JPS6146189A - Controller of induction motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To preferably drive an induction machine at a variable speed to a low speed without overexcitation nor insufficient excitation and without providing a current regulator by switching a set magnetic flux value at high and low speed times. CONSTITUTION:A target torque current value iT* applied from a divider is multiplied by K1 by a coefficient unit 201, divided by a divider 202 by a slip frequency set value fS* of the output signal of a slip frequency setter to obtain a set magnetic flux value phi2B* at a low speed time. On the other hand, a magnetic flux setter 204 outputs the prescribed set magntic flux value phi2A* corresponding to high speed time. A discriminator 205 inputs the values phi2A*, phi2B*, an actual rotor frequency value f2, and a stator lower limit frequency f1L* to discriminate to switch a converter 203.

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の馬する技術分野〕 この発明は可変周波数、可変電圧を出力する電力変換装
置を介して、ベクトル制御方式ｔこより可変速駆動され
る誘導電動機の制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a control device for an induction motor that is driven at variable speed by a vector control method via a power conversion device that outputs variable frequency and variable voltage.

〔従来技術とその問題点〕[Prior art and its problems]

以下各図の説明蚤こおいて同一の符号は同−又は相当部
分を示す。また簡単のため誘導電動機（誘導機ともいう
）の回転子側（２次側）に係わる各量のうち固定子側（
１次側）に換算しつるものは全て１次側への換算値とし
、基本的ｆこ誘導機は固定子側から眺めるものとする。In the following explanations of each figure, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts. For simplicity, among the various quantities related to the rotor side (secondary side) of an induction motor (also called an induction machine), the stator side (
All values that are converted to the primary side are converted to the primary side, and the basic induction machine is viewed from the stator side.

誘導電動機制御方式としては、従来連応性の高い制御を
可能にするものとしで、いわゆるベクトル制御方式が知
らｎている。第６図はこのようなベクトル制御方式を用
いた従来の速度制御装置の構成例を示すブロック図、第
７図は第６図の動作を説明するための、誘導機の交流理
論に基づく空間ベクトル図（ｌ相分）％第８図は同じく
誘導機の等価変換回路を示す図、第９図は従来の速度制
御装置の第６図と異なる構成例を示すブロック図である
。As a conventional induction motor control method, a so-called vector control method is known, which enables highly coordinated control. Fig. 6 is a block diagram showing a configuration example of a conventional speed control device using such a vector control method, and Fig. 7 is a space vector based on the AC theory of induction machines to explain the operation shown in Fig. 6. FIG. 8 is a diagram showing an equivalent conversion circuit for an induction machine, and FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a conventional speed control device different from that in FIG. 6.

次かこ第６図＊第９図に基づいて従来技術を簡単に説明
する。ただしさらに詳細な内容については下記の文献を
参照されたい。Next, the prior art will be briefly explained based on FIGS. 6 and 9. However, for more detailed information, please refer to the following documents.

（１）電気学会制御変換装置研究会資料（ｐｃｃ−７８
−６，１９７８年） （２）昭和５８年電気切会全国大会シンボジュム（Ｓ・
８−”１３　） 第６図ｆこ示すベクトル制御装置の基本思想は、第７図
の空間ベクトル図かられかるように、誘導電動機２の固
定子の起磁力ベクトルｆこ対応する固定子電流の空間ベ
クトルｔ１をウシクトルφ二と同一方向の成分１ｙと直
角方向の成分ＩＴとに分離して各成分を互い―こ独立に
制御することにより、誘導機に直流機と同等の制御性能
を持たせようとするところ”にある。この場合督こ成分
ＩＭは、直流機の界磁電流に相当するので磁化電流と呼
ばれ、ｉ７は直流機の電機子電流に相当するのでトルク
電流と呼ばれる。第７図のベクトル図では、誘導電動機
の回転軸を原点Ｏとし、固定子ａ相巻線軸をα軸、これ
ｔこ直角な軸をβ軸とする固定の直交座標系と、同じ点
０を原点とし磁束軸をＭ軸、これ疹こ直角な軸をＴ軸と
する回転する直交座標系とが示されている。(1) Materials of the Institute of Electrical Engineers of Japan Control and Conversion Device Study Group (PCC-78
-6, 1978) (2) 1981 Electric Cutting Association National Convention Symbojum (S.
8-''13) The basic idea of the vector control device shown in Fig. 6f is that, as can be seen from the space vector diagram in Fig. 7, the magnetomotive force vector f of the stator of the induction motor 2 corresponds to the stator current. By separating the space vector t1 into a component 1y in the same direction as the oscillator φ2 and a component IT in the perpendicular direction and controlling each component independently, the induction machine can have control performance equivalent to that of a DC machine. It is at the point where you are trying to do something. In this case, the deflection component IM is called a magnetizing current because it corresponds to the field current of a DC machine, and i7 is called a torque current because it corresponds to the armature current of a DC machine. The vector diagram in Figure 7 shows a fixed orthogonal coordinate system in which the rotational axis of the induction motor is the origin O, the stator a-phase winding axis is the α-axis, and the axis perpendicular to this is the β-axis. A rotating orthogonal coordinate system with an origin, a magnetic flux axis as the M axis, and a perpendicular axis as the T axis is shown.

固定の直交座標系のα軸に対して、固定子電流相巻線軸
はそれぞれ図示の如く、ε、ψおよびθの角度（位相角
）を有し、この角度は言うまでもなく時間と共に変化す
る角度である。With respect to the α axis of a fixed orthogonal coordinate system, the stator current phase winding axes have angles (phase angles) of ε, ψ, and θ, as shown, and these angles are, of course, angles that change with time. be.

ところで第６図ＩＣおいて１は順、逆変換部などからな
る交流／交流変換装置（以下電力変換装置という）で誘
導機２Ｉζ可変周波数、可変電圧の相電圧瞬時値として
の相電圧実際値■ａ、Ｖｂ、Ｖｃを供給する。３は速度
発電機で、誘導機２の回転速度（単量こ速度ともいう）
を検出し速度実際値ｎを出力する。４は電圧検出器で電
力変換装置１の３相出カライン６の線間電圧瞬時値とし
ての線間電圧実際値（Ｖａｂ　、　　Ｖｂｃ　）、を検
出し３相／２相変換器３１に与える。５は電流検出器で
％　３相出カライン６の電流瞬時値としての誘導機２の
固定子電流実際値（ｉａ　、　ｉａ　）を検出し３相／
２相−変換器３２＋こ与える。３相／２相変換器３１は
前記線間電圧実際値■ａｂ、　Ｖｂｃを入力し前記固定
のα−β座標系瞥こおける相電圧実際値直交成分（■１
α。By the way, in FIG. 6 IC, 1 is an AC/AC converter (hereinafter referred to as a power converter) consisting of a forward and inverse converter, and the induction motor 2Iζ is the actual phase voltage value as the instantaneous value of the phase voltage of the variable frequency and variable voltage. a, Vb, and Vc are supplied. 3 is a speed generator, and the rotation speed of induction machine 2 (also called unit speed)
is detected and the actual speed value n is output. A voltage detector 4 detects the line voltage actual values (Vab, Vbc) as instantaneous line voltage values of the three-phase output line 6 of the power converter 1 and supplies it to the three-phase/two-phase converter 31. 5 is a current detector that detects the actual stator current value (ia, ia) of the induction machine 2 as the instantaneous current value of the 3-phase output line 6.
A two-phase converter 32+ is provided. The three-phase/two-phase converter 31 inputs the line voltage actual values (ab, Vbc) and calculates the phase voltage actual value orthogonal component ((■1) in the fixed α-β coordinate system).
α.

Ｖ１β）に変換する。なおこの成分（ｖ１α、Ｖ１β）
は第７図において固定子電圧空間ベクトル■１　　の成
分として示される。V1β). Note that this component (v1α, V1β)
is shown as a component of the stator voltage space vector ■1 in FIG.

３相／２相変換器３２は前記固定子電流実際値ｊａ、ｉ
ａを入力し、前記固定子電流空間ベクトルｉ、のα−β
座標系の成分としての相電流実際値直交成分（自α、Ｎ
β）ＩＣ変換する。３３は積分器で、前記相電圧実際値
直交成分（Ｖ１α、Ｖ１β）。The three-phase/two-phase converter 32 converts the stator current actual value ja,i
α-β of the stator current space vector i,
The phase current actual value orthogonal component as a component of the coordinate system (auto α, N
β) IC conversion. 33 is an integrator, and the phase voltage actual value orthogonal components (V1α, V1β).

相電流実際値直交成分（ｉ１α、自β）を入力し、これ
らをもとに回転子鎖交磁束に基づく誘起電圧を求めこの
電圧を積分することにより、α−β座標系”における前
記磁束ベクトルφ、の成分としての回転子鎖交磁束直交
成分（φ２α、φ２β）を出力する。By inputting the phase current actual value orthogonal components (i1α, self β), calculating the induced voltage based on the rotor flux linkage based on these and integrating this voltage, the magnetic flux vector in the α-β coordinate system is calculated. The rotor interlinkage magnetic flux orthogonal components (φ2α, φ2β) as components of φ are output.

３４はベクトルアナライザで前記回転子鎖交磁束直交成
分（φ２α、φ２β）から前記磁束ベクトルφ、の絶対
値としての回転子鎖交磁束（磁束実際値、又は単量こ磁
束ともいう）１φ２　（＝ＪＴ？５ｉ千−（φ２βア（
以下１φ２１をφ２と記す）、及び磁束ベクトルφ２の
α−β座標系における前記位相角ψを示す単位ベクトル
（磁束位相角ベクトルともいう）（ｃｏｓ　ｃｐ、　　
ｓｉｎ　９＋）を出力する。ただし、ｃｏｓψ＝φ２α
／φ２　、　　ｓｉｎψ＝φ２β／φ２で与えらｎる。Reference numeral 34 denotes a vector analyzer which calculates the rotor linkage flux (also referred to as actual magnetic flux value or unitary magnetic flux) 1φ2 (= JT?5i thousand-(φ2βa(
1φ21 is hereinafter referred to as φ2), and a unit vector (also referred to as magnetic flux phase angle vector) (cos cp,
sin 9+). However, cosψ=φ2α
/φ2, sinφ=φ2β/φ2.

なお前記磁束実際値は後述の磁束設定値が代用される制
御装置では出力が行われない。Note that the actual magnetic flux value is not outputted by a control device in which a magnetic flux setting value, which will be described later, is substituted.

