JPS6148110B2

JPS6148110B2 -

Info

Publication number: JPS6148110B2
Application number: JP15976776A
Authority: JP
Inventors: Kiichi Kawamura; Minoru Hosokawa; Sakiho Okazaki; Hiroshi Ishii
Original assignee: Suwa Seikosha KK
Current assignee: Suwa Seikosha KK
Priority date: 1976-12-30
Filing date: 1976-12-30
Publication date: 1986-10-22
Also published as: JPS5385467A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構の駆動方式に関する。本発明の目的はか
かる変換機構の低電力をはかるとともに高信頼化
をも達成することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μＷ必要としたものが現在で
は５μＷ程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力５μＷの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜２μ
Ｗ、電気機械変換機構で３〜3.5μＷと、かなり
アンバランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の
消費電力が全体の消費電力の６〜７割もしめてい
るわけで今後さらに低電力化を図つていくために
はこの電気機械変換機構の低電力化が効果的であ
りそうである。しかし現状の電気機械変換機構の
変換効率はかなり高くこれ以上の効率アツプはか
なり困難である。ただ従来の電気機械変換機構
は、カレンダー機構の如き耐付加機構、温度、磁
気等の耐環境、振動衝撃等の耐外乱等の要求から
最悪状態でも充分に作動する様に設計されてき
た。そのため一定の駆動条件で一定負荷に耐える
性能が変換機構に要求されていたのであるが、実
際に時計体がこの様な負荷状態にあるのは一日の
内で４〜５時間程度で他の20時間は殆んど無負荷
状態にある。即ち、時計体が常に無負荷状態にあ
れば、交換機構はそれ程大きな負荷に耐える様な
設計をする必要がなく、その場合には消費電力も
かなり低減できるのであるが、時計は短時間では
あるが厳しい環境になるので、これを保証するた
めに大電力を供給して大出力を得る変換機構を用
いる必要があつた。

本発明は、変換機構の駆動方式を負荷が小さい
ときには少ない電力で駆動し、負荷が大きいとき
は大電力で駆動することにより上述の不合理性を
改め、変換機構で消費する電力を大巾に低減する
ものである。しかもこの様な駆動方式を機械的接
点などを含まず信頼性のある全電子的な手段で構
成するとともに変換機構の種類、量産によるバラ
ツキ等にも対処できる安定な駆動を実現したもの
である。

以下、本発明につき説明するが、まづ電子腕時
計に用いられている電気機械変換機構の一例とし
てパルスモーター及びその作動、さらにこのパル
スモーターにもとづき、本発明の考え方を説明
し、続いて実施例につく詳説する。

