JPS6149846B2 - - Google Patents
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- JPS6149846B2 JPS6149846B2 JP51057777A JP5777776A JPS6149846B2 JP S6149846 B2 JPS6149846 B2 JP S6149846B2 JP 51057777 A JP51057777 A JP 51057777A JP 5777776 A JP5777776 A JP 5777776A JP S6149846 B2 JPS6149846 B2 JP S6149846B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は移相相乗型FM復調器に関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a phase-shift synergistic FM demodulator.
第1図は従来の移相相乗型FM復調器を示す回
路図である。第1図において1はFM中間周波信
号入力端子、2は入力端子1に供給されたFM中
間周波信号を増幅するところの増幅器を示し、該
増幅器には例えば中間周波信号の振幅を制限する
リミツタ機能を有した差動直結形増幅器(以下
IF増幅器という)を使用してある。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional phase-shift synergistic FM demodulator. In FIG. 1, 1 is an FM intermediate frequency signal input terminal, and 2 is an amplifier for amplifying the FM intermediate frequency signal supplied to the input terminal 1. The amplifier has, for example, a limiter function that limits the amplitude of the intermediate frequency signal. A differential direct-coupled amplifier (hereinafter referred to as
IF amplifier) is used.
3はIF増幅器2からの信号を復調するところ
の移相相乗型復調器を示し、該復調回路はIF増
幅器2からのFM中間周波信号S1にてスイツチン
グする差動対トランジスタ311,312からな
る第1スイツチング回路31と、上記FM中間周
波信号の位相を移相する移相素子321にて移相
されたFM中間周波信号S′1(周波数)を位相変換
する共振回路322からなる移相装置32と、上
記第1スイツチング信号31の差動トランジスタ
311に直列に接続され上記移相装置32にて位
相変換された信号S′1でスイツチングする差動対
トランジスタ331,332からなる第2スイツ
チング回路33等を具えている。4はローパスフ
イルタ、5は復調出力端子である。 3 shows a phase-shift synergistic demodulator that demodulates the signal from the IF amplifier 2, and this demodulation circuit consists of a differential pair of transistors 311 and 312 that are switched by the FM intermediate frequency signal S1 from the IF amplifier 2. A phase shift device consisting of a first switching circuit 31 and a resonant circuit 322 that converts the phase of the FM intermediate frequency signal S' 1 (frequency) shifted by the phase shift element 321 that shifts the phase of the FM intermediate frequency signal. 32, and a second switching circuit consisting of a differential pair of transistors 331 and 332 connected in series to the differential transistor 311 of the first switching signal 31 and switching with the signal S' 1 phase-converted by the phase shifter 32. It has a magnitude of 33. 4 is a low-pass filter, and 5 is a demodulation output terminal.
第1図に示す復調器において、その入力端子に
供給されたFM中間周波信号S1にて第1スイツチ
ング回路31を駆動し、更に移相装置32にて移
相した信号S′1にて第2スイツチング回路33を
駆動し、該第2スイツチング回路33の出力段に
設けてある抵抗341,342に入力信号のある
期間だけ定電流源回路351の定電流I0を導通す
れば、抵抗341,342には上記2つの信号
S1,S′1の位相差に応じたパルス幅をもつ電流信
号が流れ、該信号により生じる抵抗341,34
2の電圧変化信号をローパスフイルタ4を通して
その平均値を取出すことにより、上記位相差に応
じた直流電圧の変化が得られるので、入力信号が
FM変調されていればFM復調される。 In the demodulator shown in FIG. 1, the first switching circuit 31 is driven by the FM intermediate frequency signal S 1 supplied to its input terminal, and the first switching circuit 31 is driven by the signal S' 1 phase-shifted by the phase shifter 32. By driving the second switching circuit 33 and conducting the constant current I 0 of the constant current source circuit 351 only during the period when the input signal is present in the resistors 341 and 342 provided at the output stage of the second switching circuit 33, the resistors 341 and 342 are connected. 342 has the above two signals
A current signal with a pulse width corresponding to the phase difference between S 1 and S' 1 flows, and the resistances 341 and 34 generated by this signal flow.
By passing the voltage change signal No. 2 through the low-pass filter 4 and taking out its average value, a change in DC voltage according to the phase difference can be obtained, so that the input signal is
If it is FM modulated, it will be FM demodulated.
ところで第1図に示す復調器を受信機に適用し
た場合IF増幅器2の入力端子1にはFM中間周波
数の他それとは搬送波周波数の異なる振幅変調
(以下AMという)放送信号が入力されることが
ある。これは特にAM信号を送信している中波帯
放送局の近くでFM信号を受信する場合に著し
い。 By the way, when the demodulator shown in Fig. 1 is applied to a receiver, in addition to the FM intermediate frequency, an amplitude modulated (hereinafter referred to as AM) broadcast signal with a different carrier frequency may be input to the input terminal 1 of the IF amplifier 2. be. This is especially true when receiving an FM signal near a medium wave band broadcasting station that is transmitting an AM signal.
