによる(3)式また
は(4)式のデイジタル量演算による方法が考えられ
る。このためには時刻ｔよりτ時間だけ前のデー
タを相手端に送出する必要があり、このτをでき
るだけ正確に整定するためにはサンプリング周波
数をできるだけ高くする必要がある。たとえばτ
を±１μｓの精度で整定するためには500KHzの
周波数で（系統周波数を50Hzとした場合）サンプ
リングしなければならない。これはサンプリング
回路、アナログ−デイジタル変換回路、データ収
集回路など現状の技術では困難であり、また将来
も電力系統保護という目的から考えて、一般の計
測器程度の信頼度よりはるかに高い信頼度を要求
されるものには使用できないことは明らかであ
る。 Therefore, in order to implement this method of protection, analog quantities obtained from current and voltage transformers are sampled, converted to digital quantities, and transmitted to the other end using microwaves using PCM. A possible method is to use the digital quantity calculation of equation (3) or equation (4) using the data and in-house data. For this purpose, it is necessary to send data from time τ before time t to the other end, and in order to set this τ as accurately as possible, it is necessary to make the sampling frequency as high as possible. For example, τ
In order to settle with an accuracy of ±1 μs, it is necessary to sample at a frequency of 500 KHz (assuming the system frequency is 50 Hz). This is difficult to achieve with current technologies such as sampling circuits, analog-to-digital conversion circuits, and data acquisition circuits, and from the standpoint of power system protection in the future, reliability far higher than that of general measuring instruments will be required. It is clear that it cannot be used for what is required.
第２図は現行技術で何とか実現できそうだと思
われるサンプリング周波数20KHzを例として上
記τの整定の問題点を説明するための図であつ
て、同図において系統周波数のある電気量Asin
θを20KHzでサンプリングし、アナログ−デイ
ジタル変換し100Kmの送電線を保護するために時
刻ｔよりτ１＝330μｓだけ前のデータを相手端
に送出したい場合を考える。この場合、データの
間隔Δｔは１／20KHz＝50μｓとなるから、時
刻ｔより６個前のデータすなわちτ２＝300μｓ
時点のデータを送出するか、７個前のデータすな
わちτ３＝350μｓ時点のデータを送出するかの
いずれかにするしかない。前者の場合は実際に送
出したいデータ（図で点線で示すts時点のデー
タ）より30μｓ遅れたものとなり、後者は20μｓ
速いものとなつてしまう。このτの誤差は負荷電
流や事故電流に高次の高調波が含まれると(3)式、
(4)式が成立しなくなる原因となり、この問題は側
に述べた電流差動保護方式の抜本的対策として考
えられたダランベールのインバリアント理論を応
用する保護方式が根本から成立しなくなることを
意味している。 Figure 2 is a diagram to explain the problem of setting τ using an example of a sampling frequency of 20KHz, which seems to be possible with current technology.
Consider a case where it is desired to sample θ at 20 KHz, perform analog-to-digital conversion, and send data τ 1 =330 μs before time t to the other end in order to protect a 100 km power transmission line. In this case, the data interval Δt is 1/20 KHz = 50 μs, so the data 6 times before time t, that is, τ 2 = 300 μs
There is no choice but to send out the data at that point in time, or to send out the data seven times earlier, that is, the data at the point in time τ 3 =350 μs. In the former case, the data will be delayed by 30 μs from the data you actually want to send (data at time ts indicated by the dotted line in the figure), and in the latter case, it will be delayed by 20 μs.
It becomes fast. If higher harmonics are included in the load current or fault current, the error in τ is calculated using equation (3).
This causes equation (4) to no longer hold, and this problem means that the protection system that applies D'Alembert's invariant theory, which was considered as a fundamental countermeasure to the current differential protection system mentioned above, no longer holds true. are doing.
この問題を解決するためには、電圧、電流変成
器より得られるアナログ量をサンプリングしてデ
イジタル量に変換する方法では限度があるので、
第３図に示す如くアナログ量を周波数に変換し、
それを一定の周期で計数するすなわち定積分的演
算機能を有する装置によることが最適である。こ
れが本発明の目的であり、以下第３図、第４図に
よつて説明する。第３図ａに示す任意の波形、こ
の説明ではAsinθで示される正弦波を例に説明
する。第３図ａでFmaxは周波数変換器（以下、
FM器と略す）の最大周波数を示し、FminはFM
器の最小周波数を示し、またF0はFM器の中間周
波数を示し、次の(5)式で示される。 In order to solve this problem, there are limits to the method of sampling analog quantities obtained from voltage and current transformers and converting them into digital quantities.