第１図は、電子腕時計用パルスモーターの１例
であり、図において１は２極に着磁された永久磁
石製のローターで、このローター１をはさんでス
テータ２，３が対向して配置されているが、これ
らのステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた
継鉄５に接続して１組のステータを構成してい
る。ステーター２，３は、ローター１が一定方向
に回転できる様にローター１の中心に対しステー
ター２，３の円孤部２ａ，３ａを偏心させ、ロー
ター１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステ
ーター２，３の一方にずらしている。この種のパ
ルスモーターは従来から実用化されており第２図
に示す様な回路ブロツクで駆動されていた。１０
は水晶振動子であり、発振回路１１により駆動さ
れ、その周波数は分周器１２により分周され、波
形整形器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の
180゜位相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8ｍsecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバータで構成されるドライバー１４，
１５に入力し、その出力をコイル４の端子４ａ，
４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部の詳
細図であり、一方のインバーター１４の入力端子
１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で示す
様に電流が流れ、逆に他方のインバータ１５の入
力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１９と
対称的なルートに電流が流れる。即ち両インバー
タの入力端子１６，１７に交互に信号を印加する
ことによりコイル４に流れる電流を交互に反転さ
せることができ、具体的には１秒毎に交互に反転
する7.8ｍsecの電流をコイル４に流すことができ
る。このような駆動回路により第１図のステツプ
モーターのステーター２，３にはＮ極、Ｓ極が交
互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引によ
りローター１を180゜ずつ回転させることができ
る。そしてこのローター１の回転は中間車６を介
して４番車７に伝達され、さらに３番車８、２番
車９、さらには図示しないが筒カナ、筒車、カレ
ンダー機構に伝達され、時針、分針、秒針、カレ
ンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の
説明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機
構として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤネルインピーダンスによつて駆動
電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流に
相当する信号波形を検出することができる。その
電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４図
で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8ｍsec、この区
間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される電
流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く複
雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加され
た電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動された
ローターの回転によつてコイルに、誘起電流が重
量されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印加
後の区間で、ローターは慣性による回転と安定位
置に停止する迄の振動を行う、このときこの区間
は第３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチヤ
ンネルMOSトランジスタがONになつているため
コイル４とこのトランジスタとのループで前記ロ
ーターの動きに応じたコイル４への誘起電流が流
れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているのは
このためである。従つてこの駆動電流波形及び駆
動後の誘起電流波形の形状とローターの回転位置
とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０は、一連の
波形であり、これはローターへの負荷が非常に少
ない場合である。波形２２と波形２２′も一連の
波形であつて、この場合ローターへの負荷が大き
く、ローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るに従つて波形が右へ延びていくことがわかる。
これは負荷の増大に従つてローターの回転が遅く
なるためであり、安定位置に停止するまでのロー
ター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事
を実験的に確めている。この現象を逆に考えると
ローターへの負荷が常に、無負荷状態にあるなら
ば、駆動パルス幅は7.8ｍsecよりもつと短いパル
ス幅で駆動できると理解される。事実パルス幅を
短くしても、モーターは作動し、出力トルクは減
少する。この状況を第５図に示す。第５図は、駆
動パルス幅を変化させたときの出力トルク特性Ｔ
と消費電力特性Ｉを表わしたものである。

前述の駆動パルス幅7.8ｍsecは、この図でP₂に
相当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂で
あり、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は
前述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられ
る様に設定される。ところがローターにかかる負
荷が小さいか無視できる程度であればもつと出力
トルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くで
き、従つて消費電力も少なくできる。例えば、P₁
のパルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消費
電力もI₁で済む、従つて、ローターにかかる負荷
を検出することにより、無負荷時もしくは負荷が
小さいときは狭いパルス幅で駆動し、大きい負荷
がかかつたときには広いパルス幅で駆動すれば大
幅な低電化が図れる。前にも述べたように無負荷
状態にある方が圧倒的に多いので低電力化の効果
は非常に大きい。例えば、第５図の如く無負荷時
（20時間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）は
P₂のパルス幅で駆動し、I₁／I₂＝１／２であると
すると、平均消費電力はＩ＝Ｉ_２×２０＋Ｉ_２×４／２４＝１４／２４I₂≒0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方式
に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化が
はかられる。

ただP₁とP₂の２つのパルス幅で制御すると少し
でも負荷が増大するとP₂のパルス幅で駆動しなけ
ればならなくなり、時計の携帯条件や環境条件に
より消費電流にバラツキがでやすくなる。そこで
P₁とP₂のパルス幅の間のP₃なるパルス幅を設定
し、通常の負荷たとえばカレンダー機構による負
荷には耐えられる出力トルクT₃を得るようにす
る。この様にすることにより、特別なこと、たと
えばカレンダー機構による負荷と外乱による負荷
と極低温による負荷とが同時にかかつたときを除
きP₁とP₃のパルス幅でモーターは駆動される。従
つて上で述べた消費電流よりもさらに低電力化で
きるとともに電流値のバラツキも押えることがで
きる。