３５はベクトル回転器で前記相電流実際値直交成分（ｉ
１α、１１β）と磁束位相角ベクトル（ｃｏｗψ。Reference numeral 35 denotes a vector rotator which rotates the phase current actual value orthogonal component (i
1α, 11β) and the magnetic flux phase angle vector (cowψ.

ｓｉｎψ）を入力し、相電流ベクトル（固定子電流ベク
トル’ｔ　）の磁束ベクトルφ２方向の成分である磁化
電流実際値ｉＭ、及び磁束ベクトルφ２と゛　直交する
成分であるトルク電流実際値１丁を出力する。sinψ), and outputs the magnetizing current actual value iM, which is the component in the magnetic flux vector φ2 direction of the phase current vector (stator current vector 't), and the torque current actual value, which is the component orthogonal to the magnetic flux vector φ2. do.

このよう−こしてベクトルアナライザ３４から出力され
た、磁束実際値φ２を磁束設定値φ２′に一致させる働
きをする磁束調節器１２を介して磁化電流目標値ｉＭ　
が与えられる。ただし後述のよう）ここの磁束調節器１
２は制御装置によっては必須のものではなく、磁束設定
値φ２″２を磁化電流目標値ｉＭに変換する演算手段Ｓ
Ｃ置換されている場合もある。In this way, the magnetizing current target value i M
is given. However, as described later) the magnetic flux regulator 1 here
2 is not essential depending on the control device, and is a calculation means S for converting the magnetic flux setting value φ2″2 into the magnetizing current target value iM.
C may be substituted.

また速度発電機３から出力された速度実際値ｎを、速度
設定器２１から与えられる速度設定値ｎ′昏ζ一致させ
る働きをする速度調節器２２が出力するトルク目標値Ｔ
ゝを、割算器２４を介し、磁束実際値φ２又は前記磁束
設定値φ２８で割算すること昏こよってトルク電流目標
値ｉＴｍが与えられる。Further, the torque target value T outputted by the speed regulator 22 serves to match the actual speed value n output from the speed generator 3 with the speed set value n′ given from the speed setter 21.
By dividing ゝ by the magnetic flux actual value φ2 or the magnetic flux set value φ28 via the divider 24, the torque current target value iTm is given.

ただしトルク制御を行う制御装置においては、速度調節
器２２は省略され、図外のトルク設定手段又はトルク調
節器からトルク目標値Ｔ８が出力される。However, in a control device that performs torque control, the speed regulator 22 is omitted, and the torque target value T8 is output from a torque setting means or a torque regulator (not shown).

次−こ電流調節器１３はベクトル回転器３５から出力さ
れた磁化電流実際値ｉｗを磁化電流目標値ｉ−曇ζ一致
させるようｉζ動作し、調節された磁化電流目標値１１
−を出力する。同様）１！：’！！流調節器２３はベク
トル回転器３５から出力されたトルク電流実際値ｉＴを
前記トルク電流目標値ｉ　丁’）ｆ＜　）Ｃ一致させる
よう”に動作し、調節されたトルク電流目標値ｉ１Ｔ’
を出力する。The current regulator 13 operates to match the magnetizing current actual value iw output from the vector rotator 35 with the magnetizing current target value i - cloud ζ, and adjusts the magnetizing current target value 11.
Output -. Same) 1! :'! ! The flow regulator 23 operates to match the actual torque current value iT outputted from the vector rotator 35 with the torque current target value i')f<)C, and adjusts the adjusted torque current target value i1T'.
Output.

電流／電圧変換器１４はその内部に誘導機２の回路定数
がパラメータとして記憶されており、前・、※ 記の調節された磁化電流目標値１１．トルク電流目標値
自τ８及び速度発電機３からの速度実際値ｎ、ベクトル
アナライザ３４からの磁束実際値φ２（もしくはこれ−
こ代る前記磁束設定値φ２８）を入力し、前記の文＃　
（１）　＋こぢける（３．２３）。The current/voltage converter 14 has the circuit constant of the induction machine 2 stored therein as a parameter, and the adjusted magnetizing current target value 11. Torque current target value τ8, actual speed value n from the speed generator 3, actual magnetic flux value φ2 from the vector analyzer 34 (or this -
Enter the magnetic flux setting value φ28) and read the statement #
(1) + Kojikeru (3.23).

（３・２４）の各式しζ基づいて、固定子″電圧空間べ
クトルＶ１　　（な２Ｖ１を相電圧又は端子電圧ともい
う）の回転するＭ−Ｔ座標系上の直交成分醗こ対応する
相電圧目標値直交成分（直流値）　Ｖ１ｙ’、　ＶＩＴ
’を演算する。ただし木骨明細書）こおける符号とはＶ
ｌｃＸ−＋ＶＩＭ’　、　Ｖ１β４　Ｖ１Ｔ※、　　ｉ
１ｃ！−＋’１１１Ｐ。Based on each equation (3.24) and Voltage target value orthogonal component (DC value) V1y', VIT
' is calculated. However, the code in the wood frame specification is V.
lcX-+VIM', V1β4 V1T*, i
1c! -+'111P.

１１β→１１？　　、　　ωγ→ｎ、　φ′２α→φ２
と対応ず（これは固定子周波数ｆ１に比例する）を求め
るには（３，２５）式を適用し１、すべり周波数を磁束
実際値（回転子鎖交磁束）φ２とトルク電流目標値ｉ１
Ｔ　　とから求め（（３・２５）式右辺第２項）、この
すべり周波数と速度実際値ｎ（（：ａ−２ｓ）式右辺第
１項０回転子周波数ｆ２に比例）とから固定子周波数ｆ
１に対応する前記回転磁界角速度φ２を演算する。11β→11? , ωγ→n, φ′2α→φ2
(which is proportional to the stator frequency f1), apply equations (3, 25)1, and calculate the slip frequency by calculating the actual magnetic flux value (rotor flux linkage) φ2 and the torque current target value i1.
T (second term on the right side of equation (3.25)), and from this slip frequency and the actual speed value n (the first term on the right side of equation (:a-2s) is proportional to the rotor frequency f2) f
The rotating magnetic field angular velocity φ2 corresponding to 1 is calculated.

次昏こベクトル回転器１５はベクトルアナライザ３４か
らの回転する磁束Ｑｌｌ（Ｍ軸）の位相角ψの単位ベク
トル（ｃｏｓψ、　　ｓｉｎψ）を入力し直流値の前記
相電圧目標値直交成分（ｖ１７．ｖ１♂）を固定のα−
β座標系ｌζ対する交流値の相電圧目標値直交成分（Ｖ
ｌ（１’　、　Ｖ１／’　）　ｔζ変換する。Next, the coma vector rotator 15 inputs the unit vector (cos ψ, sin ψ) of the phase angle ψ of the rotating magnetic flux Qll (M axis) from the vector analyzer 34, and calculates the phase voltage target value orthogonal component (v17.v1) of the DC value. ♂) is fixed α−
Phase voltage target value orthogonal component (V
l(1', V1/') tζ transform.

２相／３相変換器１６は２相成分としての前記相電圧目
標値直交成分（Ｖｊα８．Ｖ１β町を、３相の各相電圧
目標値Ｖａ’、Ｖｂゝ、ｖＣｉｌ′Ｉζ変換して電力変
換装置１に与え、電力変換装置ｌはこの目標値Ｖａ、Ｖ
ｂ、Ｖｃ＋ζ等し、くなるような前記相電圧実際値Ｖａ
、　Ｖｂ、　’ＴＪｃを出力することしどなる。The two-phase/three-phase converter 16 converts the phase voltage target value orthogonal component (Vjα8.V1β town) as a two-phase component to each phase voltage target value Va', Vbゝ, vCil'Iζ of three phases, and performs power conversion. The power converter l receives these target values Va, V
b, Vc + ζ, etc., and the actual value of the phase voltage Va such that
, Vb, 'TJc will not be output.

ところで第６図のシステムｆζおいでは磁束設定値φ２
８は誘導機２の磁束密度を一定に保つため、通常一定に
され、この結果誘導機２の端子電圧Ｖ１は印加周波数ｆ
ｌこ対しほぼ比例して変化する所謂Ｖｔ　／　ｆ一定の
特性となる。そして電流調節器１３は、前記のように磁
化電流目標値ｉ−が、電流調節器２３はトルク′ｔ！Ｌ
流目標値ｉ？がそれぞｎ誘導機２に正しく流れるように
、従って正しい相電圧目標値Ｖａ　、　ｖｂ　、　ＶＣ
を電力変換器ＩＩこ与えるように調節する働きを司どっ
ている。By the way, in the system fζ in Fig. 6, the magnetic flux setting value φ2
8 is usually kept constant in order to keep the magnetic flux density of the induction machine 2 constant, and as a result, the terminal voltage V1 of the induction machine 2 is equal to the applied frequency f
This is a so-called constant Vt/f characteristic that changes almost in proportion to the voltage. The current regulator 13 sets the magnetizing current target value i- as described above, and the current regulator 23 sets the magnetizing current target value i-, and the current regulator 23 sets the torque 't! L
Flow target value i? so that they flow correctly into the n-induction machine 2, therefore the correct phase voltage target values Va, vb, VC are set.
It is in charge of regulating the power to the power converter II.

このようなシステムにおいて、例として、いま誘導機２
の定格を２００Ｖ、５０Ｈｚ　とし、前記電流調節器１
３．２３を除いたことにより、相電圧目標値（Ｖａ※、
　Ｖｂ’、　Ｖｃ’）が真の値より後述の理由で±２■
ずれたときを考えてみる。誘導機の印加周波数が５０Ｈ
ｚのとき、真の端子電圧は２００Ｖであるのでこの±２
ｖのずれは電圧とし、て±１チのずれとなる。ところで
、端子電圧のずれはその発磁化電流のすわとなるので、
端子電圧が±１、チずれること昏こより磁化電流も士、
１チずれることとなる。In such a system, for example, the induction machine 2
The current regulator 1 has a rating of 200V and 50Hz.
By removing 3.23, the phase voltage target value (Va*,
Vb', Vc') is ±2■ from the true value for the reason explained later.
Let's think about a time when something went wrong. The applied frequency of the induction machine is 50H
When z, the true terminal voltage is 200V, so this ±2
The deviation of v is taken as a voltage, and is a deviation of ±1 inch. By the way, the difference in terminal voltage is the source of the magnetizing current, so
Since the terminal voltage varies by ±1, the magnetizing current also decreases.
This will result in a shift of one inch.

