JPS6145056B2 - - Google Patents
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- JPS6145056B2 JPS6145056B2 JP13240377A JP13240377A JPS6145056B2 JP S6145056 B2 JPS6145056 B2 JP S6145056B2 JP 13240377 A JP13240377 A JP 13240377A JP 13240377 A JP13240377 A JP 13240377A JP S6145056 B2 JPS6145056 B2 JP S6145056B2
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- F02D41/26—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents characterised by the use of digital means using computer, e.g. microprocessor
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、内燃機関用電子式燃料噴射制御装置
に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an electronic fuel injection control device for an internal combustion engine.
公知技術として例えば、特開昭49−45655号に
は、指令信号の変化率が設定値以上になつたこと
を検出して加速の際の過渡的燃料増加を行なう燃
料制御装置が開示されている。また燃料供給量の
温度補償をその温度に対応して燃料噴射率を変化
させることを開示している。 As a known technique, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 49-45655 discloses a fuel control device that detects when the rate of change of a command signal exceeds a set value and increases fuel transiently during acceleration. . Further, it is disclosed that temperature compensation of the fuel supply amount is performed by changing the fuel injection rate in accordance with the temperature.
この様な構成に於て、指令信号の変化率が設定
値以上になると、付加的パルスが全ての噴射器に
供給され過度の燃料が供給される。しかし、この
場合はある程度は有効な手段ではあるが、必要な
加速を行なう際の噴射器への燃料供給方法として
は不十分なものであつた。 In such a configuration, when the rate of change of the command signal exceeds a set value, additional pulses are delivered to all injectors to provide excess fuel. However, although this method is effective to some extent, it is insufficient as a method of supplying fuel to the injector to achieve the necessary acceleration.
本発明は上記欠点に鑑みなされたものであり、
過渡的に供給する燃料量が指令信号の変化率に比
例するように構成し、変化率が非常に大きい時更
に多い燃料量を供給し、一方変化率が非常に小さ
い時少ない燃料量を供給する様にしてある。この
様に構成する場合、更に好適な加速の際の制御を
行なうことができるが、別途クランプ回路を必要
とし、この回路により加速の際に供給される燃料
量が極端に過度にならないように、又減速の際の
減少される燃料量がエンジンを停止させることが
ないようにすることが必要となる。 The present invention has been made in view of the above drawbacks,
The amount of fuel to be transiently supplied is configured to be proportional to the rate of change of the command signal, and when the rate of change is very large, a larger amount of fuel is supplied, while when the rate of change is very small, a smaller amount of fuel is supplied. It is arranged like this. When configured in this way, more suitable control during acceleration can be performed, but a separate clamp circuit is required, and this circuit is used to prevent the amount of fuel supplied during acceleration from becoming extremely excessive. It is also necessary to ensure that the reduced amount of fuel during deceleration does not cause the engine to stop.
従つて本発明に係わるクランプ回路は、その変
化範囲をクランプ値範囲内に維持するように構成
した。 Therefore, the clamp circuit according to the present invention is configured to maintain the variation range within the clamp value range.
第１図は、本発明に依り構成された電子式燃料
噴射制御装置のブロツク図である。本発明に用い
た主燃料制御装置１０は、デジタル計数技術を利
用して、吸気量、エンジン速度、吸気マニホール
ド圧力、吸気スロツトル位置の如きエンジン作動
パラメータの１又は２以上に応じてデジタル燃料
要求信号を発生する公知の型のもので、これらの
パラメータは変換器により計測され、デジタル燃
料要求信号は、制御装置１０に内蔵された読取専
用メモリにより発生される。制御装置１０は、変
換器から送られ、メモリをアドレスするデジタル
信号の値に応じて複数ビツトのデジタル信号を出
力する。この複数ビツトのデジタル信号は、前も
つて設定可能なカウンタに送られ零にクロツクさ
れても良いし、デジタル比較器の一方の入力に送
られ、零からクロツクされたカウンタの出力を比
較器の他の入力に送る様にしても良い。いずれの
場合にも、デジタル信号は、パルス周期に正比例
し、クロツク周波数に反比例する信号に変形され
る。 FIG. 1 is a block diagram of an electronic fuel injection control system constructed in accordance with the present invention. The main fuel control system 10 used in the present invention utilizes digital counting techniques to generate digital fuel demand signals in response to one or more engine operating parameters, such as intake air volume, engine speed, intake manifold pressure, and intake throttle position. These parameters are measured by a transducer and a digital fuel demand signal is generated by a read-only memory contained in the controller 10. The control device 10 outputs a multi-bit digital signal depending on the value of the digital signal sent from the converter and addressing the memory. This multi-bit digital signal may be sent to a preconfigurable counter and clocked to zero, or it may be sent to one input of a digital comparator and the output of the counter clocked from zero to the output of the comparator. It may also be sent to other inputs. In either case, the digital signal is transformed into a signal that is directly proportional to the pulse period and inversely proportional to the clock frequency.
第１図には、更に、クロツク・パルスを発生す
るクロツク・パルス発生装置１２、及び、主燃料
制御装置１０からパルス周期に変換された信号を
受ける燃料噴射制御装置１３が図示されている。 Also shown in FIG. 1 is a clock pulse generator 12 for generating clock pulses, and a fuel injection controller 13 which receives signals converted into pulse periods from the main fuel controller 10.
燃料噴射装置１３には２個の出力端子があり、
これらの端子には、主燃料制御装置１０からのパ
ルス周期に変換された信号が交互に現れる。燃料
噴射装置１３の出力段は各々１個のコレクタ開放
パワー・トランジスタ（図面省略）を有してい
る。これらの出力段は、燃料噴射バルブ列を形成
する２つのソレノイド１６にそれぞれ接続されて
いる。 The fuel injection device 13 has two output terminals,
A signal converted into a pulse period from the main fuel control device 10 appears alternately at these terminals. The output stages of the fuel injection devices 13 each have one open collector power transistor (not shown). These output stages are each connected to two solenoids 16 forming a fuel injection valve bank.
第１図には、更に、エンジン冷却水温度及び加
速ペダル１７の移動速度に応じてクロツク周波数
を変化させるための多くの装置が示されている。
ペダル１７はポテンシヨンメータ１８のスライダ
に接続され、このスライダはバツフア入力段１９
及び微分回路２０の一部であるコンデンサC2を
介しオペ・アンプを用いた微分回路２０に接続さ
れている。この微分回路２０は、加速時に作動す
る加速クランプ帰還回路２１と減速時に作動する
減速クランプ帰還回路２２とを有している。水温
検出回路２３は水温がある一定範囲内にあること
を検出する回路であり感度スイツチ２４を制御す
る。この水温検出回路２３は差動回路２０とクロ
ツク１２間に設けられた感度スイツチ２４を制御
すると共に、差動回路２０の入力にあるタイム・
ロー回路２０を制御する。温度変換回路２５の出
力は水温検出回路２３に供給されると共に、クロ
ツク１２にも供給されている。 FIG. 1 also shows a number of devices for varying the clock frequency as a function of engine coolant temperature and speed of accelerator pedal 17 travel.