ところで今、上で「負荷を検出して………」と
簡単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の
大きなポイントであることは言う迄もない。次に
この負荷の検出方法について述べる。第４図のコ
イルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大とと
もに、この電流波形が変化することがわかる。即
ち駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の
増大とともに右へシフトしている。この点に着目
して負荷の大きさを知ることができるが、この波
形の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収
することがむづかしく、又、極めて徴妙な制御を
しなければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３と作動限界負荷時の駆動電流波形２４
同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係は、
第４図と同様である。負荷の検出は上述の方法で
行うが、本発明の構成はモーター駆動パルスを３
個用意しておく、この３個の駆動パルスをパルス
幅の狭い方から順に第１駆動パルス、第２駆動パ
ルス、第３駆動パルスとし、モーターへの負荷が
微小な電負荷時には第１駆動パルスで駆動し常に
駆動後の誘起電流波形により負荷の大きさを検出
し、負荷が十分小さいときにはこの第１駆動パル
スでの駆動を続け、負荷が増加してきて第１駆動
パルスの限界に近づいてきたと判断された場合、
もしくは急激に負荷が過大となりモーターが作動
しなかつたときには引き続いて広いパルス幅の駆
動で補正駆動するとともに次の駆動時には第２駆
動パルス幅で駆動する、そしてさらに前と同様駆
動後の誘起電流波形により負荷の大きを検出し、
負荷が大きくなり第２の駆動パルス幅でも駆動が
むづかしくなつてきたと判断されたときにはさら
に次の駆動から第３の駆動パルスで駆動し、負荷
が軽減された場合には第１の駆動パルスに戻る様
に構成するものであり、第７図によりさらに具体
的に詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分
周回路等を含む回路、２７はパルスモーター駆動
回路、２８はパルスモーターでここまでの構成は
従来の電子腕時計と同じである。２９は負荷検出
回路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス
印加後の誘起電流波形により負荷を検出する。３
０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷
の状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御
する回路で、あらかじめ３個の駆動パルスを用意
しておき負荷の大きさに応じて夫々の駆動パルス
を供給するように制御する。この制御方式を第８
図につき説明する。第８図は駆動パルスの状態を
示したもので先のパルスモーターの項で述べた様
にモーターには反転パルスが供給されるので、こ
れをパルス３１，３２の様に示した。パルス３
１，３２は無負荷状態の第１駆動パルスである。
パルス３１，３２、を印加後第７図の検出回路が
負荷状態を検出するがこの場合、無負荷又は微小
負荷状態である。即ちパルス３１後の負荷検出は
無負荷と判定したので、次のパルス３２も第１駆
動パルスを供給され、このパレス３２後の負荷検
出も無負荷と判定したので、その次のパルス３３
も第１駆動パルスとなる。そしてパルス３３後の
負荷検出では第１駆動パルスに耐える限界に近く
して負荷状態であると判定した。この場合パルス
３３後数10ｍsec以内に広いパルス幅の補正駆動
パルス３４がパルス３３と同じ極性（即ち同じ電
流方向）で印加される。そして次の駆動パルス３
５は第２駆動パルスが供給される。さらにパルス
３５後も同様に負荷検出を行い、第２駆動パルス
に耐えられる中程度の負荷であれば、次のパルス
３６も第２駆動パルスが供給される。同様にその
次のパルス３７も第２駆動パルスが供給された
が、負荷検出で大負荷となり第２駆動パルスで駆
動限界に近づいたので前と同様引き続いて広いパ
ルス幅の補正駆動パルス３８がやはりパルス３７
と同じ極性で印加される。そして次のパルス９０
は第３駆動パルスが供給される。さらにパルス９
０後も負荷検出を行い大負荷であれば次のパルス
９１も第３駆動パルスが供給される。同様にパル
ス９２も第３駆動パルスが供給されたが印加後の
負荷検出で無負荷と判定されたので、次のパルス
９３は第１駆動パルスが供給された、全く同様に
して以下パルス９４，９５，９６は第１駆動パル
スでありパルス９７は補正駆動パルス、パルス９
８，９９，１００は第２駆動パルスであり、パル
ス１０１，１０２は第１駆動パルスである。これ
らの径偉は改めて説明する迄もなく上述の説明か
ら明らかであろう。パルス３３とパルス３４の関
係を説明すると、パルス３３の駆動で負荷が大き
いことを検出すると数10ｍsec後に広いパルス幅
のパルス３４が印加される。これはパルス３３後
の負荷検出で負荷が大きいと判定するが、このと
きローターが作動したかどうかの判定はむずかし
い、というのは第６図の誘起電流波形は負荷の増
加とともに右へシフトするとともに減衰する。そ
してローターが作動しなかつたときは、誘起電流
が出ないのであるが負荷が限界に近いときロータ
ーがやつと作動する状態との区別がつきにくい。
負荷が徐々に増加する場合は、負荷が大きいと判
定してもそのときのパルス３３ではローターは作
動しているし、負荷が急激で狭いパルス幅では駆
動できない大きさになるとパルス３３ではロータ
ーは作動しない。この両者の判別するのは困難で
ある。そこでパルス印加後の負荷の検出は多少余
裕をもつように設定するがが簡単である。