ここでAM信号の振幅が大きければ上記IF増幅
器2の差動増幅器は振幅抑圧効果を持つているた
めAM成分は充分抑圧され、矩形波となつた搬送
波だけが移相相乗型復調器3の差動対トランジス
タ311,312で構成された第1スイツチング
回路31に入力されるので移相相乗型復調器3で
はAM成分は出力しない。しかしAM信号の入力
レベルが非常に小さい時にはIF増幅器2の差動
増幅器2には振幅抑圧効果がなく、リニア増幅器
として動作し、AM信号は第1スイツチング回路
31に入力する。第1スイツチング回路31は微
弱信号に対しては差動増幅器として動作するの
で、上記AM信号は第1スイツチング回路31で
増幅される。この増幅されたAM信号は抵抗34
3に流れまた第2スイツチング回路33の差動対
トランジスタ331,332を通して抵抗34
1,342に流れる。抵抗343に流れたAM信
号は共振回路322のインピーダンスがAM信号
に対して超低インピーダンスとなつて上記共振回
路322によりアースされるためトランジスタ3
3に印加されない。したがつてトランジスタ31
1のベースへ印加された微少AM信号はトランジ
スタ11の負荷となるトランジスタ332のコレ
クタにAM信号が現われる。しかしこのAM信号
をローパスフイルタ4を介して取り出すことによ
り出力端子5にはAM成分は復調されない。 Here, if the amplitude of the AM signal is large, the differential amplifier of the IF amplifier 2 has an amplitude suppression effect, so the AM component is sufficiently suppressed, and only the carrier wave, which has become a rectangular wave, is the difference between the phase shift synergistic demodulator 3. Since the signal is input to the first switching circuit 31 composed of a dynamic pair of transistors 311 and 312, the phase-shift synergistic demodulator 3 does not output the AM component. However, when the input level of the AM signal is very small, the differential amplifier 2 of the IF amplifier 2 has no amplitude suppression effect and operates as a linear amplifier, and the AM signal is input to the first switching circuit 31. Since the first switching circuit 31 operates as a differential amplifier for weak signals, the AM signal is amplified by the first switching circuit 31. This amplified AM signal is transferred to the resistor 34
3 and through the differential pair transistors 331 and 332 of the second switching circuit 33 to the resistor 34.
It flows to 1,342. The AM signal flowing to the resistor 343 is grounded by the resonance circuit 322 because the impedance of the resonance circuit 322 becomes extremely low with respect to the AM signal.
3 is not applied. Therefore, the transistor 31
The minute AM signal applied to the base of transistor 11 appears at the collector of transistor 332, which serves as a load for transistor 11. However, by extracting this AM signal through the low-pass filter 4, no AM component is demodulated at the output terminal 5.
しかし第2図の差動増幅器のベース入力電圧2
2対コレクタ電流21関係図で示す様に第1スイ
ツチング回路31の差動対トランジスタ311,
312およびバイアス抵抗313,314等の不
平衡で初期バイアス23が平衡時初期バイアス2
1からずれている場合、この状態でAM信号24
が第1のスイツチング回路31のトランジスタ3
11のベースに入力するとトランジスタ311,
312のベース電圧対コレクタ電流特性即ち第2
図の曲線27,28よりトランジスタ311,3
12のコレクタ電流波形はそれぞれ第2図の曲線
25,26となる。トランジスタ311のコレク
タ負荷が差動対トランジスタ331,332で構
成された差動増幅器であるためトランジスタ33
2の出力波形は該波形と比例する。この出力をロ
ーパスフイルタ4を介して取り出せば出力端子5
にはAM復調された出力が生じる。 However, the base input voltage 2 of the differential amplifier in Fig. 2
As shown in the two-pair collector current 21 relationship diagram, the differential pair transistor 311 of the first switching circuit 31,
312 and bias resistors 313, 314, etc., when the initial bias 23 is balanced, the initial bias 2
If it deviates from 1, the AM signal 24
is the transistor 3 of the first switching circuit 31
When input to the base of transistor 311,
312 base voltage versus collector current characteristic, that is, the second
From the curves 27 and 28 in the figure, the transistors 311 and 3
The 12 collector current waveforms become curves 25 and 26 in FIG. 2, respectively. Since the collector load of the transistor 311 is a differential amplifier composed of differential pair transistors 331 and 332, the transistor 33
The output waveform of 2 is proportional to that waveform. If this output is taken out through the low-pass filter 4, the output terminal 5
produces an AM demodulated output.
以上述べた様に従来回路では差動対トランジス
タ311,312のベースバイアス電圧の初期バ
イアスがずれているとFM受信時にAM信号を復
調するという悪現象を生じる。 As described above, in the conventional circuit, if the initial biases of the base bias voltages of the differential pair transistors 311 and 312 deviate, an adverse phenomenon occurs in which the AM signal is demodulated during FM reception.
本発明の目的は上記した従来技術のFM受信動
作時にAM復調される欠点をなくし、安定した移
相相乗型FM復調器を提供するにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to eliminate the disadvantage of AM demodulation during FM reception operation in the prior art described above, and to provide a stable phase-shift synergistic FM demodulator.