次奢こ誘導機の速度を下げるため印加周波数を５Ｈｚと
した場合、Ｖｌｆ一定の関係より真の端子電圧は約２０
Ｖとなるため前記の固定して持越される±２■のずれは
端子電圧として±１０％のずれとなり、この端子電圧の
ずれによる磁化電流のずれも±１０％となる。If the applied frequency is set to 5Hz to reduce the speed of the induction machine, the true terminal voltage will be approximately 20
Therefore, the above-mentioned fixed and carried-over deviation of ±2■ becomes a deviation of ±10% as a terminal voltage, and the deviation of the magnetizing current due to this deviation in terminal voltage also becomes ±10%.

さら疹こ誘導機の速度を下げるため、印加周波数をＩ　
Ｈｚとした場合蚤こけ、真の端子電圧は約４■となるた
め前記の±２■のずれは端子電圧として±５０チのずれ
となり、これ多こより磁化電流のずれも±５０％となる
。In order to reduce the speed of the induction machine, the applied frequency is changed to I.
If it is Hz, the true terminal voltage will be about 4 cm, so the above deviation of ±2 cm will result in a deviation of ±50 cm as a terminal voltage, and due to this, the deviation of the magnetizing current will also be ±50%.

第８図は上述した現象を説明するための誘導機の１相分
の等価回路図で、各回路要素醗こ付す記号の意味は次の
とおりである。FIG. 8 is an equivalent circuit diagram for one phase of an induction machine for explaining the above-mentioned phenomenon, and the meanings of the symbols attached to each circuit element are as follows.

１・・・・・・Ｉｓ　＋１ｔ　’・Ｍ７（Ｍ’＋　”！
　’　）　ｌこて表わされる１次、２次合成の１次側か
ら見た漏れインダクタンス Ｍ・・・・・・”　”／　（Ｍ　’　＋　１２　’　）
　ｌこて表わされる励磁インダクタンス １１・・・・・・１次漏れインダクタンスＭ＋・・・・
・・相互インダクタンス Ｒ２１／８・・・・・・すべりＳのときの２次抵抗ｌ、
−・・・・・・２次漏れインダクタンス■、・・・・・
・モータの端子電圧（相電圧）Δ■１・・・・・・端子
電圧のずれ分 ｅ１・・・・・・磁束実際値φ２に基づく逆起電力なお
、ダッシュ（’）を付した記号は特に１次側換算値であ
ることを意味している。1...Is +1t'・M7(M'+"!
' ) Leakage inductance M seen from the primary side of the primary and secondary combination represented by l trowel...""/(M' + 12')
Excitation inductance 11 represented by l trowel...Primary leakage inductance M+...
... Mutual inductance R21/8 ... Secondary resistance l when slip S,
−・・・Secondary leakage inductance■,・・・・・・
・Motor terminal voltage (phase voltage) Δ■1... Terminal voltage deviation e1... Back electromotive force based on actual magnetic flux value φ2 Note that symbols with a dash (') are In particular, it means that it is a primary side conversion value.

このように定義したとき第８図において逆起電力ｅ、は
一般１ｃ次式で示すことができる。When defined in this way, the back electromotive force e in FIG. 8 can be expressed by the general formula 1c.

ｅ、＝２ｘｆ、φ２＝Ｊｆｆｆ、　Ｍ　ｉｙ　　　　　
　　　　（１）ただしｉＭは前記磁化電流実際値、ｆｌ
は固定子周波数（印加周波数ともいう）である。ところ
で今は問題点の概念を説明することを目的としているの
で、簡単のため無負荷（すべりＳ＝Ｏ、従ってトルク電
流実際値１ｒ＝Ｑ）つまり固定子電流実際値１１　とし
て磁化電流実際値ＩＭのみが流れる場合を考えるものと
すると、第８図においては次式が成立する。e, = 2xf, φ2 = Jfff, M iy
(1) However, iM is the actual value of the magnetizing current, fl
is the stator frequency (also called applied frequency). By the way, since the purpose of this article is to explain the concept of the problem, for the sake of simplicity, we will use the actual magnetizing current value IM as the no-load (slip S = O, therefore, the torque current actual value 1r = Q), that is, the stator current actual value 11. If we consider the case where only 200 yen is flowing, the following equation holds true in FIG.

Ｖ、　±１Ｖ１＝２ｘ　ｆｌ　（１＋Ｍ）　ｉｙ：、　
　ｉ　ｙ＝Ｖ、　／２πｆ　（１＋Ｍ）ｆｊＶ＋　／２
ｇ（１＋Ｍ）”　ｆｔ＝Ｋａ＝ｌ−ＫｂｓΔＶ、／ｆ１
−・−・・−・・−・（２）ただしＫａ、Ｋｂ　は定数
である。V, ±1V1=2x fl (1+M) iy:,
i y=V, /2πf (1+M)fjV+ /2
g(1+M)” ft=Ka=l−KbsΔV,/f1
−・−・・−・・−・(2) However, Ka and Kb are constants.

上式■ｔζおいて右辺第１項は端子電圧が正し、く与え
られたときの磁化電流実際値であり、第２項はずれ分を
示している。In the above equation (■tζ), the first term on the right side is the actual value of the magnetizing current when the terminal voltage is correctly applied, and the second term indicates the deviation.

このよう會こ僅かな端子電圧のずれ分ΔＶ、であっても
印加周波数ｆ１が下がるにつれ大きな磁化電流のずれと
なり、この結果誘導機は大幅な過不足励磁や大幅なトル
ク電流ｉＴのずれとなってしまう。何故ならトルク電流
ｉＴは適正励磁のときにのみ正しく誘導機に流れるよう
ｌ（設定されているからである。In this way, even if there is a slight deviation in the terminal voltage ΔV, as the applied frequency f1 decreases, the deviation in the magnetizing current becomes large, and as a result, the induction machine becomes significantly over- or under-excited and a large deviation in the torque current iT occurs. I end up. This is because the torque current iT is set so that it correctly flows through the induction machine only when it is properly excited.

このような端子電圧■、のずれ分Δｖ１は、第６図にお
いて、電流目標値ｉｗ’、　　ｉｒ’から交流／交流電
力変燐装置１に与える電圧目標値Ｖａ　、Ｖｂ　。In FIG. 6, the deviation Δv1 of the terminal voltage (2) is the voltage target value Va, Vb given to the AC/AC power converter 1 from the current target values iw', ir'.

Ｖｃ’　Ｔｌ：での電流／電圧変換器１４．ベクトル回
転器１５．２相／３相変換器１６における演算誤差や、
交流／交流電力変換装鍵釉おける変換誤差など多ζよっ
て生ずるものであり、これらの誤差を数−以下に抑える
ことは一般に実現困難である。Current/voltage converter at Vc' Tl: 14. Vector rotator 15, calculation error in 2-phase/3-phase converter 16,
This is caused by many factors such as conversion errors in the AC/AC power converter key glaze, and it is generally difficult to suppress these errors to less than a few.

なお、第９図に示すように、電流調節器１３゜２３の代
りに電圧調節器１７を用いる方法もあるが、この場合で
も電流／電圧変換器１４から２相／３相変換器１６まで
の演算誤差を補償することは依然としてできない。As shown in FIG. 9, there is also a method of using a voltage regulator 17 instead of the current regulator 13. It is still not possible to compensate for calculation errors.

よって従来は第６図膠こ示す如きトランスベクトル制御
において誘導機を低速度まで可変速制御するには誘導機
膠ζ正確な電圧を供給するためシこ、磁化電流やトルク
電流を調節する回路（電流調節器１３．２３等）は必要
不可欠な存在であり、このためのコスト、スペースの増
加は避けられなかった。Therefore, conventionally, in order to control the induction machine at variable speed down to low speed in transformer vector control as shown in Figure 6, a circuit for adjusting the magnetizing current and torque current was used to supply an accurate voltage. Current regulators (13, 23, etc.) are indispensable, and an increase in cost and space for this is unavoidable.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

この発明は前記の欠点を除き誘導電動機のトランスベク
トル制御に２いて、電流調節回路を設けることなく、か
つ過不足励磁することなく誘導機を低速度まで良好に可
変速駆動することのできる誘導機の制御方式を提供する
ことを目的とする。This invention eliminates the above-mentioned drawbacks and provides transformer vector control for induction motors, which enables the induction motor to be smoothly driven at variable speeds down to low speeds without providing a current adjustment circuit and without over- or under-excitation. The purpose is to provide a control method for

〔発明の要点〕[Key points of the invention]

この発明の要点は誘導電動機のトランスベクトル制御に
おいて、従来回転子鎖交磁束φ２をある所定値（磁束設
定値φ２）（こ設定し、すべり周波と 数ｆ３−？トルク電流ｉ丁との関係をｆｓｏｃｉｒ／φ
２ｏｃｉｒとしてトルク（又は速度）の制御を行ってい
た方式、従って所定のトルクを維持するものとすればト
ルク電流ｉｒは一定従ってすべり周波数ｆｓは一定の比
較的小さな値となり、低速では固定子周波数従って誘導
機端子電圧が低くなる方式ＩＣ対し、本発明では低速で
も固定子周波数の絶対値１ｆ１１がその下限値（固定子
下限周波数という、正の定数）ｆ、−以下昏こは下らな
いよう−こすることにより、誘導機の入力インピーダン
ス従って端子電圧を所定値以上疹ζ維持し、端子電圧の
ずれ分の影響を小さく保つよう−こした点にあり゛、こ
のため速度が低い範囲ではすべり周波数をすべり周波数
設定値ｆ？とじて設定し、かつ新たな磁束設定値φ？と
トルク電流目標値ｉ？の関係をφ２０ＣＩＴ　／ｆＢと
して磁束φ２を可変設定しトルク（又は速度）の制御を
行う方式とした点にある。The main point of this invention is that in the transformer vector control of an induction motor, the rotor linkage magnetic flux φ2 is set to a certain predetermined value (magnetic flux setting value φ2), and the relationship between the slip frequency and the number f3-?torque current i is determined. fsocir/φ
The method used to control torque (or speed) using In contrast to the type IC in which the induction machine terminal voltage is low, in the present invention, even at low speeds, the absolute value of the stator frequency 1f11 is set so that the stator frequency does not fall below its lower limit (positive constant called stator lower limit frequency) f, -. By doing this, the input impedance of the induction machine, and thus the terminal voltage, is maintained at a predetermined value or higher, and the influence of the terminal voltage deviation is kept small. Frequency setting value f? and set the new magnetic flux setting value φ? and torque current target value i? The present invention is based on a system in which torque (or speed) is controlled by variably setting the magnetic flux φ2 with the relationship φ20CIT/fB.