本構成では、パルス３４を印加する、パルス３
３、でローターが作動したときは、パルス３４は
パルス３３と同方向のパルスであるため、このパ
ルス３４は逆相のパルスになり、ローターは回転
しない。又、パルス３３でローターが作動しなか
つたときはパルス３４で駆動される。このとき数
10ｍsec遅れてローターが駆動されることになる
がこれが秒針の作動として目に判別されることは
なく、これを原因とした見苦しさを心配する必要
は全くない。

次に本構成では、あらかじめ３個の駆動パルス
を用意しておき負荷の大きさに応じて夫々の駆動
パルスを供給する様に構成したが２個のパルスの
どちらかで駆動するという方式より若干構成が複
雑になるものの一層低電化がはかれるという単純
な理由以外にモーターに要求される性能即ち、最
大出力は時計が遭遇するあらゆる条件を考慮して
モーターにとつて厳しい条件が全て同時に重さな
つたとした最悪条件ですら若干の余裕をもつこと
である。しかしながら現実的にはこの様な最悪条
件はめつたに起こるものではなく確率的にもわず
かである。従つて本発明では第１駆動パルスは時
計の最小限の作動に必要とする出力を得る程度の
パルスとし、第２駆動パルスではカレンダー機構
等、ローターに加わる負荷の一つだけに耐えられ
る程度の出力が得られるパルスとし、第３駆動パ
ルスは最悪条件に耐えられるパルスとすることに
より、殆んど大部分は第１駆動パルスと第２駆動
パルスで済み、２つ以上の負荷が同じに加わつた
ときで極くわずかである。従つてモーターを駆動
する消費電力は極く微小となるとともに駆動方式
としても最も合理的、効果的な駆動方式といえ
る。以上が本発明の構成であるが、次に本発明の
具体的実施例につき説明する。第９図は、本発明
になる時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回
路の一例である。第９図中２５は発振回路、２６
は分周回路であり、２８はモーター、２７は駆動
回路、２９はモーター負荷状態検出回路である。
以下、回路素子について順次説明していく。３９
のNAND GATE出力は無負荷状態のモーターを
駆動する際の第１駆動パルスを作る為のクロツク
であり、例えば１秒信号の立下りに対して５ｍ
sec遅れたクロツクパルスを発生する。この時デ
イレイフリツプフロツプ４２は、入力の１秒信号
を５ｍsec遅らせて出力する事になりゲート４６
の出力に５ｍsec幅の狭パルスが発生する。同様
にNAND GATE４５の出力は第２駆動パルスを
作る為のクロツクであり、フリツプフロツク５０
の出力は例えば１秒信号に対して６ｍsec遅れた
クロツクパルスを発生し従つてゲード５１の出力
に６ｍsec幅のパルスを得る。これが第２駆動パ
ルスとする。フリツプフロツプ４４は、128Hzを
クロツク入力とするデイレイフリツプフロツプで
４４の出力は入力１秒信号に対し7.8ｍsec遅れ
る。従つて、ゲート４７の出力に7.8ｍsec幅のパ
ルスが得られ、大負荷時の第３駆動パルスとす
る。ゲート４０およびゲート５２は駆動パルス印
加後にローターの動作によつて生ずる電流波形の
極小部分が現われるまでの時間に対し、無負荷状
態と有負荷状態を判別するパルスを発生するた
め、クロツクであり、ゲート４０は第１駆動パル
ス、第２駆動パルス時の判定用、ゲート５２は第
２駆動パルス、第３駆動パルス時の判定用であ
る。そして４２と４４と同様の動作によつて４３
と４８および１０３と１０４の出力に判定基準パ
ルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力第１駆動パ
ルスに相当し、５９はゲート４８出力の判定基準
パルスに相当する。ゲート４１は、補正パルス発
生回路であつて、パルス幅は7.8ｍsecの広パル
ス、発生位置は、ゲート４６或は４７のパルスに
対して、例えば30ｍsec遅れる。第１０図６６に
その例を示す。ゲート４１の入力端子５７は、後
述する補正信号であつて、該補正信号がHIGHに
なつた場合のみ４１の出力に補正パルスを発生
し、後段に供給する。ゲート３９，４０，４１，
４５，５２の入力信号は、前記パルスを得る為の
信号で、カウンタ２６の出力を適当に組み合せ
る。ゲート８９，４９は、上記パルスを駆動用イ
ンバータ１４，１５に対して分離、１秒おきに交
互に出力させる回路である。フリツプクロツブ１
０５，１０６はモーターに供給する駆動パルスを
選定するためのものでモーターが第１駆動パルス
で駆動されるとき、フリツプブロツク１０５，１
０６の出力Ｑは共にLOWにありANDGATE１０
７，１０８の出力もLOW従つてGATE４７，５
１を閉じている。モーターにかかる負荷が増加し
第１駆動パルスで限界に近づくと補正駆動パルス
がゲート４１の出力に発せられるとこのフリツプ
フロツプ１０５，１０６の出力Ｑは共にHighと
なり、ANDGATE１０７の出力がHigh、従つて
ゲート５１を開き第２駆動パルスが供給される様
になる。さらに負荷が増大し第２駆動パルスでの
駆動限界に近づくと、さらに補正駆動パルスがゲ
ート４１の出力に発せられ、フリツプフロツク１
０６の出力ＱがLOWとなり、ANDGATE１０８
の出力がHigh、従つてゲート４７が開かれ第３
駆動パルスが供給される。なおモーターが第２駆
動パルスパルス又は第３駆動パルスで駆動されて
いるとき負荷が小さくなると後述の如く、ゲート
１１０の出力に信号が発せられフリツプフロツク
１０５，１０６の出力ＱをLOWに戻し第１駆動
パルスでの駆動に戻される。