The pedal 17 is connected to a slider of a potentiometer 18, which is connected to a buffer input stage 19.
and is connected to a differentiating circuit 20 using an operational amplifier via a capacitor C 2 which is a part of the differentiating circuit 20. This differentiation circuit 20 has an acceleration clamp feedback circuit 21 that operates during acceleration and a deceleration clamp feedback circuit 22 that operates during deceleration. The water temperature detection circuit 23 is a circuit that detects that the water temperature is within a certain range, and controls the sensitivity switch 24. This water temperature detection circuit 23 controls a sensitivity switch 24 provided between the differential circuit 20 and the clock 12, and also controls the time sensitivity switch 24 provided between the differential circuit 20 and the clock 12.
Controls the low circuit 20. The output of the temperature conversion circuit 25 is supplied to the water temperature detection circuit 23 and also to the clock 12.
更に、本装置は、特別パルス回路２６を有して
いる。この特別パルス回路２６は、加速クランプ
回路２１によりトリガされるが、減速クランプ回
路２２からの入力により要求された減速後一定時
間は作動しない。この回路２６は、コレクタ開放
出力段を有し、それは並列接続のダイオード２７
及び２８を介してソレノイドに接続されている。
これによつては後で詳細に述べる。 Furthermore, the device has a special pulse circuit 26. This special pulse circuit 26 is triggered by the acceleration clamp circuit 21, but does not operate for a certain period of time after deceleration requested by the input from the deceleration clamp circuit 22. This circuit 26 has an open collector output stage, which is connected in parallel with a diode 27
and 28 to the solenoid.
This will be discussed in detail later.
第２図で、ポテンシヨメータ１８は、その一端
がアース線３１に、他端がダイオードD1を介し
て定電圧供給線３０に接続されている。ポテンシ
ヨメータ１８のスライダは、抵抗器R1とコンデ
ンサC1との直列回路によりアース線３１に接続
されている。抵抗器R1とコンデンサC1との接続
点には、ポテンシヨメータ１８のスライダの位置
に応じた直流信号が現われるが、この接続点は端
子Ｅ（第４図参照）のPNP型トランジスタQ1の
ベース電極に接続されている。トランジスタQ1
のコレクタ電極はアース線３１に接続され、その
エミツタ電極は低抗器R2介して供給線３０に接
続されており、トランジスタQ1はエミツタ・ホ
ロア・バツフアとして作動する。 In FIG. 2, the potentiometer 18 has one end connected to a ground wire 31 and the other end connected to a constant voltage supply line 30 via a diode D1 . The slider of potentiometer 18 is connected to ground wire 31 by a series circuit of resistor R 1 and capacitor C 1 . A DC signal corresponding to the position of the slider of the potentiometer 18 appears at the connection point between the resistor R 1 and the capacitor C 1 , and this connection point is connected to the PNP transistor Q 1 at the terminal E (see Figure 4). connected to the base electrode of. Transistor Q 1
Its collector electrode is connected to the ground line 31, its emitter electrode is connected to the supply line 30 via the resistor R2 , and the transistor Q1 operates as an emitter follower buffer.
トランジスタQ1のエミツタは、タイム・ロー
切換回路２９を介して、微分回路２０の入力部で
あるコンデンサC2に接続されている。タイム・
ロー切換回路２９は、抵抗器R3とR4とを有し、
これらはトランジスタQ1のエミツタとコンデン
サC2との間に直列接続されている。抵抗器R3は
抵抗器R4より高い抵抗値を有し、NPN型トラン
ジスタQ2のコレクタに接続されている。トラン
ジスタQ2のベースは、抵抗器R5を介して端子Ｄ
（第３図参照）に接続されている。ダイオードD2
の陽極は抵抗器R4とコンデンサC2との接続点に
接続され、その陰極はトランジスタQ1のエミツ
タに接続されている。 The emitter of transistor Q 1 is connected to capacitor C 2 , which is the input of a differentiating circuit 20 , via a time-low switching circuit 29 . time·
The low switching circuit 29 has resistors R3 and R4 ,
These are connected in series between the emitter of transistor Q 1 and capacitor C 2 . Resistor R 3 has a higher resistance value than resistor R 4 and is connected to the collector of NPN transistor Q 2 . The base of transistor Q 2 is connected to terminal D through resistor R 5
(See Figure 3). Diode D 2
The anode of is connected to the junction of resistor R 4 and capacitor C 2 , and its cathode is connected to the emitter of transistor Q 1 .
コンデンサC2の他端は、抵抗器R6を介してオ
ペ・アンプA1の反転入力端子に接続されてお
り、その非反転入力端子は、線３０及び３１の間
に直列接続された抵抗器R7とR8との接続点に接
続されている。アンプA1の帰還は、抵抗器R9と
コンデンサC3の並列回路により行なわれる。ア
ンプの主微分作用は、低周波信号に対するアンプ
の伝達関数を決定するコンデンサC3と抵抗器R9
により行なわれる。抵抗器R6及びコンデンサC3
は高周波信号に対し積分器として作用し、微分器
としての作用を打消すので、高周波信号に対する
伝達関数は、微分でなく積分である。これによつ
て、高周波ノイズ及び微分回路の干渉を除去又は
少なくとも減少することが出来る。 The other end of capacitor C 2 is connected via a resistor R 6 to the inverting input terminal of operational amplifier A 1 , whose non-inverting input terminal is connected to a resistor connected in series between lines 30 and 31. Connected to the connection point between R7 and R8 . The feedback of amplifier A 1 is performed by a parallel circuit of resistor R 9 and capacitor C 3 . The principal differential action of the amplifier is capacitor C 3 and resistor R 9 which determine the amplifier's transfer function for low frequency signals.
This is done by Resistor R 6 and capacitor C 3
acts as an integrator for high-frequency signals and cancels the action as a differentiator, so the transfer function for high-frequency signals is not differential but integral. Thereby, high frequency noise and interference of the differentiating circuit can be eliminated or at least reduced.