、換言すれば本、発明の要点は、誘導電動機、該電動機
の固定子に可変周波数、可変電圧を供給する電流／電圧
変換器、前記誘導電動機の回転子醗ζ鎖交する磁束ベク
トルの位相及び必要−こ応じてその大きさく磁束値）を
検出する磁束ベクトル検出手段（″ＩＩｔ圧、電流検出
器、３相／２相変換器、積分器、ベクトルアナライザな
ど）、前記磁束ベクトルと同方向の磁化軸及び該磁化軸
と直交するトルク軸の２軸−こ対応する固定子電圧各成
分の目標値（相電圧目標値直交成分など）Ｉζ基づいて
、固定子各相に対応する前記可変周波数、可変電圧を供
給すべき旨の指令（各相電圧目標値など）を前記電流／
電圧変換器に与える手段（ベクトル回転器。In other words, the gist of the present invention is to provide an induction motor, a current/voltage converter that supplies a variable frequency and variable voltage to a stator of the motor, a phase of a magnetic flux vector interlinking with a rotor of the induction motor, and Magnetic flux vector detecting means ("IIt pressure, current detector, 3-phase/2-phase converter, integrator, vector analyzer, etc.) for detecting the magnetic flux value (magnetic flux value depending on the magnitude), Two axes: a magnetization axis and a torque axis orthogonal to the magnetization axis. The variable frequency corresponding to each stator phase is based on the target value of each stator voltage component (phase voltage target value orthogonal component, etc.) Iζ, A command to supply variable voltage (target voltage value for each phase, etc.) is sent to the current/
Means for feeding the voltage converter (vector rotator.

２相／３相変換器など）、前記誘導電動機の回転速度（
回転子周波数）を検出する速度検出手段（速度発電機な
ど）、前記磁束値蚤こ対する指令値としての磁束設定値
”に基づいて固定子電流磁化軸成分の、目標値（磁化電
流目標値）を出力する磁化電流目標値出力手段（磁束調
節器など）、直接又は前記誘導電動機の速度調節手段（
速度調節器など）等を介して与えられるトルク目標値と
前記磁束設定値又は検出された前記磁束値と督こ基づい
て固定子電流トルク軸成分の目標値〔トルク電流目標値
〕を演算出力するトルク電流目標値出力手段（割算器な
ど）、所定の前記磁束設定値（第１の磁束設定値）を出
力する第１磁束設定手段（磁束設定器など）、を備えた
ベクトル制御方式による誘導電動機の制御装置において
、 第１の磁束設定値を前記磁化電流目標値出力手段に与え
て銹導−１ｔ１機の制御を行うものとしたときの固定子
周波数の絶対値が所定の下限値（固定子下限周波数）を
下回ることを判別する固定子局から対応するすべり周波
数の指令値（すべり周波数設定値）を出力するすべり周
波数設定手段（すべり周波数設定回路など）と、前記ト
ルク電流目標値と前記すべり周波数設定値と奢こ基づい
て対応する前記磁束設定値としての第２の磁束設定値を
出力する第２磁束設定手段（磁束設定回路中の割算器な
ど）と、前記固定子周波数判別手段の前記の判別の１有
１又は１無−こ応じて第２又は第１の磁束設定値を前記
磁化電流目標値出力手段Ｉこ与える磁束設定値切換手段
（切換回路など）と、誘導電動機の回路定数及び検出さ
石た前記回転子周波数等をパラメータとし所定の演算を
介して前記磁化電流目標値、トルク電流目標値を前記２
＠１１＋こ対応する固定子電圧各成分の目標値蒼こ変換
して出力する電流／電圧変換手段（′！！流／１＆、圧
変換器など）と、からなるようにし、た点、もしくはさ
らに前記電流／電圧変換手段は、前記固定子周波数判別
手段の前記の判別の・有・のと↓は前記すべり周波数設
定値を、同じく判別の１無１のときは第１の磁束設定値
もしくは前記検出された磁束値ならびトＣ前記トルク電
流目標値から所定の演算を介して得られるすべり周波数
の値を、演算パラメータとして用いるものとした点、も
し、くはさらｌこ前記固定子周波数判別手段は、第２の
磁束設定値が第１の磁束設定値を下回り、かつ検出され
た前記回転子周波数と固定子周波数の前記の下限値とか
ら定まる係数を第１の磁束設定値ｔζ乗じた値を上回る
条件チこおいて、前記１有１の判別を行うものであるよ
うにした点、又はさらに前記固定子周波数判別手段は、
前記トルク目標値及び第１の磁束設定値から所定の演算
を介して求めらｎるすべり周波数と、検出された前記回
転子周波数との和からなる固定子周波数の絶対値が、固
定子周波数の前記の下限値を下回る条件ｌこおいて、前
記１有１の判別を行うものであるようにした点にある。2-phase/3-phase converter, etc.), the rotational speed of the induction motor (
The target value (magnetizing current target value) of the stator current magnetization axis component is based on the magnetic flux setting value as a command value for the magnetic flux value. A magnetizing current target value output means (such as a magnetic flux regulator) that outputs the
A target value [torque current target value] of the stator current torque axis component is calculated and output based on the torque target value given via a speed regulator, etc., and the magnetic flux set value or the detected magnetic flux value. Guidance using a vector control method, which includes torque current target value output means (divider, etc.), and first magnetic flux setting means (magnetic flux setting device, etc.) that outputs the predetermined magnetic flux setting value (first magnetic flux setting value). In the electric motor control device, the absolute value of the stator frequency is set to a predetermined lower limit value (fixed a slip frequency setting means (slip frequency setting circuit, etc.) that outputs a corresponding slip frequency command value (slip frequency setting value) from a stator station that determines that the torque current is below the torque current target value and the a second magnetic flux setting means (such as a divider in a magnetic flux setting circuit) that outputs a second magnetic flux setting value as the magnetic flux setting value corresponding to the slip frequency setting value; and the stator frequency determining means. a magnetic flux set value switching means (switching circuit, etc.) for supplying the magnetizing current target value output means I with a second or first magnetic flux set value depending on whether the above-mentioned determination is 1 or 1; The magnetizing current target value and the torque current target value are set to the magnetizing current target value and the torque current target value through a predetermined calculation using the circuit constant and the detected rotor frequency as parameters.
@11 + current/voltage conversion means ('!! current/1&, pressure converter, etc.) that converts the target value of each component of the corresponding stator voltage and outputs it; The current/voltage converting means converts the slip frequency set value when the stator frequency determining means determines ``Yes'' or ↓; The detected magnetic flux value and the value of the slip frequency obtained through a predetermined calculation from the torque current target value are used as calculation parameters. is a value obtained by multiplying the first magnetic flux setting value tζ by a coefficient determined from the detected rotor frequency and the lower limit value of the stator frequency when the second magnetic flux setting value is lower than the first magnetic flux setting value. The above-mentioned stator frequency discriminating means is configured to perform the above-mentioned 1-on-1 discrimination under conditions exceeding the above.
The absolute value of the stator frequency, which is the sum of the slip frequency obtained from the torque target value and the first magnetic flux setting value through a predetermined calculation and the detected rotor frequency, is the stator frequency. The point is that the above-mentioned 1-present-1 discrimination is performed under the condition l below the above-mentioned lower limit value.

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

以下第１図〜第５図に基づいて本発明の詳細な説明する
。第１図は本発明装置の一実施例の構成を示すブロック
図９Ｍ２図、第３図は第１図の要部回路の詳Ｓ構成例を
示すブロック図で、第２図はすべり周波数設定回路、第
３図は磁束設定回路、第３Ａ図は第３図内の判別回路と
異なる判別回路の各構成例を示す。第４図は第１図の動
作を説明する特性図、第５図は同じ〈従来システムの動
作の第４図に対応する特性図である。The present invention will be described in detail below based on FIGS. 1 to 5. FIG. 1 is a block diagram 9M2 showing the configuration of an embodiment of the device of the present invention, FIG. 3 is a block diagram showing a detailed example of the main circuit of FIG. 1, and FIG. 2 is a slip frequency setting circuit. , FIG. 3 shows a magnetic flux setting circuit, and FIG. 3A shows a configuration example of a discrimination circuit different from the discrimination circuit in FIG. 3. FIG. 4 is a characteristic diagram explaining the operation of FIG. 1, and FIG. 5 is a characteristic diagram corresponding to FIG. 4 of the operation of the same conventional system.

第１図の装置構成においては第６図ｆこおける電流調節
器１３．２３及び該調節器への電流実際値ｉＭ、　ｉＴ
を求めるベクトル回転器３５を除去し、代り壷こ磁束設
定回路２００とすべり周波数設定回路３００を設け、磁
束設定回路２００の出力である磁束信号を磁束設定値φ
２　とし、すべり周波数設定回路３００の出力であるす
べり周波数設定値ｆｓ’を磁束設定回路２００と電流／
電圧変換器１４１へ導くようにし、たものである。In the device configuration of FIG. 1, the current regulator 13.23 in FIG. 6f and the actual current values iM, iT to the regulator
The vector rotator 35 for determining the magnetic flux setting value φ is removed, and a magnetic flux setting circuit 200 and a slip frequency setting circuit 300 are provided instead.
2, and the slip frequency setting value fs', which is the output of the slip frequency setting circuit 300, is set by the magnetic flux setting circuit 200 and the current /
It is designed to lead to a voltage converter 141.

また電流／電圧変換器１４１には磁化電流目標値ｉＭ、
）ルク電流目標値ＩＴ　　か直接与えられるほか、磁束
設定回路２００からは寛流／電圧変換器１４１内での演
算ｆζ使用するすべり周波数を。In addition, the current/voltage converter 141 has a magnetizing current target value iM,
) In addition to directly giving the torque current target value IT, the magnetic flux setting circuit 200 also provides the slip frequency used in the calculation fζ in the current/voltage converter 141.

後述の区間■＋こおいて前記すべり周波数設定値ｆｓ”
曇こ切換える指令としての切換信号２０５ａが入力され
、すべり周波数設定回路３００から磁束設定回路２００
には区間■の判別（後述）Ｉこ用いるための固定子下限
周波数ｆＮ−が入力されている。The above-mentioned slip frequency setting value fs is set in the section ■ + , which will be described later.
A switching signal 205a as a command to switch the cloud is input, and the slip frequency setting circuit 300 sends a signal to the magnetic flux setting circuit 200.
Inputs a stator lower limit frequency fN- for use in determining section (2) (described later).

電、流／電圧変神器１４１にけ従来の電流／電圧変換器
１４に対し、後述のようにすべり周波数の目標値を切換
えで使用する機能が付加されている。The current/current/voltage converter 141 has a function added to the conventional current/voltage converter 14 to switch and use the target value of the slip frequency as described later.