次にブロツク２９は駆動パルス印加後のモータ
ーの動作状態よりモーター負荷を検出する回路で
あり、ゲート１０９は第１駆動パルス及び第２駆
動パルスで駆動時負荷が増加したかどうか判定す
るゲートであり、ゲート１１０は第２駆動パルス
及び第３駆動パルスで駆動時無負荷になつたかど
うかを判定するゲートである。以下先づ前者から
説明する。５３，５４は、トランスミツシヨンゲ
ートであつて、駆動用インバータ１４，１５の出
力を駆動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更にインバータを通して得た信号
は、各ピークで反転する矩形波となり、６０に対
しては６２，６１に対しては６４の信号が得られ
る。６２及び６４の信号において、駆動パルス印
加後の立下り位置を検出する回路ゲート５６であ
つて出力信号として６３，６５を得る。この立下
り位置が前記判定基準パルス５９の内に含まれる
状態を無負荷状態と判定し、パルス５９の内に含
まれない場合を有負荷状態と判定する。６５は明
らかに有負荷状態と判定され５７はHIGHとな
る。この結果、波形６１の場合に対しては補正パ
ルス６６が引き続いて印加され、６６によつてロ
ーターの回転は完結する。但し、前述した如く６
６が印加される以前にローターの回転が完結して
いる場合も含まれる。補正パルス６６は前述の如
くフリツプクロツプ１０５，１０６の出力Ｑを
Highにして次の駆動から第２駆動パルスが供給
される。さらにこの第２駆動パルスで駆動中も上
と全く同様にしてゲート１０９により負荷が増大
したか否かの判定を行い増大した場合にはやは
り、ゲート４１より補正駆動パルスが発せられ、
次の駆動から第３駆動パルスで駆動されるように
なる。ところで第２駆動パルスで駆動中ゲート１
１０では無負荷になつたか否かの判定を行つてい
る。即ち、駆動パルス印加終了後の誘起電流波形
の最初の極小値がゲート５２で設定された時間内
に発生すれば、無負荷状態としてゲート１１０の
出力に信号が発せられ、フリツプフロツプ１０
５，１０６の出力をLOWにし、この次の駆動か
ら第１駆動パルスが供給される、これは第３駆動
パルスで駆動中においても全く同様に行われる。
但し第３駆動パルスで駆動中はゲート１０９は閉
じていて、従つて５７はLOW状態にあり、補正
駆動パルスは出力されない。これは第３駆動パル
スで駆動時はモーターは要求性能最大の出力トル
クがあるからである。なお本実施例では第１及び
第２駆動パルスで駆動中負荷が増大したか否かの
判定を共通のゲート１０９で行つたがこれは前述
の説明からも理解されると思うが負荷が増大して
きてその駆動パルス幅での駆動が限界に近づくと
誘起電流波形の極小値はずつと遅れる。これは駆
動パルス巾の広い、狭いにほゞ共通の原象である
ためである。また第２及び第３駆動パルスで駆動
中、無負荷になつたか否かの判定も共通のゲート
１１０で行つたが、これは本実施例のモーターの
性能がこれを許したものである。即ち第１１図に
本実施例のモーターの無負荷状態でパルス幅を変
化させて駆動電流波形及び誘起電流波形を実測し
て示したもので作動限界の狭いパルス幅１１１で
の駆動時を除きそれより長いパルス幅１１２，１
１３，１１４での駆動では、駆動後の誘起電流波