本発明はそれぞれ差動対トランジスタの第1の
スイツチング回路31と第2のスイツチング回路
33で構成された移相相乗型FM復調器にAM信
号が入力した時のAM復調作用を改善するもので
あり、第1のスイツチング回路31に入力された
妨害AM信号と逆相の信号を取り出し、上記信号
を復調した変調信号を第2スイツチング回路33
のベースへ帰還し、第1スイツチング回路31を
構成する各素子間の不均衡によつて起るAM成分
を復調しないようにしたものである。 The present invention improves the AM demodulation effect when an AM signal is input to a phase-shift synergistic FM demodulator composed of a first switching circuit 31 and a second switching circuit 33, each of which is a differential pair of transistors. , a signal having a phase opposite to the interference AM signal inputted to the first switching circuit 31 is extracted, and a modulated signal obtained by demodulating the above signal is sent to the second switching circuit 33.
is fed back to the base of the switching circuit 31 to prevent the AM component caused by imbalance between the elements constituting the first switching circuit 31 from being demodulated.
以下本発明の実施例を図面に従つて説明する。
第3図は本発明の一実施例を示す回路図である。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 3 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention.
第3図において30はIF増幅器2からの出力
信号S1にてゲートが開閉するゲート回路を示し該
ゲート回路は差動対トランジスタ311,312
からなる第1スイツチング回路31と、差動対ト
ランジスタ331,332からなる第2スイツチ
ング回路33を具えている。差動対トランジスタ
311,312の共通エミツタは定電流源回路3
51を通してアースされている。トランジスタ3
11のベースは増幅器2を通して入力端子1に接
続され、また抵抗314、バイアス電源315を
通してアースされている。コレクタは差動対トラ
ンジスタ331,332の共通エミツタに接続さ
れている。 In FIG. 3, numeral 30 indicates a gate circuit whose gate opens and closes in response to the output signal S1 from the IF amplifier 2.
The first switching circuit 31 includes a first switching circuit 31, and the second switching circuit 33 includes a differential pair of transistors 331 and 332. The common emitter of the differential pair transistors 311 and 312 is the constant current source circuit 3.
It is grounded through 51. transistor 3
The base of 11 is connected to input terminal 1 through amplifier 2, and is grounded through resistor 314 and bias power supply 315. The collector is connected to the common emitter of differential pair transistors 331 and 332.
トランジスタ312のベースは抵抗313、バ
イアス電源315を通してアースされ、コレクタ
は抵抗343を通して電源端子7に接続されてい
る。 The base of the transistor 312 is grounded through a resistor 313 and a bias power supply 315, and the collector is connected to the power supply terminal 7 through a resistor 343.
トランジスタ311,312の共通エミツタは
定電流源回路351を通してアースされている。
トランジスタ331のベースは抵抗334、バイ
アス電源335を通してアースされている。トラ
ンジスタ332のベースは抵抗333、バイアス
電源335を通してアースされている。抵抗31
3,314,333,343はスイツチング回路
31,33のバイアス抵抗である。抵抗334は
共振回路322の共振抵抗を兼ねており、スイツ
チング回路33が安定なスイツチング動作をする
範囲内でできるだけ小さな抵抗値に設定してあ
る。341,342は抵抗、32はトランジスタ
312のコレクタに導出されるFM中間周波信号
を移相する移相コイル321と該移相コイルにて
移相された移相信号(周波数)を位相変換して第
2スイツチング回路33に導くところの共振回路
322とからなる移相装置である。 The common emitters of the transistors 311 and 312 are grounded through a constant current source circuit 351.
The base of the transistor 331 is grounded through a resistor 334 and a bias power supply 335. The base of the transistor 332 is grounded through a resistor 333 and a bias power supply 335. resistance 31
3, 314, 333, and 343 are bias resistances of the switching circuits 31 and 33. The resistor 334 also serves as a resonant resistor of the resonant circuit 322, and is set to a resistance value as small as possible within a range that allows the switching circuit 33 to perform stable switching operations. 341 and 342 are resistors, 32 is a phase shift coil 321 that shifts the phase of the FM intermediate frequency signal derived to the collector of the transistor 312, and a phase shift coil 321 that converts the phase of the phase shift signal (frequency) shifted by the phase shift coil. This is a phase shift device consisting of a resonant circuit 322 leading to a second switching circuit 33.
共振回路322はコイルとコンデンサの並列回
路からなり、その一端は第2スイツチング回路3
3の入力に接続され、他端は容量324を通して
アースされている。容量324は抵抗343に流
れるAM信号のアース側への流れを阻止するもの
であつて、インピーダンスがFM信号(搬送波)
に対しては共振回路322の共振抵抗値に対して
充分小さく、AM信号に対してはそのAM信号の
アース側への流入を阻止しようと作用する程の適
当な大きさのインピーダンスをもつ容量値に選定
される。4は第2スイツチング回路33のトラン
ジスタ332のコレクタに接続されたローパスフ
イルタを示し、該フイルタはトランジスタ332
のコレクタに生じた高調波成分即ち上記第1、第
2スイツチング回路に印加されるFM中間周波信
号S1とその移相された信号S′1およびスイツチン
グによつて生ずる高周波成分を除去して端子5に
復調信号(音声信号)を取出すものである。 The resonant circuit 322 consists of a parallel circuit of a coil and a capacitor, one end of which is connected to the second switching circuit 3.
3, and the other end is grounded through a capacitor 324. The capacitor 324 prevents the AM signal flowing through the resistor 343 from flowing to the ground side, and the impedance is FM signal (carrier wave).