次に第１図のシステムの要部の基本的な動作原理を説明
する。誘導機のベクトル制御においては、次式の関係が
成立する（詳細ｔζついては例えば前記の文献を参照さ
ｎたい）。Next, the basic operating principles of the main parts of the system shown in FIG. 1 will be explained. In vector control of an induction machine, the following relationship holds true (for details tζ, please refer to the above-mentioned document, for example).

ｆ、　＝ｆ２−）−ｆ　ｓ　　・・・・・・（３）ｆｓ
＝に、・ＩＴ／φ２　・・・・・・（４）Ｔ　　＝に、
・φ２・ｉｒ　　・・・・・・（５）但し、ｆ、、ｆ、
、ｆｓは固定子９回転子及びすべりの各周波数％　ｉＴ
、φ２．Ｔはトルク電流１回転子鎖交磁束及び発生トル
ク、Ｋ、　、　Ｋ、は比例定数である。f, =f2-)-fs (3) fs
= to, ・IT/φ2 ......(4) T = to,
・φ2・ir ・・・・・・(5) However, f,, f,
, fs is each frequency % of stator, 9 rotors and slip. iT
, φ2. T is the torque current, one rotor flux linkage and the generated torque, and K, , K is a proportionality constant.

（４）、　（５）式より磁束φ２が一定のとき、発生ト
ルクＴはトルク電流ｉＴないし、はすべり周波数ｆｓに
比例することがわかる。From equations (4) and (5), it can be seen that when the magnetic flux φ2 is constant, the generated torque T is proportional to the torque current iT or the slip frequency fs.

これより、従来のベクトル制御では、磁束設定値φ２′
を一定とし、必要な発生トルクＴ＋こ応じてトルク電流
ｉＴを変化させ、それと同時番こ（４）式の関係を用い
てすべり周波数ｆｓを変化させていた。From this, in conventional vector control, the magnetic flux set value φ2'
is kept constant, the torque current iT is varied in accordance with the required generated torque T+, and at the same time, the slip frequency fs is varied using the relationship expressed by equation (4).

周波数ｆｓの関係は第５図番こ示す如き特性となる。The relationship between the frequency fs is as shown in Figure 5.

ここで周波数ｆ１．ｆ、、ｆｓ及びトルク電流ｉｒの極
性は誘導電動機が正回転方向のトルクを発生し、回転子
が正方向に回転しているときを正としでいる。第５図響
こおいて、（ａ）は発生トルクＴが正（ｉＴ−〇）、（
ｂ）は発生トルクＴが負ＣｉＴ＜Ｏ）のときである。第
５図では、区間１１区間■ではＩｆ、Ｉ＼ｆ１−となっ
ており、固定子周波数の絶対値１ｆ、ｌはその下限値（
固定子下限周波数）ｆＨ，’　　　　　１より大となっ
ているが、低速の区間■ではＩｆ、ｌ＜ｆｌ−となって
いる。Here, the frequency f1. The polarities of f, , fs and the torque current ir are positive when the induction motor generates torque in the forward rotation direction and the rotor is rotating in the forward direction. In Figure 5, in (a), the generated torque T is positive (iT-〇), (
b) is when the generated torque T is negative CiT<O). In Fig. 5, in section 11 section ■, If, I\f1-, and the absolute values 1f and l of the stator frequency are the lower limit values (
The stator lower limit frequency) fH,' is larger than 1, but in the low speed section (2), If,l<fl-.

他方本発明は、この低速の区間■においてはｌ　ｆ、１
＝ｆ１−となるようにすべり周波数ｆｓを設定可変し、
回転子周波数ｆ、　Ｉこ関係なく常ｌこ＋ｊｌ＋：４ｆ
１１−　とするものである。すなわち、固定子周波数絶
対値１ｆ１１が固定子下限周波数ｆ１−より小さくなろ
うとすると（この判別方法昏こついては後述する。）す
べり周波数設定値ｆｓ　　を下記（６）式で与え、電流
・電圧変換器１４１で演算に用いるすべり周波数にこの
値を用いること昏こより固定子周波数絶対値１ｆ１１を
ｆ１ｔ＋ｃ保ち（何故なら、Ｉｆ、１＝ｌｆ、−１−ｆ
ｓ”ｌ　＝ｆ１ｈ　の関係にある）、かつこのときの磁
束設定値φｔを（４）式の関係をもとに（７）式で与え
るものである。On the other hand, according to the present invention, in this low-speed section ■, l f,1
The slip frequency fs is set and varied so that = f1-,
Rotor frequency f, I is always l+jl+:4f
11-. That is, if the stator frequency absolute value 1f11 is about to become smaller than the stator lower limit frequency f1- (the details of this determination method will be explained later), the slip frequency setting value fs is given by the following equation (6), and the current/voltage converter Since this value is used for the slip frequency used in the calculation in 141, the stator frequency absolute value 1f11 is kept f1t + c (because If, 1 = lf, -1 - f
s"l = f1h), and the magnetic flux setting value φt at this time is given by equation (7) based on the relationship of equation (4).

φ２　　＝　札・ｉｒ’／ｆｓゝ　　　　　　　　　・
・・■要するに本発明では固定子周波数絶対値１ｆ、１
が固定子下限周波数ｆＨ，より小さくなろうとする区間
■では、従来の磁束一定の制御に代って、すべり周波数
設定値ｆｓ　　で（６）式で与にること−こより固定子
周波数絶対値１ｆ、ｌを固定子下限周波数　、ｆｌ−に
保ち、必要な発生トルク目標値Ｔ　に応じてトルク電′
流目標値ＩＴ　　を変化させそれと同一２時に（７）式
の関係を用いて磁束設定値φ２を変化させるものであ゛
る。φ2 = bill・ir'/fsゝ・
...■In short, in the present invention, the stator frequency absolute value 1f, 1
In section 2, where the stator lower limit frequency fH is about to become smaller, instead of the conventional control to keep the magnetic flux constant, the stator frequency absolute value 1f is given by equation (6) with the slip frequency set value fs. , l are kept at the stator lower limit frequency, fl-, and the torque voltage ' is maintained according to the required generated torque target value T.
The flow target value IT is changed, and at the same time, the magnetic flux set value φ2 is changed using the relationship of equation (7).

、　　ところで、（４）　、　（５）式より次式が成立
する。　　　、φ２＝煽・ｉｒ／ｆｓ ；に（１／ｆ、ａ）　（Ｔ／鴎φ２） 、゛、φ２＝氏フ鷲・日７Ｇ　　　　　　・・・・・・
（８）よって（８）式より区間■での磁束設定値φ２は
、（６）式で与えられるすべり周波数設定値の絶対値１
ｆｓ’１の平方根に反比例することがわかる。以上より
本　。By the way, the following equation holds true from equations (4) and (5). , φ2=fan・ir/fs ;ni (1/f, a) (T/鴎φ2) ,゛,φ2=Mr. Fuwashi・day 7G ・・・・・・
(8) Therefore, from equation (8), the magnetic flux setting value φ2 in interval ■ is the absolute value 1 of the slip frequency setting value given by equation (6).
It can be seen that it is inversely proportional to the square root of fs'1. From the above, this book.

発明の制御では、第５図（ａ）、Φ）矛こ対応する特性
がそれぞれ第４図（ａ）　、　（ｂ）　＋こ示す如き特
性となる。In the control of the invention, the characteristics corresponding to FIGS. 5(a) and Φ) become the characteristics shown in FIGS. 4(a) and (b), respectively.

欠番ζ区間１〜■に応じて制御方式を切換えるための各
区間の判別方法について述べる。この判別方法シζは種
々のものが考えらｎるが、まず磁束φ２の大きさで判゛
別する方法（第１の判別法）を説明する。A method of determining each interval for switching the control method according to the missing number ζ intervals 1 to 3 will be described. Although various methods for this determination ζ are conceivable, a method for determining based on the magnitude of the magnetic flux φ2 (first determination method) will be explained first.

従来方式でベクトル制御をしでいるとき（第４図の区間
Ｉと■〕の磁束設定値、すべり周波数及び固定子周波数
をφ２Ａ、　　ｆｓＡ、　　ｆｌ人とし、（６）。When performing vector control using the conventional method (sections I and ■ in Fig. 4), the magnetic flux set value, slip frequency, and stator frequency are set to φ2A, fsA, and fl, (6).

（７）式ですへす周波数設定値と磁束設定値を与え、ベ
クトル制御をしているとき（第４図区間■、なおこの制
御方式を新方式という）の磁束設定値。Formula (7) gives the frequency set value and magnetic flux set value, and the magnetic flux set value when vector control is performed (section ■ in Figure 4, this control method is referred to as the new method).

すべり周波数設定値及び固定子周波数（固定子下限周波
数）をφ２Ｂ’、　　ｆｓ武ｆ１Ｌ”として両者を区別
するものとすると、両方式が同一のトルク目標値Ｔ８を
持つ場合（８）式より次の関係式を得る。Assuming that the slip frequency setting value and stator frequency (stator lower limit frequency) are set as φ2B' and fswf1L'' to distinguish between the two, and both equations have the same torque target value T8, the following is obtained from equation (8). Obtain the relational expression.

φ２Ｂシφ２Ａ’＝１／７π／　ｆ　ｓ　ｎ’　　　　
・・・・・・（９）（１）区間Ｉと■の判定条件 ここで区間■と■の判定条件として（１０）式を仮定す
る。φ2B φ2A'=1/7π/ f s n'
(9) (1) Judgment conditions for sections I and ■ Here, equation (10) is assumed as a judgment condition for sections ■ and ■.

φ２Ｂ　　Σφ２Ａ”　　　　　　　　　・・・・・・
（１０）つまり同一トルク目標値Ｔ　、同一回転子周波
数ｆ２のもとにある誘導機を新方式で制御するものとし
たときの磁束設定値φ２Ｂが従来方式で制御するものと
したときの磁束設定値φ２Ａ　　より大となる区間を考
える。φ2B Σφ2A” ・・・・・・
(10) In other words, when an induction machine with the same torque target value T and the same rotor frequency f2 is controlled using the new method, the magnetic flux setting value φ2B is the magnetic flux setting when the induction machine is controlled using the conventional method. Consider an interval greater than the value φ2A.

このとさく９）　、　（１０）式より、１ｆｓａｌムＨ
ａ！Ｙ＋　　　　　　　　・・・・・・　（１１）よっ
て（１１）式及び（６）式より次の関係式を得る。From equation (10), 1fsalm H
a! Y+... (11) Therefore, the following relational expression is obtained from equations (11) and (6).