Convert the analog quantity to frequency as shown in Figure 3,
It is optimal to use a device that counts this at a constant cycle, that is, has a definite integral calculation function. This is the purpose of the present invention, and will be explained below with reference to FIGS. 3 and 4. In this explanation, an arbitrary waveform shown in FIG. 3a, a sine wave represented by Asinθ, will be taken as an example. In Figure 3a, Fmax is the frequency converter (hereinafter referred to as
Fmin is the maximum frequency of the FM
F 0 indicates the minimum frequency of the FM instrument, and F 0 indicates the intermediate frequency of the FM instrument, which is expressed by the following equation (5).
F0＝１／２（Ｆnax−Ｆnio）＋Ｆnio
＝１／２（Ｆnax＋Ｆnio） ……(5)
また、Asinθの大きさにより変化するFM器の
出力周波数をＦsとすれば、(6)式で示される。F 0 = 1/2 (F nax - F nio ) + F nio = 1/2 (F nax + F nio ) ...(5) Also, if the output frequency of the FM device that changes depending on the magnitude of Asinθ is F s , then , shown in equation (6).
Ｆs＝１／２Asinθ×（Ｆnax−Ｆnio） ……(6)
よつて、θの関数となる変換周波数（Ｆs＋Ｆ
p）は(7)式となる。F s = 1/2Asinθ×(F nax −F nio ) ...(6) Therefore, the conversion frequency (F s + F
p ) becomes equation (7).
Ｆs＋Ｆp＝１／２｛Asinθ×（Ｆnax−Ｆnio）
＋（Ｆnax＋Ｆnio）｝ ……(7)
ここで、このＦs＋Ｆpを第３図ａに示す如く時
刻ｔ＝ｏ（ｔ＝t0とおく）よりｔ＝１（ｔ＝t1と
おく）の間、ｔ＝１（ｔ＝t1）よりｔ＝２（ｔ＝t2
とおく）の間の如く計数した値をC0、C1、C2、
……、Ｃoとすれば、
C0＝∫ｔ＝ｔ１ ｔ＝ｔ０（Ｆs＋Ｆp）ｄθ＝∫ｔ＝ｔ１ ｔ＝ｔ０１／２｛Asinθ（Ｆnax−Ｆnio）＋（Ｆnax
＋Ｆnio）｝ｄθ＝１／２〔−Acosθ（Ｆnax−Ｆnio）＋θ（Ｆnax＋Ｆnio〕ｔ＝ｔ１ ｔ＝ｔ０
＝１／２｛−Ａ（Ｆnax−Ｆnio）（cosωt1−cosωt0）＋（Ｆnax＋Ｆnio）ω（t1−t0）｝ ……(8)
(8)式において
cosωt1−cosωt0＝−2sinωｔ１＋ωｔ０／２sinωｔ１−ωｔ０／２ ……(9)
であり、また(9)式でsinωｔ１−ωｔ０／２はωt1−ω
t0＝
Δθで一定であるから、(8)式は次のように書け
る。 F s + F p = 1/2 { Asin θ o (set t=t 0 ) to t=1 (set t=t 1 ), and from t=1 (t=t 1 ) to t=2 (t=t 2
C 0 , C 1 , C 2 , C 0 , C 1 , C 2 ,
..., if Co , then C 0 =∫ t=t1 t=t0 (F s + F p )dθ=∫ t=t1 t=t0 1/2 {Asinθ (F nax −F nio ) + (F nax +F nio )}dθ=1/2 [−Acosθ(F nax −F nio )+θ(F nax +F nio )] t=t1 t=t0 =1/2{−A(F nax −F nio )(cosωt 1 − cosωt 0 ) + (F nax +F nio )ω(t 1 −t 0 )} ...(8) In equation (8), cosωt 1 −cosωt 0 = −2sinωt 1 +ωt 0 /2sinωt 1 −ωt 0 /2 ... (9), and in equation (9), sinωt 1 −ωt 0 /2 is ωt 1 −ω
Since t 0 = Δθ, which is constant, equation (8) can be written as follows.