形の最初の極小値１１５がほゞ一値している。従
つて第２及び第３駆動パルスで駆動中の無負荷か
否かの判定は共通にできたのである。従つて本実
施例と異なるモーターに本発明を適用した場合、
この様な共通化ができない場合もあり得るので当
然この様な変更は本発明の範囲に含まれるもので
ある。尚第９図中に制御回路３０と、その制御回
路３０内に含まれる、波形成形回路３０に、判別
回路３０ｂ、選択回路３０ｃを各々枠で囲んで示
した。波形成形回路３０ａは、５ｍsecの駆動パ
ルスを成形するために用いられるGATE３９とフ
リツプフロツプ４２、インバータ１２０、ゲート
４６と、６ｍsecの駆動パルスを成形するために
用いられるGATE４５、フリツプフロツプ５０、
インバータ１２０、ゲート５１と、更に７、８ｍ
secの駆動パルスを成形するために用いられるフ
リツプフロツプ４４、インバータ１２１、ゲート
４７とから構成されている。また判別回路３０ｂ
はフリツプフロツプ１０５と106及びANDGATE
１０７，１０８により構成される。波形成形回路
３０ａが形成する３種の駆動パルスから判別回路
３０ｂの出力に応じて１つの駆動パルスを選択す
る選択回路３０ｃは、ゲート４６，５１，４７に
よつて構成される。尚制御回路３０、負荷検出回
路２９、駆動回路２７、パルスモーター２８、発
振回路２５、分周回路２６は各々第７図に対応し
ている。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に様々な方式が考えられる。第１９図は、遅
延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で、
図中５３，５４はトランスミツシヨンゲート、８
０は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅
延回路、８２は８０及び８１の出力を入力する比
較器である。増幅器８０の一例を第１４図又は第
１５図に示す。前述したモーター駆動検出波形２
３，２４等は実質的に電源レベル付近に発生する
数ｍＶ〜数10ｍＶ程度の信号である為、抵抗６
６，６７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変
換してやる。端子６８には、第１７図７６の波形
が現われる。第１５図は、第１３図を改良した回
路であつて、抵抗６７の代りにMOSトランジス
タを挿入し、増幅器入力レベルが動作レベルにな
る様にトランジスタ６９のチヤンネルインビーダ
ンスを制御してやる帰環回路をもつ、ブロツク７
０は出力レベルを検出する回路である。第１６図
は遅延回路８１の簡単な実施例であつて、７１，
７３はトランスミツシヨンゲート、７２，７４は
負荷コンデンサである。この場合、端子６８の入
力信号７６は出力端子において７７の如く遅延す
る。第１８図は、この波形を模型的に表わしたも
ので入力信号７６はトランスミツシヨンゲート７
１によつて、コンデンサ７２に伝えられ７２の端
子電圧波形は７９となる。更に、トランスミツシ
ヨンゲート７３によつて出力端子７５には、波形
７７が表われる。比較器８２は波形７６と７７が
入力される時、７８に示す矩形信号を出力する。