（１）ｉＴΣＯのとき ｆ１Ａ司、−１−ｆｓＡ４ｆ、＋ｆｓＢ’＝ｆ１ｚ”・
・・（１２）（１１）ｉ　Ｔ　（Ｏのとき ｆ１＊＝ｆ、−１−ｆｓＡｆｆ、＋ｆｓＢ※＞　ｆ　１
Ｌ※・（１３）即ち、（１２）　、　（１３）式より判
定条件として（１０）式が成立する区間は、従来方式で
ベクトル制御をし。(1) When iTΣO, f1A, -1-fsA4f, +fsB'=f1z"・
...(12)(11)i T (When O, f1*=f, -1-fsAff, +fsB*> f 1
L*・(13) That is, in the section where equation (10) is satisfied as a judgment condition from equations (12) and (13), vector control is performed using the conventional method.

たときの固定子周波数絶対値１ｆＩＡｌは固定子下限周
波数ｆ１−より常置こ大きくなる区間、すなわち従来方
式で制御を行うべき区間Ｉであることがわかる。よって
新方式の制御を適用する場合の（′７）式で求めた磁束
設定値φ２Ｂ　　が従来方式の制御を適用する場合の磁
束設定値φ２人　　より大きいか、小さいか”によって
区間１か■かのいずれの区間の制御方式を適用すべきか
を判別することができる。It can be seen that the stator frequency absolute value 1fIAl at this time is a section in which the stator frequency absolute value 1fIAl is permanently larger than the stator lower limit frequency f1-, that is, a section I in which control should be performed using the conventional method. Therefore, the magnetic flux setting value φ2B obtained by equation ('7) when applying the new control method is larger or smaller than the magnetic flux setting value φ2B when applying the conventional control method. It is possible to determine which section of the control method should be applied.

（ｎ）区間■と■の判定条件 ここで区間■と■の判定条件として（１４）、（１５）
式を仮定する。(n) Judgment conditions for sections ■ and ■ Here, the judgment conditions for sections ■ and ■ are (14) and (15).
Assuming Eq.

φ２ｇ”、！、ｆ’３〒ｆ、　ｌ　−ｆ　１　ｓフ”）
／（ｌ　ｆ、　Ｉ　＋ｆ　ｑ　ｓ）’）　　−φ２ｈ　
　・　（１４）つまり新方式で制御するものとしたとき
の磁束設定値φ２Ｂが従来方式で制御するものとしたと
きの磁束設定値φ２Ａ’（７）　、ｎ石ゴコ肩３２「石
ｉ石す倍より小となる区間を考える。φ2g”,!, f'3〒f, l −f 1 sf”)
/(l f, I +f q s)') −φ2h
・ (14) In other words, the magnetic flux setting value φ2B when controlling with the new method is the magnetic flux setting value φ2A' when controlling with the conventional method (7), Consider an interval that is less than double.

（９）　、　（１４）式より φ２Ｂシφ２Ａ”＝　５藏不ン−π玩；７灰際笥砺・・
・・・・　（１６） （＋）　　ｉＴ工０のとき 第４図より１ＴｓＱのさき区間■と■の境界付近ではｆ
、＜０でありまた、区間ｍ−ｃ−はｆ、、４−ｆＩＬ’
であることは明らかである。From formulas (9) and (14), φ2B φ2A" = 5 藏 ん - π 过;
...... (16) (+) When iT is 0, from Fig. 4, near the boundary between section ■ and ■ of 1TsQ, f is
, < 0, and the interval m-c- is f, , 4-fIL'
It is clear that

よって（１６）式及び（６）式より次の関係式を得る。Therefore, the following relational expression is obtained from equations (16) and (6).

、’、　　ｆ　ｓＡ、ｌ、−ｆ２−ｆ　１−　　　　　
　・・・・・・（１７）ニーｆ　Ｉ　Ａ＝ｆ２−）−ｆ
　ｓ可ｆ、−ｆ、−ｆ　Ｉ　Ｌξ−ｆｌ−・・・（１８
）（ＩＩ）　　１Ｔ（Ｏのとき 第４図より　ｉｒｅ□のとき区間ｎと■の境界付近では
ｆ、　＞　Ｏであり、区間■ではｆ２ΣｆＩＴ−である
ことは明らかである。またすべり周波数ｆｓ＊、ｆｓＢ
”は負である。よって、　　（１６）式及び（６）式よ
り次の関係式を得る。,', f sA,l, -f2-f 1-
・・・・・・(17) Knee f I A=f2-)-f
s possible f, -f, -f I Lξ-fl-... (18
) (II) When 1T(O From Fig. 4, it is clear that when ire □, near the boundary between sections n and ■, f, > O, and in section ■, f2ΣfIT-. Also, the slip frequency fs* , fsB
” is negative. Therefore, the following relational expression is obtained from equations (16) and (6).

、’・ｆｓ心−’ｔ　＋ｆ　１１．’Ａ　　　　　　・
・・・・・（１９）・′・　ｆＩＡ±ｆ、＋ｆｓへｆ２
−ｆ、　−１−ｆ　１　ｓζｆ１−・・・（２０）すな
わち（１８）　、　（２０）式より、判定条件として（
１４）。,'・fs heart−'t +f 11. 'A・
...(19)・'・ fIA±f, f2 to +fs
-f, -1-f 1 sζf1-...(20) That is, from equations (18) and (20), the judgment condition is (
14).

（１５）式が成立する区間は従来方式でベクトル制御を
したときの固定子周波数絶対値１　ｆ１＊ｌは固定子下
限周波数ｆ１Ｔ−ゞより常に大きくなる区間、すなわち
従来方式での制御を行うべき区間■であることがわかる
。よって新方式の制御を適用する場合の（７）式で求め
た磁束設定値φ２Ｂゝが（１４）式及び（１５）式で与
えられる関係を満足するか、否かによって区間■か■か
の何れの制御方式を適用すべきかを判別することができ
る。The section where formula (15) holds is the section where the stator frequency absolute value 1 f1*l is always greater than the stator lower limit frequency f1T-゜ when vector control is performed using the conventional method, that is, the section where control using the conventional method should be performed. It can be seen that this is the interval ■. Therefore, when applying the new method of control, the magnetic flux setting value φ2B obtained from equation (7) satisfies the relationships given by equations (14) and (15) or not, depending on whether it is in the interval ■ or ■. It is possible to determine which control method should be applied.

なお第４図（ａ）の区間■、■の切換り点−こおいて示
したように、（１４）式におけるｉｆ、１−ｆＩＬは、
この点における従来方式の制御を適用したときのすべり
周波数ｆｓ＾であり、Ｉ　’ｔ　ｌ＋ｆ　１ｒ、　　は
新方式を適用したときのすべり周波数ｆｓｎを示し、　
　（１４）式の等号が成立するときは（９）式からも判
るように、この切換り点−ごおいて、同一トルク、同一
回転子周波数の条件で両方式が切換るときの両方式に対
応する煮磁束φ２Ａ′、φ２−の比率を示している。従
って不等号が成立する領域はφ２°−がさらに小となる
領域、すなわち区ｒＩｔ１ｍとなる。Furthermore, as shown in the switching point of sections ■ and ■ in FIG. 4(a), if and 1-fIL in equation (14) are as follows.
The slip frequency fs^ when the conventional control method is applied at this point, I 't l + f 1r, indicates the slip frequency fsn when the new method is applied,
When the equality sign in equation (14) holds, as can be seen from equation (9), at this switching point - both equations are switched when both equations are switched under the conditions of the same torque and the same rotor frequency. The ratio of the boiling magnetic fluxes φ2A' and φ2- corresponding to is shown. Therefore, the region where the inequality sign holds is the region where φ2°- is even smaller, that is, the ward rIt1m.

次にｒｉ！：、間１〜ｍの判別方法として、固定子周波
数ｆ、により、より直接的に判別する方法（第２の判別
法）を述べる。これはトルク目標値Ｔ”Ｘ、１回転子周
波数ｆ２のもとで、従来方式（磁束φ２Ａ翠＝一定）を
適用するものとしたときのすべり周波数ｆｓＡは式（８
）から ｆｓＡ＝山／に！〕・１゛ゝン（φ％Ａ）”　　　・・
・・・・（２１）従つ１合の固定子周波数１１人は ｆＩＡ＝ｆ、　十ｆＳＡ ＝　　ｒ、　＋（Ｋｔ／搗）・Ｔ’／（Ｊ’２人）”　
　　　・・・・・・　（２２）従ってこの固定子周波数
の絶対値１ｆＩＡＩが前記固定子下限周波数ｆ１？より
大であるか、否かＣζよって、すなわち ｌｆ１ムｌ＝　Ｉ　ｆｔ＋（Ｋｓ△）・Ｔシ（φ２Ａり
１工ｆ１−・・・（２３）が成立する区間は！、■であ
り、成立しない区間は■であると判別することができる
。Next ri! :, as a method for determining between 1 and m, a method (second determination method) will be described in which more direct determination is made using the stator frequency f. The slip frequency fsA when applying the conventional method (magnetic flux φ2A=constant) under the target torque value T"
) to fsA=mountain/! 〕・１゛ゝん（φ%A）” ・・
...(21) Accordingly, the stator frequency of 11 people is fIA = f, 10fSA = r, + (Kt/pound)・T'/(J'2 people)"
(22) Therefore, is the absolute value 1fIAI of this stator frequency equal to the stator lower limit frequency f1? Is it greater than or not? According to Cζ, that is, lf1ml=Ift+(Ks△)・Tshi(φ2Ari1kf1-...(23) is satisfied. It can be determined that the interval in which this is not the case is ■.

次３こ以上のような判別を行いながら、各区間Ｉ〜■に
対応する制御方式を切換え実行する□手段のＡ体的な構
成と動作を第１図〜第３Ａ図ｉこよって説明する。Next, the A-body structure and operation of the □ means for switching and executing the control method corresponding to each section I to □ while making the above three or more determinations will be explained with reference to FIGS. 1 to 3A.

第２図は区間［＋こおいて前記（６）式に基づきすべり
周波数設定値ｆｓ”を出力するすべり周波数設定回路３
００のブロック図である。すなわち周波数設定器３０１
は固定子周波数ｆ、の下限値（固定子下限周波数）　ｆ
ｉ−を設定するもので、（２式又は（６）式における周
波数の下限値を与えるものである。FIG. 2 shows the slip frequency setting circuit 3 which outputs the slip frequency setting value fs based on the above equation (6) in the interval [+].
00 is a block diagram. That is, the frequency setter 301
is the lower limit value of stator frequency f (stator lower limit frequency) f
This is to set i-, and to give the lower limit value of the frequency in equation (2) or equation (6).