Co＝αAsinωｔ１＋ωｔ０／２＋β ……(10)
たゞし、
α＝（Ｆnax−Ｆnio）sinΔθ／２
β＝１／２（Ｆnax＋Ｆnio）Δθ
同様にして、
C1＝αAsinωｔ２＋ωｔ１／２＋β
よつて一般に
Ｃo＝αAsinωｔｏ＋１＋ωｔｏ／２＋β ……(11)
これを変形すると、α、βは定数であるため一
定間隔Δθで計数、することにより、すなわち定
積分的演算機能により
Ｃｏ−β／α＝Asinωｔｏ＋１＋ωｔｏ／２ ……(12)
(12)式として原波形より計数間隔の１／２だけ位相の
遅れは生ずるが原波形と同等のものを求めること
ができる。Co=αAsinωt 1 +ωt 0 /2+β ...(10) Then, α=(F nax −F nio ) sinΔθ/2 β=1/2(F nax +F nio )Δθ Similarly, C 1 = αAsinωt 2 +ωt 1 /2+β Therefore, in general, C o =αAsinωt o+1 +ωt o /2+β ...(11) If we transform this, since α and β are constants, by counting at constant intervals Δθ, we can obtain a definite integral calculation function. Therefore, Co - β / α = Asin ωt o + 1 + ωt o /2 ... (12) As Equation (12), it is possible to obtain a waveform equivalent to the original waveform, although the phase is delayed by 1/2 of the counting interval from the original waveform. can.
本発明に係る定積分的演算機能では、FM器出
力パルスはt0からt1、t1からt2の間を例にとり拡大
すると、第３図ｂに示す如くなる。一般にＦnax
は5MHz、Ｆnioは1MHz程度は現行でも技術的に
困難な問題がなく実現できるので、第３図ｂに示
すFM器出力パルスの、間隔は最大でも前記周波
数帯のFM器を使用して１μｓである。すなわ
ち、第３図ｂでt0からt1、t1からt2の如くFM器の
出力パルス数を計算する間隔とこのt0，t1，t2、
……ｔoを決定する周波数を同一なものとしてお
き、計数開始から完了までの時刻に一定の差をも
たせれば、先に述べたτはＦnio＝1MKzにした場
合、最悪で0.5μｓの精度で整定できることを意
味する。 In the definite integral calculation function according to the present invention, when the FM device output pulse is expanded from t 0 to t 1 and from t 1 to t 2 as an example, it becomes as shown in FIG. 3b. Generally F nax
is 5 MHz and F nio is about 1 MHz, which can be achieved without any technical difficulties even today, so the interval between the FM device output pulses shown in Figure 3b is at most 1 μs using an FM device in the above frequency band. It is. In other words, the intervals for calculating the number of output pulses of the FM device, such as from t 0 to t 1 and from t 1 to t 2 in Fig. 3b, and these t 0 , t 1 , t 2 ,
...If the frequency that determines t o is the same and there is a certain difference in the time from the start to the end of counting, the aforementioned τ will be 0.5 μs at the worst when F nio = 1MKz. This means that it can be settled with precision.
第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
あつて、同図において２１は保護すべき送電線、
２２は電流変成器、２３は電圧変成器であつて、
ここでは１相分について図示されているが他の相
も同一回路を構成するので図示しない。また２４
は電流のアナログ量を周波数に変換するFM器、
２５は電圧のアナログ量を周波数に変換するFM
器であつて、これらFM器２４：２４から各アナ
ログの大小に応じた周波数パルスが出力され、
夫々構内伝送路２６：２７で伝送されたデータは
定積分的演算機能２８，２９：３０，３１へ入力
される。 FIG. 4 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, in which 21 is a power transmission line to be protected;
22 is a current transformer, 23 is a voltage transformer,
Although only one phase is illustrated here, other phases are not illustrated because they constitute the same circuit. 24 again
is an FM device that converts the analog amount of current into frequency,
25 is an FM that converts analog voltage to frequency
These FM devices 24:24 output frequency pulses according to the size of each analog,
The data transmitted through the internal transmission lines 26:27 are input to definite integral calculation functions 28, 29:30, 31, respectively.
特に超高圧変電所では、各電流変成器２２、電
圧変成器２３の設置場所より保護継電器などを設
置する場所が数百メートル離れていることが多
く、一般に耐ノイズ性能の向上という目的でFM
器２４，２５を変成器設置場所におき、コード化
されデータを伝送するに当り上述の如く構内伝送
路を使用する場合が多い。 Particularly in ultra-high voltage substations, the locations where protective relays are installed are often several hundred meters away from the locations where each current transformer 22 and voltage transformer 23 are installed.
In many cases, the transformers 24 and 25 are placed at the location where the transformer is installed, and a private transmission line is used as described above to transmit encoded data.