A capacitance value that has an impedance that is sufficiently small relative to the resonant resistance value of the resonant circuit 322 for the AM signal, and has an appropriate impedance that acts to prevent the AM signal from flowing into the ground side. selected. 4 indicates a low-pass filter connected to the collector of the transistor 332 of the second switching circuit 33;
The harmonic components generated at the collector of the switch, that is, the FM intermediate frequency signal S1 applied to the first and second switching circuits, its phase-shifted signal S'1 , and the high frequency components generated by switching are removed, and the high frequency components generated by switching are removed. 5, a demodulated signal (audio signal) is extracted.
次に復調器の動作について簡単に説明する。 Next, the operation of the demodulator will be briefly explained.
第3図に示す回路において、無信号時には第
1、第2スイツチング回路31,33の各トラン
ジスタはON状態にあり、トランジスタ311,
312には夫々同一振幅(1/2I0)の直流電流が流
れ、またトランジスタ331,332には夫々同
一振幅(1/4I0)の直流電流が流れる如く設定して
ある。 In the circuit shown in FIG. 3, when there is no signal, each transistor of the first and second switching circuits 31, 33 is in the ON state, and the transistors 311, 33 are in the ON state.
The transistors 312 are set so that DC currents having the same amplitude (1/2I 0 ) flow through them, and the transistors 331 and 332 are set so that DC currents having the same amplitude (1/4I 0 ) flow through the transistors 331 and 332, respectively.
次に入力端子1に変調されていないFM中間周
波信号が供給されると該入力信号はIF増幅器2
にて増幅されると共に増幅制限されて該増幅器の
出力端子に第6図Aに示す如く矩形波状の出力信
号S1が導出される。この信号S1は第1スイツチン
グ回路31の差動対トランジスタ311のベース
に供給される。するとトランジスタ311はその
信号S1の1/2周期毎にON―OFFし、また該トラ
ンジスタに応動してトランジスタ312も信号S1
で1/2周期毎にON―OFFする。 Next, when an unmodulated FM intermediate frequency signal is supplied to input terminal 1, the input signal is transmitted to IF amplifier 2.
The signal is amplified and limited in amplification, and a rectangular waveform output signal S1 is derived from the output terminal of the amplifier as shown in FIG. 6A. This signal S 1 is supplied to the bases of the differential pair transistors 311 of the first switching circuit 31 . Then, the transistor 311 turns on and off every 1/2 period of the signal S 1 , and in response to this transistor, the transistor 312 also turns on the signal S 1 .
It turns on and off every 1/2 cycle.
即ちトランジスタ311,312は信号S1の1/
2周期毎にしかも交互にON―OFFのスイツチン
グ動作をする。第6図B,Cはそれらのスイツチ
ンング動作を示す波形図である。また信号S1は第
1スイツチング回路31のトランジスタ312を
通して移相装置32に供給される。ここで移相装
置32は信号S1が共振回路322の共振周波数
0に共振した時その信号の位相が略π/2(90
゜)ずれる如く設計してある。なお以下の説明に
おいてその説明を簡単にするため移相装置32に
よる移相ずれはπ/2(90゜)とする。信号S1が
共振回路322の共振周波数0から離調した時
には第7図に示す共振回路322の周波数対位相
特性曲線322aに基づいて位相ずれが生じる。 That is, the transistors 311 and 312 are 1/1 of the signal S1.
It performs ON-OFF switching operation every two cycles and alternately. FIGS. 6B and 6C are waveform diagrams showing these switching operations. The signal S 1 is also supplied to the phase shifter 32 through the transistor 312 of the first switching circuit 31 . Here, the phase shifter 32 is configured such that the signal S 1 is at the resonant frequency of the resonant circuit 322.
0 , the phase of the signal is approximately π/2 (90
゜) It is designed to shift. In the following description, in order to simplify the explanation, the phase shift shift caused by the phase shift device 32 is assumed to be π/2 (90 degrees). When the signal S 1 is detuned from the resonance frequency 0 of the resonance circuit 322, a phase shift occurs based on the frequency versus phase characteristic curve 322a of the resonance circuit 322 shown in FIG.
したがつて信号S1が共振回路322に共振し共
振周波数0にある時移相装置32に供給された
信号S1は該移相装置にてπ/2(90゜)移相され
例えば第6図Eの実線波形で示す如くπ/2(90
゜)遅相される。この遅相信号S′1は第2スイツ
チング回路33の差動対トランジスタ331のベ
ースに供給される。するとトランジスタ331は
その信号S′1の1/2周期毎にON―OFFし、また該
トランジスタに応動してトランジスタ332も信
号S′1の1/2周期毎にON―OFFする。即ちトラン
ジスタ331,332は信号S′1の1/2周期毎にし
かも交互にON―OFFのスイツチング動作をす
る。 Therefore, when the signal S 1 resonates in the resonant circuit 322 and has a resonant frequency of 0 , the signal S 1 supplied to the phase shifter 32 is phase-shifted by π/2 (90°) by the phase shifter, for example, the 6th As shown by the solid line waveform in Figure E, π/2 (90
゜) It is delayed. This slow phase signal S' 1 is supplied to the bases of the differential pair transistors 331 of the second switching circuit 33. Then, the transistor 331 is turned ON and OFF every 1/2 period of the signal S' 1 , and in response to this transistor, the transistor 332 is also turned ON and OFF every 1/2 period of the signal S' 1 . That is, the transistors 331 and 332 alternately switch ON and OFF every 1/2 cycle of the signal S'1 .