遅延回路としては第１６図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データ転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式は時計体に加わる
磁界或は衝激等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第２０図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内コアに誘
起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合で
あり、８４は両磁場が同方向にある場合である。

８３，８４において、波形８５，８６は外部磁
場が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８７，
８８は外部磁界が40Gaussの時の波形である。波
形より８３の方向の動作は外部磁界が強くなる程
動作しにくくなり、負荷が大きくなつた場合の動
作と同一特性を示す。従つて本発明になる時計回
路にあつては外部磁界の影響に対しても有効な動
作を示し、実験的に外部磁界に対する強度が従来
の時計と何ら変らない事が確認されている。第２
０図８７の場合、波形の極小位置が判定基準パル
ス以後に現われるため、８７′で示す補正信号が
加わつている。耐衝激性についても以上の説明か
ら本発明が有効な効果をもつものであることは極
めて容易に類推されよう。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明
はここで述べた実施例に限定されるものではなく
種々の改良変更応用が可能である。例えば電気機
械変換機構はここで述べたパルスモーターに限定
されるものではない。モーター以外の変換機構で
もよいし、パルスモーターの内第１２図に示すパ
ルスモーターであつても全く同じ構成で実現でき
る。第１２図のパルスモーターは、ローター１０
０が永久磁石で作られ、ステーター１０１は第１
図と違つてギヤツプのない１体型であるとともに
ローターの静的位置を定めるためのノツチ１０
２，１０３が形成されている。１０４は駆動コイ
ルである。この様なパルスモーターは、ステータ
ー１０１が接続しているため、駆動後の誘起電流
は第１２図に示すように、第４図、第６図に比し
若干異なる。しかし、無負荷時の波形１０５，１
０５′負荷時の波形１０６，１０６′の関係は基本
的には同様であり、同じ方式で実現できることが
理解されよう。また駆動パルスの種類は３種類以
上であつても良いことは自明である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
タの例を示す。第２図、第３図は従来の回路構成
を示し、第４図は従来の時計におけるパルスモー
タ駆動コイルの電流波形を示す。第５図はパルス
モーターの駆動パルス幅に対する出力トルクと消
費電力の関係図である。第６図は従来の駆動パル
スよりも狭いパルス幅で、モーターを駆動した場
合のコイル電流波形である。第７図は本発明にな
る時計の回路ブロツクを表わす。第８図は本発明
になる回路によるモータ駆動パルスのタイムチヤ
ート例である。第９図は第７図のブロツク回路の
一具体例。第１０図は第９図における負荷検出部
のタイムチヤート例である。第１１図は駆動パル
スを変化させたときの駆動電流波形及び誘起電流
波形を示す。第１２図は本発明に係る電子腕時計
のパルスモータの例を示す。第１３図は第１１図
のパルスモーターにおける狭パルス駆動時のコイ
ル電流波形である。第１４図〜第１９図は第９図
における負荷検出部の別の例を示すものである。
第２０図は本発明になる電子腕時計に直流磁界を
印加した場合のコイル電流波形の変化を示す。２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モータ、２９……モータ負
荷検出判定回路、３０……制御回路、３１〜３３
……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、３５
……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基準パ
ルス、６０……無負荷時検出信号、６１……有負
荷時検出信号。

Claims

【特許請求の範囲】

１発振回路２５、前記発振回路の出力を分周す
る分周回路２６、前記分周回路の出力信号に基づ
いて作動する駆動回路２７、コイルとステーター
及び永久磁石ローターから形成され前記駆動回路
により駆動されるパルスモーター２８を備えた電
子時計において、前記コイルに接続され前記コイ
ルに発生する誘起電流を検出する負荷検出回路２
９と、前記分周回路２６と前記駆動回路２７の間
に接続され前記負荷検出回路２９によつて制御さ
れる制御回路３０を備えており、前記制御回路は
少くとも３種の駆動パルスを形成する波形成形回
路３０ａと、前記負荷検出回路の出力に応じて前
記少くとも３種の駆動パルスから次に出力される
駆動パルスを判別する判別回路３０ｂと、前記判
別回路３０ｂの出力に応じて前記少くとも３種の
駆動パルスの１つを選択する選択回路３０ｃを備
えたことを特徴とする電子時計。