加速クランプ回路２１と減速クランプ回路２２
は、線３０と３１との間に接続された抵抗器
R10，R11、及びR12のバイアス直列回路を共用す
る。抵抗器R11とR12の接続点は、ダイオードD3
のカソードに接続され、そのアソードはNPN型
トランジスタQ3のベースに接続されている。ト
ランジスタQ3のコレクタはコンデンサC2の前記
他端に接続され、そのエミツタは抵抗器R13を介
してPNP型トランジスタQ4のエミツタに接続さ
れている。トランジスタQ4のコレクタは抵抗器
R14を介して線３１に接続され、そのベースは抵
抗器R15を介して線３１に接続されると共にダイ
オードD4のカソードに接続されている。ダイオ
ードD4のアノードは、アンプA1の出力端子に接
続されている。 Acceleration clamp circuit 21 and deceleration clamp circuit 22
is the resistor connected between wires 30 and 31
The bias series circuit of R 10 , R 11 , and R 12 is shared. The connection point of resistors R 11 and R 12 is the diode D 3
Its anode is connected to the base of NPN transistor Q3 . The collector of the transistor Q3 is connected to the other end of the capacitor C2 , and its emitter is connected to the emitter of the PNP transistor Q4 via a resistor R13 . The collector of transistor Q 4 is a resistor
It is connected to line 31 via R 14 , the base of which is connected to line 31 via resistor R 15 and to the cathode of diode D 4 . The anode of diode D 4 is connected to the output terminal of amplifier A 1 .
抵抗器R10とR11に接続点は、ダイオードD5及
びD6の直列回路を介してPNP型トランジスタQ5
のベースに接続されている。トランジスタQ5の
コレクタはコンデンサC2の前記他端に接続さ
れ、そのエミツタは抵孔器R16を介してNPN型ト
ランジスタQ6のエミツタに接続されている。ト
ランジスタQ6のコレクタは、抵抗器R17を介して
線３０に接続され、そのベースはアンプA1の出
力端子に直接接続されている。 The connection point to the resistors R 10 and R 11 is connected to the PNP transistor Q 5 through a series circuit of diodes D 5 and D 6
connected to the base of. The collector of the transistor Q5 is connected to the other end of the capacitor C2 , and its emitter is connected to the emitter of the NPN transistor Q6 via a resistor R16 . The collector of the transistor Q 6 is connected to the line 30 through a resistor R 17 , and its base is connected directly to the output terminal of the amplifier A 1 .
トランジスタQ3及びQ5のベースは、抵抗器R18
を介して相互に接続されている。 The bases of transistors Q 3 and Q 5 are connected to resistors R 18
are interconnected through.
安定状態、すなわち加速ペダルがある一定位置
を保たれているアンプA1の出力端子には、抵抗
器R7及びR8により設定された電圧が現れれ、こ
れにより、トランジスタQ4のベース電位はトラ
ンジスタQ3のベース電位より高くなるので、い
ずれのトランジスタもオフとなり、同様に、トラ
ンジスタQ5及びQ6もオフとなる。 At the output terminal of the amplifier A 1 in a stable state, that is, when the accelerator pedal is kept in a certain position, the voltage set by the resistors R 7 and R 8 appears, so that the base potential of the transistor Q 4 is Since the potential is higher than the base potential of Q 3 , both transistors are turned off, and similarly, transistors Q 5 and Q 6 are also turned off.
加速中、アンプA1の出力は、ポテンシヨメー
タ１８のスライダによる電圧増加率によつて決ま
る値に下がる。この出力電圧が抵抗器R11及びR12
の接続点に電位以下に下がると、トランジスタ
Q3及びQ4は両方ともオンになり、コンデンサC2
から十分な量の電流が供給され、アンプA1の出
力は一定に保持される。入力電圧の増加が止む
と、コンデンサC2は、抵抗器R4及びトランジス
タQ2（これがオン状態であると仮定すれば）を
介して充電されるので、アンプA1の出力は、こ
の充電により決る速度で、元の電圧に戻る。この
場合、トランジスタQ2がオフ状態であれば、抵
抗器R3がコンデンサC2の充電路となり、クラン
プの開放が遅れ、充電の期間が長くなる。 During acceleration, the output of amplifier A 1 falls to a value determined by the rate of voltage increase by the slider of potentiometer 18 . This output voltage is connected to resistors R11 and R12
When the voltage drops below the potential at the connection point, the transistor
Q 3 and Q 4 are both turned on and capacitor C 2
A sufficient amount of current is supplied from A1 to keep the output of amplifier A1 constant. When the input voltage stops increasing, capacitor C 2 is charged via resistor R 4 and transistor Q 2 (assuming it is on), so the output of amplifier A 1 is due to this charging. Returns to the original voltage at a determined speed. In this case, if transistor Q 2 is in the off state, resistor R 3 becomes a charging path for capacitor C 2 , which delays the opening of the clamp and lengthens the charging period.
減速中には、アンプA1の出力は増加し、トラ
ンジスタQ5及びQ6はオンになりクランプ作用を
行なう。トランジスタQ1のベース電位降下が止
むと、コンデンサC2は、トランジスタQ2がオン
であるか否かにかかわらず、ダイオードD2を介
して急速に放電する。 During deceleration, the output of amplifier A1 increases and transistors Q5 and Q6 are turned on and perform a clamping action. When the base potential of transistor Q 1 stops dropping, capacitor C 2 quickly discharges through diode D 2 , regardless of whether transistor Q 2 is on or not.
ダイオードD3及びD4はトランジスタQ3及びQ4
のベース・エミツタ間電圧を補償して、温度度ド
リフ効果を防止するためのものである。同様に、
トランジスタQ5及びQ6のベース・エミツタ間電
圧は、ダイオードD5及びD6により補償される。 Diodes D 3 and D 4 are transistors Q 3 and Q 4
This is to compensate for the base-emitter voltage of the sensor and prevent temperature drift effects. Similarly,
The base-emitter voltages of transistors Q5 and Q6 are compensated by diodes D5 and D6 .