また３３は第３図ｂのΔθを決める発振器３２
の周波数を分周する分周回路、２８は分周回路３
３の出力にもとずき構内伝送路２６からの電流デ
ータを計数する定数分的演算機能であつて、この
定積分的演算機能２８からは分周回路３３に相当
する２進符号化されたデイジタル量Ｉ（ｔ）が得
られる。また３０は分周回路３３の出力にもとず
き構内伝送路２７からの電圧データを計数する定
積分的演算機能であつて、この定積分的演算機能
３０からは分周回路３３に相当する２進符号化さ
れたデイジタル量Ｖ（ｔ）が得られる。ここで継
電器設置場所の第１の装置は分周回路３３と定積
分的演算機能２８，３０とから構成される。 Also, 33 is an oscillator 32 that determines Δθ in FIG. 3b.
28 is a frequency dividing circuit 3 that divides the frequency of
It is a constant integral calculation function that counts the current data from the internal transmission line 26 based on the output of A digital quantity I(t) is obtained. Further, 30 is a definite integral calculation function that counts the voltage data from the in-plant transmission line 27 based on the output of the frequency dividing circuit 33; A binary encoded digital quantity V(t) is obtained. Here, the first device at the relay installation location is composed of a frequency dividing circuit 33 and definite integral calculation functions 28 and 30.
また３４は発振器３２の周波数をτだけ遅延さ
せる遅延回路、３６は発振器３２の出力が遅延回
路３４を通して供給されｔ−τの時間よりΔθ毎
の間隔で出力を出す分周回路、２９は分周回路３
５の出力にもとづき、構内伝送路２６からの電流
データを計数する定積分的演算機能であつて、こ
の定積分的演算機能２９は分周回路３５の出力に
もとずきｔ−τの時刻よりΔθ毎の間隔で出力を
出し、定積分的演算機能２９からはＩ（ｔ−τ）
に相当する２進符号化されたデイジタル量が得ら
れる。また３１は分周回路３５の出力にもとずき
構内伝送路２７からの電圧データを計数する定積
分的演算機能であつて、この定積分的演算機能３
１は分周回路３５の出力にもとずきｔ−τの時刻
よりΔθ毎の間隔で出力を出し、定積分的演算機
能３１からは、ｖ（ｔ−τ）に相当する２進符号
化されたデイジタル量が得られる。ここで継電器
設置場所の第２の装置は遅延回路３４と分周回路
３５と定積分的演算機能２９，３１とから構成さ
れる。 Further, 34 is a delay circuit that delays the frequency of the oscillator 32 by τ, 36 is a frequency divider circuit in which the output of the oscillator 32 is supplied through the delay circuit 34 and outputs at intervals of Δθ from time t−τ, and 29 is a frequency divider. circuit 3
The definite integral calculation function 29 counts the current data from the internal transmission line 26 based on the output of the frequency dividing circuit 35. output at intervals of Δθ, and the definite integral calculation function 29 outputs I(t-τ).
A binary encoded digital quantity corresponding to is obtained. Further, 31 is a definite integral calculation function that counts the voltage data from the in-plant transmission line 27 based on the output of the frequency dividing circuit 35, and this definite integral calculation function 3
1 outputs an output at intervals of Δθ from time t-τ based on the output of the frequency dividing circuit 35, and from the definite integral calculation function 31, binary encoding corresponding to v(t-τ) is output. A digital quantity is obtained. Here, the second device at the relay installation location is composed of a delay circuit 34, a frequency dividing circuit 35, and definite integral calculation functions 29, 31.
このような本発明によれば、発振器３２の周波
数は第３図ａのＦnin以上に選定し、また分周回
路３３，３５の出力は例えばΔθ＝π／６ラジアン程
度にしてもこの間に最低１／Ｆnioおきにパルス
が存在することになるから、たとえば発振器３２
の周波数1MHz、FM器の最小周波数1MHzとすれ
ば単純な計算でも最悪1/2MHzの精度でτの整定
が可能となる。 According to the present invention, the frequency of the oscillator 32 is selected to be equal to or higher than F nin in FIG. Since there will be a pulse every 1/F nio , for example, the oscillator 32
If the frequency is 1MHz and the minimum frequency of the FM device is 1MHz, it is possible to set τ with a worst-case accuracy of 1/2MHz even with simple calculations.