第6図E,Fはそれらのスイツチング動作を示
す波形図である。 FIGS. 6E and 6F are waveform diagrams showing these switching operations.
このようなスイツチング動作において、第1ス
イツチング回路31のトランジスタ311がON
しかつ第2スイツチング回路33のトランジスタ
331がONすると抵抗341には第6図Gに示
す如く即ち信号S1の1/4周期領域において電流I341
が流れる。この時の電流I341は
である。 In such a switching operation, the transistor 311 of the first switching circuit 31 is turned on.
Moreover, when the transistor 331 of the second switching circuit 33 is turned on, a current I 341 flows through the resistor 341 in the 1/4 period region of the signal S 1 as shown in FIG.
flows. The current I 341 at this time is It is.
また第1スイツチング回路31のトランジスタ
311がONしかつ第2スイツチング回路332
のトランジスタ332がONすると抵抗342に
は第6図Hに示す如く即ち信号S1の1/4周期領域
において電流I342が流れる。この時の電流I342は
である。 Further, the transistor 311 of the first switching circuit 31 is ON and the second switching circuit 332 is ON.
When the transistor 332 is turned on, a current I 342 flows through the resistor 342 as shown in FIG. 6H, that is, in the 1/4 period region of the signal S 1 . The current I 342 at this time is It is.
次に入力端子1に変調されたFM中間周波信号
が供給され、該入力信号の周波数がその変調によ
つて共振回路322の共振周波数0から周波数
△だけずれ、その位相が第6図Eの点線で示す
如くθずれると、第1スイツチング回路31のト
ランジスタ311,312は第6図E,Fの点線
で示す如くその位相分だけずれてスイツチング動
作をする。したがつて抵抗341,342に流れ
る電流の領域は第6図I,Jに示す如くなる。こ
のときの抵抗341,342に流れる電流I341,
I342は
となる。 Next, a modulated FM intermediate frequency signal is supplied to the input terminal 1, and the frequency of the input signal is shifted by the frequency △ from the resonance frequency 0 of the resonant circuit 322 due to the modulation, and its phase is shifted by the dotted line in FIG. 6E. When the phase is shifted by θ as shown in FIG. 6, the transistors 311 and 312 of the first switching circuit 31 perform a switching operation with the phase shifted by the phase as shown by the dotted lines in FIG. 6E and F. Therefore, the regions of current flowing through the resistors 341 and 342 are as shown in FIGS. 6I and 6J. The current I 341 flowing through the resistors 341 and 342 at this time,
I 342 is becomes.
以上のことから分るように抵抗341に流れる
電流は位相ずれθの分I0θ/2πだけ電流が増加し、
抵抗342に流れる電流は位相ずれθの分I0θ/2π
だけ電流が減少する。 As can be seen from the above, the current flowing through the resistor 341 increases by I 0 θ/2π due to the phase shift θ, and the current flowing through the resistor 342 decreases by I 0 θ/2π due to the phase shift θ. do.
即ち抵抗341,342に流れる平均電流は上
記(3),(4)式から分るように位相ずれθつまり共振
回路322の共振周波数0からの周波数ずれ△
に比例して変化する。 In other words, the average current flowing through the resistors 341 and 342 is determined by the phase shift θ, that is, the frequency shift △ from the resonance frequency 0 of the resonant circuit 322, as seen from equations (3) and (4) above.
changes in proportion to.
この変化電流I0θ/2πをローパスフイルタ4を通 すことにより出力端子5に復調信号が得られる。 By passing this changing current I 0 θ/2π through a low-pass filter 4, a demodulated signal is obtained at an output terminal 5.
即ち第3図に示す回路構成において第1スイツ
チング回路31を信号S1でスイツチングし、第2
スイツチング回路33を信号S′1でスイツチング
させることにより抵抗341,342には信号S1
と信号S′1との位相差に比例した電流が流れ更に
ローパスフイルタ4を介することによりFM信号
を復調することができる。 That is, in the circuit configuration shown in FIG. 3, the first switching circuit 31 is switched by the signal S1 , and the second
By switching the switching circuit 33 with the signal S'1 , the resistors 341 and 342 receive the signal S1.
A current proportional to the phase difference between the signal S'1 and the signal S'1 flows through the low-pass filter 4, so that the FM signal can be demodulated.