アンプA1の出力端子は抵抗器R19及びR20の通
列回路を介して線３０に接続され、又、抵抗器
R21を介して出力端子Ａに接続されている。PNP
型トランジスタQ7のエミツタは抵抗器R19とR20
の接続点に接続され、そのコレクタは端子Ａに接
続され、そのコレクタは端子Ａに接続され、その
ベースは抵抗器R23を介して端子Ｄに接続されて
いる。トランジスタQ7は第１図の感度スイツチ
２４を構成する。後で詳細に説明するが、端子Ａ
は、アンプA1に端子Ａから抵抗器R21を介して電
流が流入する様に或る一定の電位に保持される。
トランジスタQ7がオンの時には、信号出力が安
定状態にあれば、端子Ａから抵孔器R19及びR20に
電流が流れない様に抵抗器R19及びR20は構成され
ているが、回路の全利得は増加する。すなわち、
端子ＡからアンプA1に流れる電流は、加速ペダ
ルのポテンシヨメータ１８からの入力信号の或る
増加率に応じて増加する。 The output terminal of amplifier A 1 is connected to line 30 through a series circuit of resistors R 19 and R 20 , and
It is connected to output terminal A via R21 . PNP
The emitters of type transistor Q 7 are connected to resistors R 19 and R 20
, its collector is connected to terminal A, its collector is connected to terminal A, and its base is connected to terminal D via a resistor R 23 . Transistor Q7 constitutes sensitivity switch 24 of FIG. As will be explained in detail later, terminal A
is held at a certain potential so that a current flows into the amplifier A1 from the terminal A through the resistor R21 .
When transistor Q 7 is on, resistors R 19 and R 20 are configured so that no current flows from terminal A to resistors R 19 and R 20 if the signal output is in a stable state, but the circuit The total gain of increases. That is,
The current flowing from terminal A to amplifier A1 increases in response to a certain rate of increase of the input signal from potentiometer 18 of the accelerator pedal.
更に、第２図には、特別パルス回路２６が図示
されている。この回路は、トランジスタQ8によ
り構成され、トランジスタQ8により構成され、
トランジスタQ8のエミツタは線３１に接続さ
れ、そのコレクタは抵抗器R24とR25の直列回路を
介して線３０に接続されている。トランジスタ
Q8のコレクタは、コンデンサC4を介して比較器
A2の反転入力端子に接続され、コンデンサC4と
抵抗器R28との間にはダイオードD7が接続されて
いる。比較器A2の非反転入力端子は抵抗器R29を
介して、抵抗器R26及びR27の接続点に接続されて
いると共に、抵抗器R30を介して端子C′（第３図
参照）に接続されている。比較器A2の出力端子
は抵抗器R31を介して線３０に接続されていると
共に、抵抗器R32及びR33の直列回路を介して線３
１に接続されている。抵抗器R32及びR33の接続点
はトランジスタQ9のベースに接続されている。
トランジスタQ9のエミツタはアース線３１に接
続され、そのコレクタはダイオード２７及び２８
のカソードに接続されている。 Additionally, a special pulse circuit 26 is illustrated in FIG. This circuit is composed of transistor Q8 , composed of transistor Q8 ,
The emitter of transistor Q8 is connected to line 31, and its collector is connected to line 30 through a series circuit of resistors R24 and R25 . transistor
The collector of Q 8 connects to the comparator through capacitor C 4
A diode D 7 is connected to the inverting input terminal of A 2 and between the capacitor C 4 and the resistor R 28 . The non-inverting input terminal of comparator A 2 is connected via resistor R 29 to the connection point of resistors R 26 and R 27 , and via resistor R 30 to terminal C' (see Figure 3). )It is connected to the. The output terminal of comparator A 2 is connected to line 30 via resistor R 31 and to line 3 via a series circuit of resistors R 32 and R 33 .
Connected to 1. The connection point of resistors R 32 and R 33 is connected to the base of transistor Q 9 .
The emitter of transistor Q 9 is connected to ground wire 31, and its collector is connected to diodes 27 and 28.
connected to the cathode of
加速クランプ・レベルに達し、トランジスタ
Q4がオンになると、抵抗器R14の電流は、トラン
ジスタQ8がオンになるまで流れ続ける。これに
より、抵抗器R24とコンデンサC4の接続点の電位
は下る。しかしながら、初期の内は、コンデンサ
C4には抵抗器R28を介して電流が流れるので、コ
ンデンサC4が一定のレベルに充電されるまで
は、比較器A2の出力は増加する。トランジスタ
Q9はこのパルス期間中オンとなり、全ての噴射
装置から同時に燃料噴射を行なわせしめる。トラ
ンジスタQ4及びQ8が再びオフになると、コンデ
ンサC4はダイオードD7を介して急速に放電し、
比較器A2の反転入力端子の電圧変化を制限す
る。 The acceleration clamp level is reached and the transistor
When Q 4 turns on, the current in resistor R 14 continues to flow until transistor Q 8 turns on. This causes the potential at the connection point between resistor R 24 and capacitor C 4 to drop. However, in the early stages, capacitors
Since current flows through C 4 through resistor R 28 , the output of comparator A 2 increases until capacitor C 4 is charged to a certain level. transistor
Q 9 is on during this pulse, causing all injectors to inject fuel simultaneously. When transistors Q 4 and Q 8 are turned off again, capacitor C 4 quickly discharges through diode D 7 ,
Limits the voltage change at the inverting input terminal of comparator A2 .
上記特別パルス回路をミユートするために設け
られたのがNPN型トランジスタQ10で、そのエミ
ツタは線３１に接続され、そのコレクタは比較器
A2の非反転入力端子に接続されている。トラン
ジスタQ10のベースは、線３１とPNP型トランジ
スタQ11のコレクタとの間に直列接続された抵抗
器R34とR35の接続点に接続されている。トランジ
スタQ11のベースは、トランジスタQ6のコレクタ
に接続され、そのエミツタは線３０に接続されて
いる。トランジスタQ11のベース・コレクタ間に
はコンデンサC5が接続されている。 Provided to mute the above special pulse circuit is an NPN type transistor Q10 , the emitter of which is connected to line 31, and the collector of which is connected to the comparator.
Connected to the non-inverting input terminal of A2 . The base of the transistor Q 10 is connected to the junction of resistors R 34 and R 35 connected in series between the line 31 and the collector of the PNP transistor Q 11 . The base of transistor Q 11 is connected to the collector of transistor Q 6 and its emitter is connected to line 30. A capacitor C5 is connected between the base and collector of the transistor Q11 .
減速クランプ・レベルに達し、トランジスタ
Q6がオンになると、トランジスタQ11は、抵抗器
R17により決定される予定の高レベルで、オンに
なり、それにより、トランジスタQ10がオンにな
り比較器A2の非反転入力端子を接地する。トラ
ンジスタQ11は、トランジスタQ6がオフになつた
直後にはオフにならない。というのは、コンデン
サC5が一定の時間、トランジスタQ11にベース電
流を供給し、それにより、クランプ・レベル減速
後一定の間、特別パルス回路の動作を止めるから
である。このミユート装置は、無負荷状態でエン
ジンの加速を繰返したり、ギアを切換えたりする
間の様に、ペダルがもとの位置に帰還する前に急
速にペダルを動かした時に作動する。 The deceleration clamp level is reached and the transistor
When Q 6 is turned on, transistor Q 11 is connected to the resistor
At a high level determined by R17 , it turns on, thereby turning on transistor Q10 and grounding the non-inverting input terminal of comparator A2 . Transistor Q11 does not turn off immediately after transistor Q6 turns off. This is because capacitor C 5 supplies base current to transistor Q 11 for a certain period of time, thereby stopping the operation of the special pulse circuit for a certain period of time after the clamp level has decelerated. The miute device is activated when the pedal is moved rapidly before it returns to its original position, such as during repeated acceleration of the engine or changing gears under no-load conditions.