第５図ａ〜ｄは第４図の第１および第２の装置
からの出力を示し、τ時刻だけ差のあるデータが
Δθおきに得られるタイムチヤートである。 FIGS. 5a to 5d show outputs from the first and second devices shown in FIG. 4, and are time charts in which data differing by τ time is obtained every Δθ.
Ｉ（ｔ−τ）、Ｖ（ｔ−τ）の第２の装置から
得られる電流、電圧をダランベールのインバリア
ントの理論で示される前進波、後進波のいずれに
着目した保護演算手法であつても自所内データと
して使用し、Ｉ（ｔ）、Ｖ（ｔ）の第１の装置か
らの出力を相手端にマイクロ波などで伝送すれば
(1)式、(2)式は成立する。 This is a protection calculation method that focuses on either the forward wave or the backward wave shown by the theory of D'Alembert's invariant for the current and voltage obtained from the second device of I (t-τ) and V (t-τ). is also used as internal data, and if the output from the first device of I(t) and V(t) is transmitted to the other end by microwave etc.
Equations (1) and (2) hold true.
従つて、送電端Ａ側においては、受電端Ｂから
のマイクロ波などで伝送されるＶB（ｔ）、ＩB
（ｔ）と送電端Ａ側（自所内）のＶA（ｔ−τ）、
ＩA（ｔ−τ）とを用いて保護継電器より前記(3)
式に相当する保護演算を行ない、ξA（ｔ）がξA
（ｔ）＝０かξA（ｔ）＞０かにより送電線１の故障
の判定を行ない、ξA（ｔ）＞０であればしや断器
などのトリツプ信号を送出する。また受電端Ｂ側
においては送電端Ａからのマイクロ波などで伝送
されＶA（ｔ）、ＩA（ｔ）と受電端Ｂ側（自所
内）のＶB（ｔ−τ）、ＩB（ｔ−τ）とを用いて
保護継電器より前記(4)式に相当する保護演算を行
ない、ξB（ｔ）がξB（ｔ）＝０か、ξB（ｔ）＞
０かにより送電線１の故障の判定を行ない、ξB
（ｔ）＞０であればしや断器などのトリツプ信号を
送出する。 Therefore, on the power transmitting end A side, V B (t), I B transmitted by microwave etc. from the power receiving end B
(t) and V A (t-τ) on the power transmission end A side (within its own premises),
(3) above from the protective relay using I A (t-τ).
Perform the protection operation corresponding to the expression, and ξ A (t) becomes ξ A
A failure of the power transmission line 1 is determined based on whether (t)=0 or ξ A (t)>0, and if ξ A (t)>0, a trip signal such as a power cutter or disconnection signal is sent out. In addition, on the power receiving end B side, it is transmitted by microwave etc. from the power transmitting end A, and V A (t), I A (t) and V B (t-τ), I B ( Perform a protection calculation corresponding to the above equation (4) using the protective relay using
ξ B
If (t)>0, a trip signal such as a breaker or disconnector is sent.
このようにすることにより、第１および第２の
装置より得られる定積分値により電力系統のサー
ジインピーダンスに依存する前進波あるいは後進
波の伝播速度の遅れを補正し、高精度で高速度の
事故検出ができる。 By doing this, the delay in the propagation speed of forward waves or backward waves that depends on the surge impedance of the power system can be corrected using the definite integral values obtained from the first and second devices, thereby preventing high-speed accidents with high precision. Can be detected.
また本発明において、相手端が複数すなわち多
端子となつた場合（保護すべき送電線路などが多
端子である場合）は、その端子数だけ第４図に示
す遅延回路３４のτを選定した第２の装置を有す
ればよいことは明らかである。 In addition, in the present invention, when there are multiple terminals, that is, multiple terminals (when the power transmission line to be protected has multiple terminals), the delay circuit 34 shown in FIG. It is clear that it is sufficient to have two devices.
上述したように本発明を用いれば電流、電圧波
形のΔθ間の積分演算を行なつた結果をデータと
して使用しているため、高次高調波に対してはフ
イルター効果を有し、ダランベールのインバリア
ントの諭論を応用した保護方式においても、精度
の高い事故検出が可能となる。 As described above, since the present invention uses the results of integral calculations between Δθ of current and voltage waveforms as data, it has a filter effect on high-order harmonics, and d'Alembert's interference Highly accurate accident detection is also possible with a protection method that applies variant advice.