次にIF増幅器2の入力端子1にFM中間周波数
と異なる搬送波である微弱なAM信号が入力した
時について説明すると、この時にはIF増幅器2
には振幅抑圧効果がなくAM信号は第1スイツチ
ング回路31を構成するトランジスタ311のベ
ースに入力される。第1図の従来回路で説明した
様に第1スイツチング回路31に不平衡があれば
AM復調される。しかし第2スイツチング回路3
3を構成するトランジスタ331のベースにはコ
イル321を介してトランジスタ312のコレク
タが接続され、また共振回路322、容量324
を介して接地されているため、トランジスタ31
2のコレクタ出力は容量324のインピーダンス
によつて従来回路の様に交流的に接地されること
なくトランジスタ331のベースに入力する。こ
の入力信号はトランジスタ332への負帰還信号
であるため差動対トランジスタ331,332に
流れるコレクタ電流がトランジスタ311のコレ
クタ電流と比例して増大する時にトランジスタ3
31のベース電圧を上げる方向に動作しトランジ
スタ332のコレクタ電流は増加し得ず一定でト
ランジスタ332のコレクタ電流の増加分はトラ
ンジスタ331のコレクタ電流として流れる。よ
つてトランジスタ332のコレクタ出力は交流的
に一定の出力しか生じ得ずローパスフイルタ4を
通した出力はAM復調されない。 Next, to explain the case when a weak AM signal, which is a carrier wave different from the FM intermediate frequency, is input to input terminal 1 of IF amplifier 2, in this case, IF amplifier 2
has no amplitude suppression effect, and the AM signal is input to the base of the transistor 311 constituting the first switching circuit 31. As explained in the conventional circuit of FIG. 1, if there is unbalance in the first switching circuit 31,
AM demodulated. However, the second switching circuit 3
The collector of the transistor 312 is connected to the base of the transistor 331 constituting 3 through the coil 321, and the resonant circuit 322 and the capacitor 324
Since the transistor 31 is grounded through
Due to the impedance of the capacitor 324, the collector output of No. 2 is input to the base of the transistor 331 without being AC grounded as in the conventional circuit. Since this input signal is a negative feedback signal to the transistor 332, when the collector current flowing through the differential pair transistors 331 and 332 increases in proportion to the collector current of the transistor 311, the transistor 332
The collector current of the transistor 332 cannot increase and remains constant, and the increased collector current of the transistor 332 flows as the collector current of the transistor 331. Therefore, the collector output of the transistor 332 can only produce a constant AC output, and the output passed through the low-pass filter 4 is not subjected to AM demodulation.
第4図に出力を差動対出力として取り出した一
実施例を示す。本来、第4図の様な差動対出力し
た場合、第1スイツチング回路31の動作点が第
2図の様にずれてもAM復調されない。 FIG. 4 shows an embodiment in which the output is taken out as a differential pair output. Originally, when outputting a differential pair as shown in FIG. 4, AM demodulation is not performed even if the operating point of the first switching circuit 31 shifts as shown in FIG.
第2スイツチング回路33を構成している各素
子間が平衡であれば第1スイツチング回路31の
トランジスタ311のベースにAM信号が入力し
た場合にもエミツタ共通でトランジスタ311の
コレクタへ接続されている差動対トランジスタ3
31,332の出力は同相、同一振幅である。こ
の出力をローパスフイルタ4,4′、引算回路6
を介して取り出せば出力端子5にはAM復調出力
は生じない。しかしながら実際には抵抗341,
342には不平衡が生じる。この場合は差動対ト
ランジスタ331,332の出力は同一振幅では
なくしたがつてこれらの2つの信号を引算回路6
を介しても出力端子5にはその差分だけのAM復
調出力が生じる。本実施例は第3図の実施例で説
明を行つたごとくトランジスタ331のベースに
AM復調信号で負帰還する手段を適用したもので
ある。ここで、必らずトランジスタ331の出力
振幅をトランジスタ332の出力振幅より小にす
る様に設定する。この設定方法としては例えばト
ランジスタ331,332のコレクタに接続され
た抵抗341,342をその抵抗341の値が抵
抗342の値より小さくなるように設定すること
により容量に行なえる。この状態でトランジスタ
311のベースにAM信号が入力すると、トラン
ジスタ331のベースへはトランジスタ312の
出力が入力する。上記トランジスタ312の出力
はトランジスタ331,332の出力振幅を等し
くする様に作用するためローパスフイルタ4,
4′、引算回路6を介した信号は相殺されて出力
端子5にはAM復調信号は生じない。 If the elements constituting the second switching circuit 33 are balanced, even when an AM signal is input to the base of the transistor 311 of the first switching circuit 31, the emitters are commonly connected to the collector of the transistor 311. dynamic pair transistor 3
The outputs of 31 and 332 are in phase and have the same amplitude. This output is passed through the low pass filters 4, 4' and the subtraction circuit 6.
If the AM demodulated output is taken out through the output terminal 5, no AM demodulated output will be generated at the output terminal 5. However, in reality, the resistor 341,
342, an imbalance occurs. In this case, the outputs of the differential pair transistors 331 and 332 do not have the same amplitude, so these two signals are subtracted by the subtraction circuit 6.
An AM demodulated output corresponding to the difference is generated at the output terminal 5 even through the . In this embodiment, as explained in the embodiment of FIG.
This method applies negative feedback using the AM demodulated signal. Here, the output amplitude of the transistor 331 is always set to be smaller than the output amplitude of the transistor 332. This setting method can be performed, for example, by setting the resistors 341 and 342 connected to the collectors of the transistors 331 and 332 so that the value of the resistor 341 is smaller than the value of the resistor 342. When the AM signal is input to the base of the transistor 311 in this state, the output of the transistor 312 is input to the base of the transistor 331. The output of the transistor 312 acts to equalize the output amplitudes of the transistors 331 and 332, so the low pass filter 4,
4', the signals passed through the subtraction circuit 6 are canceled out, and no AM demodulated signal is generated at the output terminal 5.