第３図の温度依存回路は、エンジン冷却水の温
度を感知するサーミスタR40を有している。この
サーミスタR40はPNPトランジスタQ12のベースと
線３１との間で抵抗器R41に並列接続されてい
る。抵抗器R42は、トランジスタQ12のベースと線
３０との間に接続されている。トランジスタQ12
のコレクタは、線３１に接続され、そのエミツタ
は抵抗器４３を介して線３０に接続されていると
共に、端子Ｃ及びダイオードD8のアノードに接
続されている。ダイオードD8のカソードは、抵
抗器R85を介して線３１に接続されていると共
に、端子C′に接続されている。ダイオードD8の
カソードは、抵抗器R44を介して電圧比較器A3の
反転入力端子に接続され、この反転入力端子は抵
抗器R45を介して他の電圧比較器A4の反転入力端
子に接続されている。これらの比較器A3及びA4
の非反転入力端子は、線３０及び３１の間に接続
された抵抗器R46，R47及びR48の直列回路の接続
点にそれぞれ接続されているので、比較器A3の
非反転入力端子の電圧は比較器A4の非反転入力
端子の電圧よりも高い。 The temperature dependent circuit of FIG. 3 includes a thermistor R 40 that senses the temperature of the engine coolant. This thermistor R 40 is connected in parallel with a resistor R 41 between the base of the PNP transistor Q 12 and the line 31. A resistor R 42 is connected between the base of transistor Q 12 and line 30. Transistor Q 12
Its collector is connected to line 31, and its emitter is connected to line 30 via a resistor 43, as well as to terminal C and the anode of diode D8 . The cathode of diode D 8 is connected to line 31 via resistor R 85 and to terminal C'. The cathode of the diode D 8 is connected via a resistor R 44 to the inverting input terminal of the voltage comparator A 3 , and this inverting input terminal is connected via a resistor R 45 to the inverting input terminal of the other voltage comparator A 4 It is connected to the. These comparators A 3 and A 4
The non-inverting input terminal of comparator A 3 is connected to the connection point of the series circuit of resistors R 46 , R 47 and R 48 connected between lines 30 and 31, respectively. is higher than the voltage at the non-inverting input terminal of comparator A4 .
正帰還抵抗器R49及びR50が比較器A3及びA4の
出力端子と非反転入力端子との間にそれぞれ接続
され、比較器の擬似トリガを防止する様に少量の
ヒステリシスが与えられている。比較器A3の出
力端子は比較器A4の反転入力端子に接続され、
負荷抵抗器R51が線３０と比較器A4の出力端子と
の間に接続されている。比較器A4の出力端子は
更に端子Ｄに接続されている。 Positive feedback resistors R 49 and R 50 are connected between the output terminals and the non-inverting input terminals of comparators A 3 and A 4 , respectively, providing a small amount of hysteresis to prevent spurious triggering of the comparators. There is. The output terminal of comparator A 3 is connected to the inverting input terminal of comparator A 4 ,
A load resistor R51 is connected between line 30 and the output terminal of comparator A4 . The output terminal of comparator A4 is further connected to terminal D.
端子Ｃの電圧は、システムの通常作動範囲を越
えると、実質的に直接的に下る。低温（例えば15
℃以下）では、比較器A3の出力は低く、故に、
比較器A4の出力は高い。温度が上昇して、端子
Ｃの電圧が下がると、比較器A3は切換り、比較
器A4の出力が下る。温度が上昇し続けると、比
較器A4は（約60℃で）切換りその出力は再び高
くなる。 The voltage at terminal C drops substantially directly above the normal operating range of the system. Low temperature (e.g. 15
below ℃), the output of comparator A 3 is low, therefore,
The output of comparator A 4 is high. As the temperature increases and the voltage at terminal C decreases, comparator A3 switches and the output of comparator A4 decreases. As the temperature continues to rise, comparator A4 switches (at about 60°C) and its output goes high again.
第４図に示す様に、クロツク・パルス発生器は
PNP型トランジスタQ13を有している。トランジ
スタQ13のベースは一定の電圧（約3.3ボルト）に
保持され、そのコレクタはコンデンサC6を介し
て線３１に接続されている。トランジスタQ13の
エミツタは抵抗器R52を介して線３０に接続され
ていると共に、端子Ａに接続されている。第３図
の端子Ｃも、クロツク回路へ入力を与え、抵抗器
R52の電流の割合を変化させる。この電流はトラ
ンジスタQ13のエミツタに流入する。端子Ｃは
NPNトランジスタQ17及びQ18のベースに接続さ
れている。トランジスタQ17及びQ18のコレクタ
は、トランジスタQ13のエミツタに接続されてい
る。トランジスタQ17のエミツタは線３０と３１
との間に直列接続された抵抗器R86とR87との接続
点に接続されている。同様に、トランジスタQ15
のエミツタは線３０と線３１との間に直列接続さ
れた抵抗器R88とR89との接続点に接続されてい
る。抵抗器R86からR89は、端子Ｃの異なる電圧レ
ベルで、トランジスタQ17及びQ18がオフになる
様に選ばれる。従つて、トランジスタQ17及び
Q18に流入する電流は、トランジスタQ17がオフ
になるまでの初期には比較的大きな割合で、又ト
ランジスタ１８がオフになるまでの間では小さな
割合で、温度が上昇するにしたがつて減少する。
温度が高いときには、抵抗器R52を流れる電流は
温度に影響されない。トランジスタQ13のコレク
タは、比較器A5の非反転入力端子に接続されて
いる。比転器A5は、その出力端子と線３０との
間に接続された抵抗器R54を有している。比較器
A5の反転入力端子は抵抗器R57を介して、線３０
及び線３１の間に直列接続された抵抗器R55とR56
と接続点に接続されている。比較器A5の出力端
子はNPN型トランジスタQ14のベースに接続され
ている。トランジスタQ14のエミツタは抵抗器R56
を介して線３１に接続され、そのコレクタは、比
較器A5の反転入力端子に接続されている。トラ
ンジスタQ14のエミツタに接続されているのは、
第２のNPNトランジスタQ15のベースである。ト
ランジスタQ15のエミツタはアース線３１に接続
され、そのコレクタは比較器A5の非反転入力端
子に接続されている。 As shown in Figure 4, the clock pulse generator is
It has a PNP type transistor Q13 . The base of transistor Q 13 is held at a constant voltage (approximately 3.3 volts), and its collector is connected to line 31 via capacitor C 6 . The emitter of transistor Q 13 is connected to line 30 through resistor R 52 and to terminal A. Terminal C in Figure 3 also provides input to the clock circuit and is connected to a resistor.