周波数設定器３０１の出力信号としての固定子下限周波
数ｆ１Ｔ−は切換回路３０２Ｉこおいて、トルク電流目
標値ｉτが正のとき同極性、負のときは反転さむ、減算
器３０３において速度実際値ｎＩこ比例する回転子周波
数ｆ、が減算され、すべり周波数設定値ｆ？が出力され
る。なお固定子下限周波数ｆ１−は次に述べる磁束設定
回路２００にも与えられる。The stator lower limit frequency f1T-, which is the output signal of the frequency setter 301, is determined by the switching circuit 302I, and has the same polarity when the torque current target value iτ is positive, and is inverted when it is negative. The rotor frequency f, which is proportional to this, is subtracted, and the slip frequency set value f? is output. Note that the stator lower limit frequency f1- is also given to a magnetic flux setting circuit 200 described below.

次に第３図は磁束設定回路２００のブロック図である。Next, FIG. 3 is a block diagram of the magnetic flux setting circuit 200.

磁束設定回路２００Ｉζおける１判別回路２０５は、前
記の第１の判別法−こおける関係より判別条件とし、で
、（１０）式又は（１４）式及び（１５）式が成立する
とき（区間Ｉ又はｍ）、磁束設定値として従来方式の制
御に対応するφ２Ａ＊を、それ以外（区間１１’ｌでは
新方式の制御に対応するφ２−を切換出力させるような
指命（切換信号）２０５ａを切換回路２０３と電、流／
電圧変換器１４１”に与えるものである。The 1 discrimination circuit 205 in the magnetic flux setting circuit 200Iζ uses the above-mentioned first discrimination method as a discrimination condition based on the relationship between or m), an instruction (switching signal) 205a to switch and output φ2A*, which corresponds to the conventional control, as the magnetic flux set value, and φ2-, which corresponds to the new control in section 11'l, is issued. Switching circuit 203 and current, current/
This voltage is applied to the voltage converter 141''.

すなわち割算器２４（第１図）から与えられたトルク電
流目標値ｉＴ′は係数器２０１でに１倍され、割算器２
０２Ｉこおいてすべり周波数設定回路３００の出力信号
であるすべり周波数設定値ｆｓｙＡで割算され、σ）式
の関係より区間■の制御方式憂こよる磁束設定価φ２Ｂ
　　が求まる。　他方磁束設定器２０４は区間■又は■
の制伺方式昏こ対応する所定の磁束設定値φ２７８ｃを
出力する。判別回路２０５は前記磁束設定値φ２ム、φ
２Ｂ　及び回転子周波数実際値ｆ１．固定子下限周波数
ｆＮ−を入力し前記（１０）式又は（１４）式及び（１
５）式の判別を行い切換回路２０３の切換え動作を行わ
せる。That is, the torque current target value iT' given from the divider 24 (FIG. 1) is multiplied by 1 in the coefficient multiplier 201, and
02I is divided by the slip frequency setting value fsyA, which is the output signal of the slip frequency setting circuit 300, and from the relationship of the equation σ), the magnetic flux setting value φ2B for the control method in the section ■ is determined.
is found. On the other hand, the magnetic flux setting device 204 is set to the section ■ or ■
A predetermined magnetic flux setting value φ278c corresponding to the control method is output. The discrimination circuit 205 determines the magnetic flux setting values φ2m, φ
2B and rotor frequency actual value f1. Input the stator lower limit frequency fN- and use the above equation (10) or (14) and (1
5) The equation is determined and the switching circuit 203 is caused to perform a switching operation.

第３Ａ図は磁束設定回路２００　における判別回路２０
５に代る。他の判別回路２０５０の例で、この回路は前
記第２の判別法における（２３）式の成立の有無を判別
するものである。すなわち速度調節器２２の出力信号と
してのトルク目標値Ｔ７は（第１図には図示していない
が）係数器２０５１に入力されてＫＩ／に！倍され割算
器２０５２　　＋ζ与えらｎる。他方前記磁束設定器２
０４から出力された磁束設定値φ２人は（第３図蚤こは
図示していないが）掛算器２０５３に与えられて自乗さ
れたのち割算器２０５２に与えられるので、割算器２０
５２からは（２１）式に基づくすべり周波数ｆｓＡが３
矢れる。す−べり周波数ｆＳＡは次ＩＣ加算器２０５４
”において回転子周波数ｆ、と加算され（２２）弐シζ
基づく固定子周波数ｆ１ａが求められる。固定子周波数
１１人は次奢こ絶対値演算器２０５５＋こ入力さｎてそ
の絶対値１ｆＬＡｌが出力される。比較器２０５６は前
記固定子周波数絶対値ｌ　ｆＩＡｌと固定子下限周波数
ｆＬＬ　との大きさを比較し、（２３）式の成立すると
き判別回路２０５と同様に切換信号２０５ａを前記切換
回路２０３及び電流／′ＩＪＬ圧変換器１４１に出力す
る。FIG. 3A shows the discrimination circuit 20 in the magnetic flux setting circuit 200.
In place of 5. This circuit is an example of another discrimination circuit 2050, and this circuit discriminates whether or not equation (23) holds true in the second discrimination method. That is, the torque target value T7 as the output signal of the speed regulator 22 is input to the coefficient unit 2051 (although not shown in FIG. 1) and becomes KI/! Multiplied by divider 2052 +ζ given n. On the other hand, the magnetic flux setting device 2
The magnetic flux setting value φ2 outputted from 04 is given to a multiplier 2053 (although the flea is not shown in FIG. 3), squared, and then given to a divider 2052.
52, the slip frequency fsA based on equation (21) is 3
I can do it. The slip frequency fSA is determined by the next IC adder 2054.
”, the rotor frequency f is added to (22) ζ
The stator frequency f1a based on this is determined. The stator frequency 11 is then inputted to the absolute value calculator 2055, and its absolute value 1fLA1 is output. The comparator 2056 compares the magnitude of the stator frequency absolute value l fIAl and the stator lower limit frequency fLL, and when equation (23) holds true, the switching signal 205a is sent to the switching circuit 203 and the current /' Output to the IJL pressure converter 141.

電流／電圧変換器１４１は区間１．Ｉ［ｌｌこおいては
従来の電流／電圧変換器１４と同様疹こ動作しすべり周
波数の目標値を前記のように磁束実際値φ２（又はこれ
に代る磁束設定値φ２Ａ８）とトルク電流目標値ｉ丁　
　とから演算するが、区間■トこおいては磁束設定回路
２００から与えられる切換信号２０５ａ＋こより、すべ
り周波数設定回路３００から与えられるすべり周波数設
定値ｆｓ　を前記文厭（１）の（３，２５）式右辺第２
項の代りに直接使用演算することｔこより、過渡応答の
速度を高めている。Current/voltage converter 141 operates in section 1. In this case, it operates similarly to the conventional current/voltage converter 14, and the target value of the slip frequency is set to the actual magnetic flux value φ2 (or the magnetic flux set value φ2A8 in place of this) and the torque current target as described above. value i ding
However, in the interval ①, from the switching signal 205a+given from the magnetic flux setting circuit 200, the slip frequency setting value fs given from the slip frequency setting circuit 300 is calculated as (3, 25 ) second right side of equation
By using the calculation directly instead of the term, the speed of the transient response is increased.

ただし過渡応答の速度が特番こ問題とならぬ用途ｔこは
従来の電流／を圧変換器１４を用いてもよい。However, in applications where the speed of transient response is not an issue, a conventional current/pressure transducer 14 may be used.

なおこの場合区間■において磁束実際値φ２Ｉこ代る磁
束設定値を用いるときはφ２♂を用いてすべり周波数の
演算を行うこととなる。In this case, when using the magnetic flux set value that is different from the actual magnetic flux value φ2I in the interval ■, the slip frequency is calculated using φ2♂.

尚第４図に示した実施例では磁束ベクトルのφ２検出に
公知の所謂”を圧モデルＩ（例えば、富士時報５３−９
．昭５５．Ｐ、６４０）を用いているが、磁束ベクトル
が検出できるものであわば他の方法例えば１電流モデル
１などを用いてもよい。また、磁束調節器１２を省略し
、代りに磁束設定回路２００の出力である磁束設定値φ
２より公知の次式（２４）を用い磁化電流目標値ｉｗ’
、を求める演算回路を挿入することも可能であり、これ
らは本発明の効果を変えるものではない。In the embodiment shown in FIG. 4, the so-called "well-known" pressure model I (for example, Fuji Times 53-9) is used to detect φ2 of the magnetic flux vector.
．． Showa 55. P, 640), but other methods such as one-current model 1 may be used as long as the magnetic flux vector can be detected. Also, the magnetic flux adjuster 12 is omitted, and the magnetic flux setting value φ, which is the output of the magnetic flux setting circuit 200, is used instead.
2, using the following equation (24), the magnetizing current target value iw'
It is also possible to insert an arithmetic circuit for calculating , and these do not change the effects of the present invention.

ｄ　　※ ｉ　Ｍ’＝（１＋Ｔ！　−）φ２　　　　・・・・・・
（２４）ｔ ただしＴ２は誘導電動機の２次時定数 また第４図、第５図ｔこ示した区間Ｉ〜■の判別条件と
して定格すべり周波数が比較的小さな誘導電動機では（
１０）式及び（１４）、　（１５）弐又は（２３）式の
代りに次式（２５）を用いることもできる。d * i M'=(1+T!-)φ2 ・・・・・・
(24)t However, T2 is the secondary time constant of the induction motor, and as a criterion for determining the intervals I to ■ shown in Figures 4 and 5, for an induction motor with a relatively small rated slip frequency (
The following equation (25) can also be used in place of equation (10) and equation (14), (15) (2), or (23).