第１図はダランベールのインバリアント理論を
応用した保護の原理説明図、第２図はアナログ−
デイジタル変換方式によるτの誤差による問題点
を説明する波形図、第３図ａおよびｂは夫々本発
明の説明波形図および周波数変換器の出力パルス
拡大図、第４図は本発明の一実施例を示すブロツ
ク図、第５図は第４図のタイムチヤートであつ
て、図中２１は送電線、２２は電流変成器、２３
は電圧変成器、２４，２５は夫々周波数変換器、
２６，２７は夫々構内伝送路、２８〜３１は夫々
定積分的演算機能、３２は発振器、３３，３５は
夫々分周回路、３４は遅延回路を示す。
Figure 1 is an illustration of the principle of protection applying D'Alembert's invariant theory, and Figure 2 is an analog-
A waveform diagram illustrating problems caused by errors in τ due to the digital conversion method. Figures 3a and 3b are waveform diagrams illustrating the present invention and an enlarged diagram of the output pulse of the frequency converter, respectively. Figure 4 is an embodiment of the present invention. 5 is a time chart of FIG. 4, where 21 is a power transmission line, 22 is a current transformer, and 23 is a time chart of FIG.
is a voltage transformer, 24 and 25 are frequency converters, respectively.
Reference numerals 26 and 27 each indicate a local transmission line, 28 to 31 each a definite integral calculation function, 32 an oscillator, 33 and 35 each a frequency dividing circuit, and 34 a delay circuit.
Claims (1)
成器より得られる電気量と、電力系統の受電端に
設けられた電圧、電流変成器より得られる電気量
との差を判別して動作する差動継電器において、 前記送電端及び受電端に夫々設けられ、夫々電
圧、電流変成器より得られる電圧、電流のアナロ
グ量を定められた周波数帯域で周波数変換する周
波数変換部と、 この各周波数変換部で夫々変換された電圧及び
電流の周波数信号を各々一定の周期で計数する定
積分的演算機能を有する第１の装置と、 前記各周波数変換部にて変換された電圧及び電
流の周波数信号を各々前記第１の装置の計数開始
時間より任意の時間だけずらして一定の周期で計
数する定積分的演算機能を有する第２の装置とを
送電端及び受電端に夫々設け、 前記受電端側の第１の装置により得られる定積
分値と送電端側の前記第２の装置により得られる
定積分値との差、あるいは送電端側の前記第１の
装置により得られる定積分値と受電端側の前記第
２の装置により得られる定積分値との差を演算
し、該演算結果値の大小を判断して保護信号を出
力するように構成したことを特徴とする差動継電
器。[Claims] 1. Difference between the amount of electricity obtained from a voltage and current transformer provided at the transmission end of the power system and the amount of electricity obtained from the voltage and current transformer provided at the receiving end of the power system. In the differential relay that operates by determining the voltage, a frequency converter is provided at each of the power transmitting end and the power receiving end, and converts analog amounts of voltage and current obtained from the voltage and current transformers into frequencies in a predetermined frequency band. and a first device having a definite integral calculation function that counts frequency signals of the voltage and current converted by each of the frequency conversion units at a constant cycle, and the voltage converted by each of the frequency conversion units. and a second device having a definite integral calculation function that counts the frequency signal of the current at a constant cycle by shifting the frequency signal of the current by an arbitrary time from the counting start time of the first device, respectively, at the power transmission end and the power reception end. , the difference between the definite integral value obtained by the first device on the power receiving end side and the definite integral value obtained by the second device on the power transmitting end side, or the constant value obtained by the first device on the power transmitting end side. The difference is characterized in that it is configured to calculate the difference between the integral value and the definite integral value obtained by the second device on the power receiving end side, determine the magnitude of the calculated result value, and output a protection signal. Dynamic relay.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2422377A JPS53109141A (en) | 1977-03-04 | 1977-03-04 | Input device for protective relay |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2422377A JPS53109141A (en) | 1977-03-04 | 1977-03-04 | Input device for protective relay |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53109141A JPS53109141A (en) | 1978-09-22 |
| JPS6155326B2 true JPS6155326B2 (en) | 1986-11-27 |
Family
ID=12132268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2422377A Granted JPS53109141A (en) | 1977-03-04 | 1977-03-04 | Input device for protective relay |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS53109141A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0543457Y2 (en) * | 1986-07-17 | 1993-11-02 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53146150A (en) * | 1977-05-25 | 1978-12-19 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | Carrier protective relaying system |
-
1977
- 1977-03-04 JP JP2422377A patent/JPS53109141A/en active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0543457Y2 (en) * | 1986-07-17 | 1993-11-02 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53109141A (en) | 1978-09-22 |
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