Vary the rate of current in R 52 . This current flows into the emitter of transistor Q13 . Terminal C is
Connected to the bases of NPN transistors Q17 and Q18 . The collectors of transistors Q17 and Q18 are connected to the emitter of transistor Q13 . The emitters of transistor Q 17 are connected to lines 30 and 31
It is connected to the connection point between resistors R 86 and R 87 connected in series between. Similarly, transistor Q 15
The emitter of is connected to the junction of resistors R 88 and R 89 connected in series between lines 30 and 31. Resistors R 86 to R 89 are chosen such that at different voltage levels at terminal C, transistors Q 17 and Q 18 are turned off. Therefore, transistor Q 17 and
The current flowing into Q 18 is initially at a relatively large rate until transistor Q 17 turns off, and at a small rate until transistor 18 turns off, and decreases as the temperature rises. do.
When the temperature is high, the current flowing through resistor R52 is temperature independent. The collector of transistor Q 13 is connected to the non-inverting input terminal of comparator A 5 . Ratio converter A 5 has a resistor R 54 connected between its output terminal and line 30. comparator
The inverting input terminal of A 5 is connected via resistor R 57 to line 30
and resistors R 55 and R 56 connected in series between wire 31
and connected to the connection point. The output terminal of comparator A 5 is connected to the base of NPN type transistor Q 14 . The emitter of transistor Q 14 is connected to resistor R 56
to line 31, the collector of which is connected to the inverting input terminal of comparator A5 . Connected to the emitter of transistor Q14 is
It is the base of the second NPN transistor Q15 . The emitter of transistor Q15 is connected to the ground line 31, and its collector is connected to the non-inverting input terminal of comparator A5 .
トランジスタQ13のベースには一定のバイアス
がかかつているので、そのエミツタは一定電圧
（約４ボルト）に保持され、抵抗器R52を流れる電
流は一定である。この電流は極めて小量がトラン
ジスタQ13のベース・エミツタ接合部を流れ、第
１図の回路及び温度に応じて、端子Ａ及びトラン
ジスタQ17及びQ18のそれぞれにより変動量が減
少する。残りの電流は、コンデンサC6に流れ、
トランジスタQ15がオフであれば、コンデンサC6
を直線的に充電する。このことは、比較器A5の
出力が低ければ常に起こり、比較器の非反転入力
端子の電圧は、その電圧が反転入力端子に設定さ
れた電圧を越えるまで、直線的に増加する。比較
器A5の出力は今や高くなり、トランジスタQ14及
びQ15の両方をオンにする。トランジスタQ14に
は抵抗器R55及びR57を介して電流が流れ、反転入
力端子の電圧を下げ、それにより、切換速度を増
加させ、トランジスタQ15は急速にコンデンサC6
を放電するようになる。次に、比較器A5は元の
状態に切換り、サイクルが再開する。抵抗器R55
とR56の接続点の電圧は一定であるので、クロツ
ク回路の周波数はコンデンサの充電電流に比例す
る。 Since the base of transistor Q 13 has a constant bias, its emitter is held at a constant voltage (approximately 4 volts) and the current through resistor R 52 is constant. A very small amount of this current flows through the base-emitter junction of transistor Q 13 and varies by terminal A and transistors Q 17 and Q 18 , respectively, depending on the circuit of FIG. 1 and temperature. The remaining current flows through capacitor C6 ,
If transistor Q 15 is off, then capacitor C 6
is charged linearly. This happens whenever the output of comparator A 5 is low, and the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator increases linearly until it exceeds the voltage set at the inverting input terminal. The output of comparator A5 now goes high, turning on both transistors Q14 and Q15 . Transistor Q 14 conducts current through resistors R 55 and R 57 , lowering the voltage at the inverting input terminal, thereby increasing the switching speed, and transistor Q 15 quickly connects capacitor C 6
begins to discharge. Comparator A5 then switches back to its original state and the cycle restarts. Resistor R 55
Since the voltage at the junction of R56 and R56 is constant, the frequency of the clock circuit is proportional to the charging current of the capacitor.
しかしながら、第４図の左側に示す部微の効果
のため、抵抗器R55とR56の接続点の電圧は一定に
はならない。これらの部品の内には、電圧比較器
A6がある。この比較器A6の非反転入力端子は抵
抗器R60を介して端子Ｅ（第２図）に接続され、
その反転入力端子は線３１とダイオードD9のカ
ソードとの間に直列接続された抵抗器R61及びR62
の接続点に接続されている。ダイオードD9のア
ノードは、線３０に接続されている。比較器A6
は、その出力端子とその非反転入力端子との間に
接続された抵抗器R63により正帰還がかけられ、
又、抵抗器R64を介してその非反転入力端子が線
３１に接続されている。比較器の出力端子は抵抗
器R65を介して線３０に接続され、その出力端子
は抵抗器R66を介し抵抗器R55とR56との接続点に
接続されている。 However, due to the effects shown on the left side of FIG. 4, the voltage at the junction of resistors R 55 and R 56 will not be constant. Among these parts is a voltage comparator
There are A6 . The non-inverting input terminal of this comparator A 6 is connected to terminal E (FIG. 2) via a resistor R 60 ;
Its inverting input terminal connects resistors R 61 and R 62 in series between line 31 and the cathode of diode D 9 .
connected to the connection point. The anode of diode D 9 is connected to line 30. Comparator A 6
is given positive feedback by a resistor R 63 connected between its output terminal and its non-inverting input terminal,
Also, its non-inverting input terminal is connected to line 31 via resistor R64 . The output terminal of the comparator is connected to line 30 through a resistor R 65 , and its output terminal is connected through a resistor R 66 to the junction of resistors R 55 and R 56 .