Ｉｆ、ｌ中１ｆ２１Σｆ１−　　　・・・・・・（２５
）すなわち回転子周波数絶対値１ｆ、１　　が固定子下
限周波数ｆＨ，より大きくなった条件で区間１．ＩＩＩ
と、それ以外の区間１ｎと判別するものである。If, l in 1f21Σf1- ......(25
) That is, under the condition that the rotor frequency absolute value 1f, 1 is greater than the stator lower limit frequency fH, section 1. III
and other sections 1n.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上の説明から明らかなようｔここの発明によｎば、誘
導電動機のベクトル制御豪こおいて、電動機を低速で可
変速駆動しても、固定子周波数がその下限値より下がる
ことのないよう奢こしたため、電流調節ループを設ける
ことなく低速まで電動機を良好に制御することができる
。As is clear from the above description, according to the present invention, the vector control system of the induction motor is used to prevent the stator frequency from falling below its lower limit even if the motor is driven at a low and variable speed. Due to its elegance, the motor can be well controlled down to low speeds without the need for a current regulation loop.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明装置の１実施例とし、ての構成を示すブ
ロック図、第２図は第１図におけるすべり周波数設定回
路の構成例を示すブロック図、第３図は第１図における
磁束設定回路の構成例を示すブロック図、第３Ａ図は第
３図内の判別回路と異なる判別回路の構成例を示すブロ
ック図、第、４図は第１図〜第３図の動作を説明するた
めの特性図、第５図は同じ〈従来制御方式における特性
図、第６図は従来制御方式）こおける、制御装置の構成
例を示すブロック図、第７図は第６図の動作を説明する
ベクトル図、第８図は同じく誘導機の等価回路図、第９
図は従来制御方式■こおける他の制御装置の構成例を示
すブロック図である。 １・・・・・・交流／交流変換装置！ｉ　（１！力変換
装置）、２・・・・・・誘導電動機（誘導機）、３・・
・・・・速度発電機、１２・・・・・・磁束調節器、１
４１・・・・・・電流／電圧変換器、１５・・・・・・
ベクトル回転器、１６・・・・・・２相／３相変換器、
２１・・・・・・速度設定器、２２・・・・・・速度調
節器、２４・・・・・・割算器、３１．３２・・・・・
・３相／２相変換器、３３・・・・・・積分器、３４・
・・・・・ベクトルアナライザ、２００・・・・・・磁
束設定回路、２０１．２０５１・・・・・・係数器、２
０２．２０５２・・・・・・割算器、２０３・・・・・
・切換回路、２０４・・・・・・磁束設定器、２０５．
２０５０・・・・・・判別回路、３００・・・・・・す
べり周波数設定回路、３０１・・・・・・周波数設定器
、３０２・・・・・・切換回路、３０３・・・・・・減
算器、２０５３・・・・・・掛算器、２０５４・・・・
・・加算器、２０５５・・・・・・絶対値演算器、２０
５６・・・・・・比較器、２０５ａ・・・・・・切換信
号。 ｊ、Φ２ ．ｔ４ す、Φ２ 図 （１１）　　ｉＴ≧０ ｊ、ち Ｉ　　　　　　Ｎ１ｆｆ （−＆）　　　ｉ７＜。 第５因FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of one embodiment of the device of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of the slip frequency setting circuit in FIG. 1, and FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the slip frequency setting circuit in FIG. 3A is a block diagram showing an example of the configuration of a setting circuit, FIG. 3A is a block diagram showing an example of the configuration of a discrimination circuit different from the discrimination circuit in FIG. 3, and FIGS. 4 and 4 explain the operations of FIGS. Figure 5 is a block diagram showing a configuration example of the control device, and Figure 7 explains the operation of Figure 6. Figure 8 is the equivalent circuit diagram of the induction machine, Figure 9 is the vector diagram for
The figure is a block diagram showing an example of the configuration of another control device in the conventional control method (1). 1...AC/AC converter! i (1! Force conversion device), 2... Induction motor (induction machine), 3...
... Speed generator, 12 ... Magnetic flux regulator, 1
41...Current/voltage converter, 15...
Vector rotator, 16...2-phase/3-phase converter,
21... Speed setter, 22... Speed adjuster, 24... Divider, 31.32...
・3-phase/2-phase converter, 33...Integrator, 34.
...Vector analyzer, 200...Magnetic flux setting circuit, 201.2051...Coefficient unit, 2
02.2052...Divider, 203...
- Switching circuit, 204...Magnetic flux setting device, 205.
2050...Discrimination circuit, 300...Slip frequency setting circuit, 301...Frequency setter, 302...Switching circuit, 303... Subtractor, 2053... Multiplier, 2054...
... Adder, 2055 ... Absolute value calculator, 20
56...Comparator, 205a...Switching signal. j, Φ2. t4 S, Φ2 Figure (11) iT≧0 j, I N1ff (-&) i7<. 5th cause

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １）誘導電動機、該電動機の固定子に可変周波数、可変
電圧を供給する電圧形電力変換器、前記誘導電動機の回
転子に鎖交する磁束ベクトルの位相及び必要に応じてそ
の大きさ（磁束値）を検出する磁束ベクトル検出手段、
前記磁束ベクトルと　同方向の磁化軸及び該磁化軸と直
交するトルク軸の２軸に対応する固定子電圧各成分の目
標値に基づいて、固定子各相に対応する前記可変周波数
、可変電圧を供給すべき旨の指令を前記電圧形電力変換
器に与える手段、前記誘導電動機の回転速度（回転子周
波数）を検出する速度検出手段、前記磁束値に対する指
令値としての磁束設定値に基づいて固定子電流磁化軸成
分の目標値（磁化電流目標値）を出力する磁化電流目標
値出力手段、直接又は前記誘導電動機の速度調節手段等
を介して与えられるトルク目標値と前記磁束設定値又は
検出された前記磁束値とに基づいて固定子電流トルク軸
成分の目標値（トルク電流目標値）を演算出力するトル
ク電流目標値出力手段、所定の前記磁束設定値（第１の
磁束設定値）を出力する第１磁束設定手段、を備えたベ
クトル制御方式による誘導電動機の制御装置において、 第１の磁束設定値を前記磁化電流目標値出力手段に与え
て誘導電動機の制御を行うものとしたときの固定子周波
数の絶対値が所定の下限値を下回ることを判別する固定
子周波数判別手段と、固定子周波数の前記下限値と検出
された前記回転子周波数とから対応するすべり周波数の
指令値（すべり周波数設定値）を出力するすべり周波数
設定手段と前記トルク電流目標値と前記すべり周波数設
定値とに基づいて対応する前記磁束設定値としての第２
の磁束設定値を出力する第２磁束設定手段と、前記固定
子周波数判別手段の前記の判別の“有”又は“無”に応
じて第２又は第１の磁束設定値を前記磁化電流目標値出
力手段に与える磁束設定値切換手段と、誘導電動機の回
路定数及び検出された前記回転子周波数等をパラメータ
とし所定の演算を介して前記磁化電流目標値、トルク電
流目標値を前記２軸に対応する固定子電圧各成分の目標
値に変換して出力する電流／電圧変換手段と、からなる
ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 ２）特許請求の範囲第１項に記載の制御装置において、
前記電流／電圧変換手段は、前記固定子周波数判別手段
の前記の判別の“有”のときは前記すべり周波数設定値
を、同じく判別の“無”のときは第１の磁束設定値もし
くは前記検出された磁束値ならびに前記トルク電流目標
値から所定の演算を介して得られるすべり周波数の値を
、演算パラメータとして用いるものであることを特徴と
する誘導電動機の制御装置。 ３）特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の制御装置
において、前記固定子周波数判別手段は、第２の磁束設
定値が第１の磁束設定値を下回り、かつ検出された前記
回転子周波数と固定子周波数の前記の下限値とから定ま
る係数を第１の磁束設定値に乗じた値を上回る条件にお
いて、前記“有”の判別を行うものであることを特徴と
する誘導電動機の制御装置。 ４）特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の制御装置
において、前記固定子周波数判別手段は、前記トルク目
標値及び第１の磁束設定値から所定の演算を介して求め
られるすべり周波数と、検出された前記回転子周波数と
の和からなる固定子周波数の絶対値が、固定子周波数の
前記の下限値を下回る条件において、前記“有”の判別
を行うものであることを特徴とする誘導電動機の制御装
置。[Claims] 1) An induction motor, a voltage-type power converter that supplies a variable frequency and variable voltage to the stator of the motor, a phase of a magnetic flux vector interlinked to the rotor of the induction motor, and, if necessary, magnetic flux vector detection means for detecting the magnitude (magnetic flux value);
The variable frequency and variable voltage corresponding to each phase of the stator are determined based on the target values of each stator voltage component corresponding to two axes: a magnetization axis in the same direction as the magnetic flux vector and a torque axis perpendicular to the magnetization axis. means for giving a command to the voltage type power converter to indicate that the voltage should be supplied; speed detection means for detecting the rotational speed (rotor frequency) of the induction motor; fixation based on a magnetic flux setting value as a command value for the magnetic flux value; A magnetizing current target value output means for outputting a target value (magnetizing current target value) of a child current magnetization axis component, a torque target value given directly or via a speed adjustment means of the induction motor, and the magnetic flux setting value or the detected magnetic flux set value. torque current target value output means for calculating and outputting a target value (torque current target value) of a stator current torque axis component based on the magnetic flux value, and outputting a predetermined magnetic flux set value (first magnetic flux set value); A control device for an induction motor using a vector control method, which is provided with a first magnetic flux setting means, in which a first magnetic flux setting value is given to the magnetizing current target value output means to control the induction motor. a stator frequency determination means that determines whether the absolute value of the child frequency is below a predetermined lower limit; and a stator frequency determination means that determines a corresponding slip frequency command value (slip frequency a second set value as the corresponding magnetic flux set value based on the torque current target value and the slip frequency set value;
a second magnetic flux setting means for outputting a magnetic flux setting value, and a second or first magnetic flux setting value to be set to the magnetizing current target value depending on whether the stator frequency determining means determines whether the second or first magnetic flux setting value is “present” or “absent”; The magnetization current target value and the torque current target value correspond to the two axes through a predetermined calculation using a magnetic flux setting value switching means applied to the output means, a circuit constant of the induction motor, the detected rotor frequency, etc. as parameters. 1. A control device for an induction motor, comprising: current/voltage converting means for converting stator voltage components into target values and outputting the converted stator voltage components. 2) In the control device according to claim 1,
The current/voltage converting means converts the slip frequency set value when the stator frequency determining means makes the determination "Yes", and the first magnetic flux set value or the detected value when the stator frequency determining means makes the determination "No". A control device for an induction motor, characterized in that a value of a slip frequency obtained through a predetermined calculation from the magnetic flux value and the target torque current value is used as a calculation parameter. 3) In the control device according to claim 1 or 2, the stator frequency determining means is configured such that the second magnetic flux setting value is lower than the first magnetic flux setting value and the detected rotation The induction motor is characterized in that the "presence" determination is made under a condition where the first magnetic flux setting value is exceeded by a coefficient determined from the lower limit value of the child frequency and the stator frequency. Control device. 4) In the control device according to claim 1 or 2, the stator frequency determining means determines the slip frequency determined from the torque target value and the first magnetic flux setting value through a predetermined calculation. and the detected rotor frequency, and the absolute value of the stator frequency, which is the sum of the stator frequency and the detected rotor frequency, is below the lower limit value of the stator frequency, and the “presence” is determined. A control device for an induction motor.