第5図に第4図の実施例時の本発明の効果の測
定データを示す。横軸は第4図における容量32
4の値、縦軸は容量324の容量値におけるAM
復調出力を表わしたものである。ここで縦軸の
OdBはFM100%変調時のFM復調出力を示し、
AM搬送波は1MHz、変調周波数は400Hz、変調度
は30%で中間周波増幅器の入力端のAM搬送波入
力レベルは20μVである。第5図のデータは容量
値に適切な値があることを示している。容量値が
大きくなると、つまり従来回路と等価では減衰度
が小さくなり、本発明回路で容量値を適切な値に
選べば非常に改善されることを示している。 FIG. 5 shows measurement data of the effect of the present invention in the embodiment of FIG. 4. The horizontal axis is the capacity 32 in Figure 4.
4, the vertical axis is AM at a capacity value of 324
This represents the demodulated output. Here, on the vertical axis
OdB indicates the FM demodulation output at 100% FM modulation,
The AM carrier wave is 1 MHz, the modulation frequency is 400 Hz, the modulation depth is 30%, and the AM carrier input level at the input end of the intermediate frequency amplifier is 20 μV. The data in FIG. 5 shows that there is an appropriate capacitance value. This shows that as the capacitance value increases, that is, the degree of attenuation decreases when equivalent to the conventional circuit, and if the capacitance value is selected to an appropriate value in the circuit of the present invention, it can be greatly improved.
第1図は差動直結型FM中間周波数増幅器と移
相相乗型検波器を接続した従来回路図、第2図は
差動増幅器の入力対出力特性を示す特性図、第3
図は差動直結型FM中間周波数増幅器と本発明に
よる移相相乗型検波器を接続した一実施例を示す
回路図、第4図は本発明の他の実施例を示す回路
図、第5図、第6図、第7図は本発明の説明に供
する特性図である。
311,312,331,332…トランジス
タ、321…コイル、322…共振回路、31,
32…スイツチング回路、4,4′…ローパスフ
イルタ、324…容量、6…引算回路。
Figure 1 is a conventional circuit diagram that connects a differential direct-coupled FM intermediate frequency amplifier and a phase-shift synergistic detector, Figure 2 is a characteristic diagram showing the input-to-output characteristics of the differential amplifier, and Figure 3
The figure is a circuit diagram showing an embodiment in which a differential direct-coupled FM intermediate frequency amplifier and a phase-shift synergistic detector according to the present invention are connected, FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG. , FIG. 6, and FIG. 7 are characteristic diagrams for explaining the present invention. 311, 312, 331, 332...transistor, 321...coil, 322...resonant circuit, 31,
32...Switching circuit, 4,4'...Low pass filter, 324...Capacitor, 6...Subtraction circuit.
Claims (1)
るFM信号にてスイツチングする第1、第2差動
トランジスタおよび上記FM信号を移相した移相
FM信号にてスイツチングしかつ上記第1差動ト
ランジスタに流れる出力信号をスイツチングする
第3、第4差動トランジスタからなるゲート回路
と、該ゲート回路の動作電圧源と上記入力端子に
供給されたFM信号を上記第1、第2差動トラン
ジスタに導く回路と、上記第2差動トランジスタ
を通したFM信号を移相する移相素子および該移
相素子にて移相されたFM信号に共振し、該共振
FM信号の周波数を位相変換し該位相変換信号を
上記ゲート回路の第3、第4差動トランジスタに
導く共振回路からなる移相装置と、上記ゲート回
路の出力段に現われたゲート出力信号を抽出する
ためのローパスフイルタとを具えてなり、上記共
振回路の一端を上記移相素子を通して上記ゲート
回路の第2差動トランジスタの出力電極(コレク
タ)および上記ゲート回路の第3差動トランジス
タの入力電極(ベース)に接続し、他端は容量を
通してアースし、上記容量はFM信号の搬送波に
対してはインピーダンスが上記共振回路の共振抵
抗値より小さく、AM信号に対しては該AM信号
のアース側への流入を阻止する程の大きさのイン
ピーダンスをもつ容量値に選定したことを特徴と
する移相相乗型FM復調器。 2 FM信号入力端子と、該入力端子に供給され
るFM信号にてスイツチングする第1、第2差動
トランジスタおよび上記FM信号を移相した移相
FM信号にてスイツチングしかつ上記第1差動ト
ランジスタに流れる出力信号をスイツチングする
第3、第4差動トランジスタからなるゲート回路
と、該ゲート回路の動作電圧源と上記入力端子に
供給されたFM信号を上記第1、第2差動トラン
ジスタに導く回路と、上記第2トランジスタを通
したFM信号を移相する移相素子および該移相素
子にて移相されたFM信号に共振し、該共振FM
信号の周波数を位相変換し該位相変換信号を上記
ゲート回路の第3、第4差動トランジスタに導く
共振回路からなる移相装置と、上記ゲート回路の
第3、第4差動トランジスタの出力電極(コレク
タ)に現われたゲート出力信号からその高調波成
分を除去し復調(音声)信号を得る2つのローパ
スフイルタと、該2つのローパスフイルタの出力
信号を引算する引算回路と、上記第3、第4差動
トランジスタのコレクタにそれぞれ結合され、該
第4トランジスタの出力振幅を該第3トランジス
タの出力振幅よりも大きくするインピーダンス回
路とを具えてなり、上記共振回路の一端を上記移
相素子を通して上記ゲート回路の第2差動トラン
ジスタの出力電極(コレクタ)および上記ゲート
回路の第3差動トランジスタの入力電極(ベー
ス)に接続し、他端は容量を通してアースし、上
記容量はFM信号の搬送波に対してはインピーダ
ンスが上記共振回路の共振抵抗値より小さく、
AM信号に対しては該AM信号のアース側への流
入を阻止する程の大きさのインピーダンスをもつ
容量値に選定したことを特徴とする移相相乗型
FM復調器。[Claims] 1. An FM signal input terminal, first and second differential transistors that switch based on the FM signal supplied to the input terminal, and a phase shifter that shifts the phase of the FM signal.