比較器A6は、通常低出力であるが、加速ペダ
ルが大体完全にふみ込まれると高くなる様に構成
されている。これにより、抵抗器R55とR56の接続
点の電圧は上昇し、クロツク周波数が減少し、或
る燃料要求信号に対して噴射される燃料量が増加
する。 Comparator A 6 is configured to normally have a low output, but to go high when the accelerator pedal is approximately fully depressed. This increases the voltage at the junction of resistors R55 and R56 , decreases the clock frequency, and increases the amount of fuel injected for a given fuel demand signal.
更に、線３０と抵抗器R55とR56との接続点との
間には、抵抗器R67及びR68が直列に接続されてい
る。これらの抵抗器は通常抵抗器R55とR56との接
続点の電圧を少々増加させるが、抵抗器R67とR68
との接続点に端子Ｆが接続されているので、この
燃料噴射制御装置を備えた車が積極的に使用され
る様に設計されている場合にはいつでも端子Ｆを
接地出来る様になつている。これは、クロツク周
波数を増加し、燃料噴射量を減少する。 Furthermore, resistors R 67 and R 68 are connected in series between line 30 and the connection point of resistors R 55 and R 56 . These resistors usually slightly increase the voltage at the connection point with resistors R 55 and R 56 , but resistors R 67 and R 68
Terminal F is connected to the connection point with the fuel injection control device, so that terminal F can be grounded whenever the vehicle equipped with this fuel injection control device is designed for active use. . This increases the clock frequency and decreases the amount of fuel injected.
第９図のグラフは、クロツク周波数を温度の関
数で表わしたものである。このグラフで、線Ａは
安定状態の周波数曲線で、線Ｂ及びＣは、それぞ
れ、加速及び減速時の微分回路のクランプにより
生じる周波数変動の下限及び上限を示す。 The graph in FIG. 9 shows clock frequency as a function of temperature. In this graph, line A is the steady-state frequency curve, and lines B and C indicate the lower and upper limits of frequency variation caused by the clamping of the differentiator circuit during acceleration and deceleration, respectively.
15℃以下又は60℃以上の温度では、トランジス
タQ7を制御する比較器A4の出力が高いので、ト
ランジスタQ7はオフになる。加速時及び減速時
に燃料濃度を比較的小さな範囲内で行なうことが
出来る。15℃から60℃の範囲の温度では、比較器
A4の出力は低くなり、トランジスタQ7をオンに
する。従つて、微分回路の全利得は増加する。 At temperatures below 15°C or above 60°C, the output of comparator A4 , which controls transistor Q7, is high, so transistor Q7 is turned off. The fuel concentration can be controlled within a relatively small range during acceleration and deceleration. At temperatures ranging from 15°C to 60°C, the comparator
The output of A 4 goes low, turning on transistor Q 7 . Therefore, the total gain of the differentiator circuit increases.
第５図は、本システムの変形例を示す。この場
合、抵抗器R9に並列に接続した抵抗器R70を切換
えることにより、温度に応じて変化する利得が得
られる。この切換には、NPN型トランジスタQ16
が用いられる。トランジスタQ16のコレクタは抵
抗器R70を介して、アンプA1の反転入力端子に接
続され、そのエミツタはアンプA1の出力端子に
接続されている。バイアス抵抗器R71をトランジ
スタQ16のベース・エミツタ間に接続し、トラン
ジスタをバイアスしてオフにする。トランジスタ
Q16のベースは、ダイオードD10と抵抗器R69の直
列回路を介して端子Ｄに接続し、範囲外温度でト
ランジスタQ16をオンにする様にし、それによ
り、微分回路の利得を減少させる。 FIG. 5 shows a modification of this system. In this case, by switching the resistor R 70 connected in parallel with the resistor R 9 , a temperature-varying gain is obtained. For this switching, an NPN transistor Q16
is used. The collector of transistor Q 16 is connected via a resistor R 70 to the inverting input terminal of amplifier A 1 , and its emitter is connected to the output terminal of amplifier A 1 . A bias resistor R 71 is connected between the base and emitter of transistor Q 16 to bias the transistor off. transistor
The base of Q 16 is connected to terminal D through a series circuit of diode D 10 and resistor R 69 , in order to turn on transistor Q 16 at out-of-range temperatures, thereby reducing the gain of the differentiator circuit. .
第６図は別の変更態様を示す。この場合には、
トランジスタQ2に基づいて、タイム・ロー・ス
イツチに影響を与える。コンデンサC2に直列に
接続された抵抗器を変える代りに、トランジスタ
Q2を介して、コンデンサC7及び抵抗器の直列回
路をコンデンサC2の両端に接続する。これは必
要な方法で特定数を変えるだけでなく、微分回路
の利得も変えるので、第２図に示したトランジス
タQ7を省くことが出来る。タイム・ローの変動
が、加速及び減速クランプに適用されるために、
ダイオードD2も除かねばならない。 FIG. 6 shows another modification. In this case,
Based on transistor Q 2 , it affects the time low switch. Instead of changing the resistor connected in series with the capacitor C 2 , the transistor
Connect a series circuit of capacitor C 7 and a resistor across capacitor C 2 via Q 2 . This not only changes the specific number in the required manner, but also changes the gain of the differentiator circuit, so that transistor Q 7 shown in FIG. 2 can be omitted. Because the time-low variation is applied to acceleration and deceleration clamps,
Diode D 2 must also be removed.
第７図に示す変更態様は全く異なる構成で、温
度に応じてクロツク周波数に対する微分効果を変
化するものである。この場合、アンプA1の出力
は抵抗器R73を介して、線３０と線３１との間に
直列接続された一対の抵抗器R74とR75との接続点
に接続されている。この接続点には、トランジス
タQ17のエミツタが接続されている。トランジス
タQ17のコレクタは端子Ａに接続され、そのベー
スは抵抗器R76を介して端子Ｃに接続されてい
る。この変更態様は、帰還の変更又は微分回路の
入力容量の変更により利得を変える様にした第５
図又は第６図に示めされた変更態様と共に用いる
ことが出来る。 The modification shown in FIG. 7 is a completely different configuration in which the differential effect on the clock frequency is varied as a function of temperature. In this case, the output of amplifier A 1 is connected via resistor R 73 to the junction of a pair of resistors R 74 and R 75 connected in series between lines 30 and 31. The emitter of transistor Q17 is connected to this connection point. The collector of transistor Q 17 is connected to terminal A, and its base is connected to terminal C via resistor R 76 . This modification is a fifth method in which the gain is changed by changing the feedback or changing the input capacitance of the differentiating circuit.
It can be used with the modification shown in FIG.