a gate circuit consisting of third and fourth differential transistors that switches in response to an FM signal and switches an output signal flowing to the first differential transistor; and an FM signal supplied to the operating voltage source of the gate circuit and the input terminal. A circuit that guides a signal to the first and second differential transistors, a phase shift element that shifts the phase of the FM signal passed through the second differential transistor, and a circuit that resonates with the FM signal phase-shifted by the phase shift element. , the resonance
A phase shifter comprising a resonant circuit that converts the phase of the frequency of the FM signal and guides the phase-converted signal to the third and fourth differential transistors of the gate circuit, and extracts the gate output signal appearing at the output stage of the gate circuit. and a low pass filter for passing one end of the resonant circuit through the phase shift element to the output electrode (collector) of the second differential transistor of the gate circuit and the input electrode of the third differential transistor of the gate circuit. (base), and the other end is grounded through a capacitor.The above capacitor has an impedance smaller than the resonant resistance value of the above resonant circuit for the carrier wave of the FM signal, and for the AM signal, the ground side of the AM signal. A phase shift multiplier type FM demodulator characterized in that a capacitance value is selected to have an impedance large enough to prevent inflow into the phase synergistic FM demodulator. 2 FM signal input terminal, first and second differential transistors that switch according to the FM signal supplied to the input terminal, and a phase shifter that shifts the phase of the FM signal.
a gate circuit consisting of third and fourth differential transistors that switches in response to an FM signal and switches an output signal flowing to the first differential transistor; and an FM signal supplied to the operating voltage source of the gate circuit and the input terminal. A circuit that guides a signal to the first and second differential transistors, a phase shift element that shifts the phase of the FM signal that has passed through the second transistor, and a circuit that resonates with the FM signal phase-shifted by the phase shift element, and resonance FM
a phase shifting device comprising a resonant circuit that converts the phase of a signal frequency and guides the phase-converted signal to third and fourth differential transistors of the gate circuit; and output electrodes of the third and fourth differential transistors of the gate circuit. two low-pass filters that remove harmonic components from the gate output signal appearing at the gate output signal (collector) to obtain a demodulated (audio) signal; a subtraction circuit that subtracts the output signals of the two low-pass filters; , an impedance circuit coupled to the collector of the fourth differential transistor to make the output amplitude of the fourth transistor larger than the output amplitude of the third transistor, and one end of the resonant circuit is connected to the phase shift element. is connected to the output electrode (collector) of the second differential transistor of the gate circuit and the input electrode (base) of the third differential transistor of the gate circuit through the capacitor, and the other end is grounded through the capacitor. For the carrier wave, the impedance is smaller than the resonant resistance value of the above resonant circuit,
For AM signals, the phase shift synergistic type is characterized in that the capacitance value is selected to have an impedance large enough to prevent the AM signal from flowing into the ground side.
FM demodulator.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5777776A JPS52141551A (en) | 1976-05-21 | 1976-05-21 | Fm demodulator of phase-shift multiplication type |
US05/759,444 US4122394A (en) | 1976-01-19 | 1977-01-14 | Phase-shifting multiplication type FM signal demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5777776A JPS52141551A (en) | 1976-05-21 | 1976-05-21 | Fm demodulator of phase-shift multiplication type |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS52141551A JPS52141551A (en) | 1977-11-25 |
JPS6149846B2 true JPS6149846B2 (en) | 1986-10-31 |
Family
ID=13065286
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5777776A Granted JPS52141551A (en) | 1976-01-19 | 1976-05-21 | Fm demodulator of phase-shift multiplication type |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS52141551A (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61140039U (en) * | 1985-02-21 | 1986-08-30 | ||
JPH0382769U (en) * | 1989-12-14 | 1991-08-22 | ||
JPH04111857U (en) * | 1991-03-18 | 1992-09-29 | 丸井産業株式会社 | Filling material receiver for construction gaps |
JPH0658016B2 (en) * | 1987-12-22 | 1994-08-03 | 東海ゴム工業株式会社 | Face material for concrete splicing and its use |
-
1976
- 1976-05-21 JP JP5777776A patent/JPS52141551A/en active Granted
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61140039U (en) * | 1985-02-21 | 1986-08-30 | ||
JPH0658016B2 (en) * | 1987-12-22 | 1994-08-03 | 東海ゴム工業株式会社 | Face material for concrete splicing and its use |
JPH0382769U (en) * | 1989-12-14 | 1991-08-22 | ||
JPH04111857U (en) * | 1991-03-18 | 1992-09-29 | 丸井産業株式会社 | Filling material receiver for construction gaps |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS52141551A (en) | 1977-11-25 |
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