第８図は、クランク・閾値を決定するための他
の構成が示めされている。この場合、別々のポテ
ンシヨメータを用いて、加速及び減速クランプ回
路をバイアスしている。線３０及び３１の間に直
列接続された抵抗器R80及びR81の接続点は、ダイ
オードD3のカソードに接続されている。更に、
線３０及び３１の間には、抵抗器R82とR83とが直
列に接続され、これらの抵抗器の接続点はダイオ
ードD5のアノードに接続されている。端子Ｄは
ダイオードD12のカソードに接続され、ダイオー
ドD12のアノードは抵抗器R80とR81との接続点に
接続されているので、端子Ｄの信号レベルが低く
なると、加速クランプ閾値のみが変る。 FIG. 8 shows another configuration for determining the crank threshold. In this case, separate potentiometers are used to bias the acceleration and deceleration clamp circuits. The junction of resistors R 80 and R 81 connected in series between lines 30 and 31 is connected to the cathode of diode D 3 . Furthermore,
Between the lines 30 and 31, resistors R 82 and R 83 are connected in series, the junction of these resistors being connected to the anode of the diode D 5 . Terminal D is connected to the cathode of diode D 12 , and the anode of diode D 12 is connected to the junction of resistors R 80 and R 81 , so that when the signal level at terminal D is low, only the acceleration clamp threshold Change.
上述したように本発明はそのクランプ回路の変
化範囲がクランプ値範囲内に維持するように構成
することにより、加速及び減速の際の制御を好適
に行うことができる。 As described above, in the present invention, by configuring the clamp circuit so that the variation range is maintained within the clamp value range, it is possible to suitably control acceleration and deceleration.
第１図は、本発明に依る電子式燃料噴射制御装
置の一例を示すブロツク図；第２図は、第１図の
制御装置に含まれる装置の回路図；第３図は、第
１図の制御装置に含まれる温度変換回路と水温検
出回路の回路図；第４図は、第１図の制御装置に
含まれたクロツク・パルス発生器の回路図；第５
図から第８図は、第２図に示す回路の可能な四つ
の変更態様を示す回路図；及び、第９図は、第１
図から第４図で示めされる本発明に於ける、クロ
ツク・パルス発生器の出力周波数とエンジン冷却
水温度との関係を示すグラフである。
1 is a block diagram showing an example of an electronic fuel injection control device according to the present invention; FIG. 2 is a circuit diagram of a device included in the control device of FIG. 1; FIG. 3 is a block diagram showing an example of an electronic fuel injection control device according to the present invention; FIG. 4 is a circuit diagram of the temperature conversion circuit and water temperature detection circuit included in the control device; FIG. 4 is a circuit diagram of the clock pulse generator included in the control device of FIG. 1;
8 to 8 are circuit diagrams showing four possible modifications of the circuit shown in FIG. 2; and FIG.
5 is a graph showing the relationship between the output frequency of the clock pulse generator and the engine coolant temperature in the present invention shown in FIGS.
Claims (1)
応し前記パラメータを関数として燃料供給率を変
化させる主制御回路と、指令信号を発生させる手
段と、前記指令信号の変化率に感応し前記指令信
号の変化率の極性及び大きさに対応してエンジン
への燃料供給率を増減させる微分回路とを有する
内燃機関用電子燃料噴射制御装置であつて、前記
微分回路は反転モードで動作し入力コンデンサ及
び帰還抵抗とを有する演算増幅器A1と前記演算
増幅器の出力の正負方向への遷移を制限するクラ
ンプ回路とから構成されており、 前記各クランプ回路は第１のトランジスタQ5
と、前記第１のトランジスタのベースにバイアス
電圧を供給しているバイアス回路R10，R11，R12
とを有しており、前記第１のトランジスタのコレ
クタが入力コンデンサC2を流れる電流の一部を
分岐し、この電流が帰還抵抗R9を流れないよう
にし、及びコレクタ・エミツタ間が前記第１のト
ランジスタのエミツタと供電線間に接続されてお
りベースが前記演算増幅器の出力端子に接続され
ている第２のトランジスタQ6を有しており、よ
つて、前記演算増幅器の出力が前記バイアス回路
により設定される電圧に達した時第１及び第２の
トランジスタは前記増幅器の出力が設定電圧値を
維持するようコンデンサC2を流れる電流を分岐
することを特徴とする装置。Claims: 1. A main control circuit responsive to at least one engine parameter for varying the fuel delivery rate as a function of said parameter; means for generating a command signal; and means responsive to the rate of change of said command signal; An electronic fuel injection control device for an internal combustion engine, comprising a differential circuit that increases or decreases a fuel supply rate to the engine in response to the polarity and magnitude of a rate of change of a command signal, the differential circuit operating in an inversion mode and inputting an input signal. It is composed of an operational amplifier A1 having a capacitor and a feedback resistor, and a clamp circuit that limits transition of the output of the operational amplifier in the positive and negative directions, and each of the clamp circuits is connected to a first transistor Q5 .
and bias circuits R 10 , R 11 , R 12 supplying bias voltage to the base of the first transistor.
The collector of the first transistor branches part of the current flowing through the input capacitor C 2 to prevent this current from flowing through the feedback resistor R 9 , and the collector-emitter of the first transistor branches a part of the current flowing through the input capacitor C 2 . A second transistor Q6 is connected between the emitter of the first transistor and the power supply line, and the base thereof is connected to the output terminal of the operational amplifier, so that the output of the operational amplifier is connected to the bias voltage. Apparatus, characterized in that when the voltage set by the circuit is reached, the first and second transistors split the current flowing through the capacitor C2 so that the output of the amplifier maintains the set voltage value.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB4585976A GB1596501A (en) | 1976-11-04 | 1976-11-04 | Electronic fuel injection control for an internal combustion engine |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5364127A JPS5364127A (en) | 1978-06-08 |
| JPS6145056B2 true JPS6145056B2 (en) | 1986-10-06 |
Family
ID=10438869
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13240377A Granted JPS5364127A (en) | 1976-11-04 | 1977-11-04 | Electronic fuel injection control system of internal combustion engine |
Country Status (5)
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| DE2243037C3 (en) * | 1972-09-01 | 1981-04-30 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Electrically controlled fuel injection device for internal combustion engines with an air flow meter arranged in or on the intake manifold |
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-
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- 1977-11-04 JP JP13240377A patent/JPS5364127A/en active Granted
- 1977-11-04 FR FR7733836A patent/FR2370174A1/en active Granted
Also Published As
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| IT1090623B (en) | 1985-06-26 |
| FR2370174A1 (en) | 1978-06-02 |
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| JPS5364127A (en) | 1978-06-08 |
| DE2749171A1 (en) | 1978-06-15 |
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