JPS61295866A - スイツチング電源回路 - Google Patents
スイツチング電源回路Info
- Publication number
- JPS61295866A JPS61295866A JP13855285A JP13855285A JPS61295866A JP S61295866 A JPS61295866 A JP S61295866A JP 13855285 A JP13855285 A JP 13855285A JP 13855285 A JP13855285 A JP 13855285A JP S61295866 A JPS61295866 A JP S61295866A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- switching
- output
- oscillation
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Rectifiers (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[技術分野]
本発明はトランスを用いずに入力電圧を降圧するスイッ
チング電源回路に関するものである。
チング電源回路に関するものである。
[背景技術]
従来、この種のスイッチング電源回路としてはtj&5
図に示すものがあり、これは交流電源ACを全波整流す
るグイオードプリツノであるql流回路DBと、該整流
回路DB高出力後段回路に間欠的に出力するトランジス
タQ、及び抵抗R0からなるスイッチング回路Sと、該
スイッチング回路Sのスイッチング周波数を決定する信
号を発振する発振回路3と、発振回路3出力にてスイッ
チング回路Sのスイッチングを制御するトランジスタQ
1、インバータ11、及び抵抗R21R5からなる制御
回路2と、上記スイッチング回路S出力を平滑する平滑
回路としての平滑コンデンサC8と、該平滑コンデンサ
C3出力を定電圧化するトランジスタQ2、ツェナダイ
オードZD、抵抗Rい及びコンデンサC2からなる定電
圧回路1とを備えたものである。
図に示すものがあり、これは交流電源ACを全波整流す
るグイオードプリツノであるql流回路DBと、該整流
回路DB高出力後段回路に間欠的に出力するトランジス
タQ、及び抵抗R0からなるスイッチング回路Sと、該
スイッチング回路Sのスイッチング周波数を決定する信
号を発振する発振回路3と、発振回路3出力にてスイッ
チング回路Sのスイッチングを制御するトランジスタQ
1、インバータ11、及び抵抗R21R5からなる制御
回路2と、上記スイッチング回路S出力を平滑する平滑
回路としての平滑コンデンサC8と、該平滑コンデンサ
C3出力を定電圧化するトランジスタQ2、ツェナダイ
オードZD、抵抗Rい及びコンデンサC2からなる定電
圧回路1とを備えたものである。
上述の構成の本従未例の動作を第6図に従って説明する
。交流電源ACの波形を同図(a)に示してあり、交流
電源ACは整流回路DBにて同図(b)に示すように余
波整流され、脈流電圧に変換される。この整流回路DB
小出力トランジスタQ1の同図(e)に示すスイッチン
グにより切り取られる。
。交流電源ACの波形を同図(a)に示してあり、交流
電源ACは整流回路DBにて同図(b)に示すように余
波整流され、脈流電圧に変換される。この整流回路DB
小出力トランジスタQ1の同図(e)に示すスイッチン
グにより切り取られる。
ここで、このトランジスタQ、のスイッチングは発振回
路3の発振する信号にて動作する制御回路2により制御
される。したがってトランジスタQ1が導通したとき出
力される波形は同図(d)に示す波形となる。そして、
このトランジスタ、Ql比出力平滑コンデンサC1にて
平滑され、同図Ce>に示すようになる。この平滑コン
デンサCI出力を定電圧回路1にて定電圧化することに
より直流電圧を得るものである。
路3の発振する信号にて動作する制御回路2により制御
される。したがってトランジスタQ1が導通したとき出
力される波形は同図(d)に示す波形となる。そして、
このトランジスタ、Ql比出力平滑コンデンサC1にて
平滑され、同図Ce>に示すようになる。この平滑コン
デンサCI出力を定電圧回路1にて定電圧化することに
より直流電圧を得るものである。
しかし、上述の回路では入力電圧が上昇したり、負荷回
路の消費電流が多かったりした場合、定電圧回路1のト
ランジスタQ2の損失が大きくなり、トランジスタQ2
の最大許容損失を越えろ可能性がある。実際に負荷回路
の動作電圧は一般的に5V、12 V、24 Vと言っ
たように低電圧であるのでこれらの負荷回路に電源を供
給する電源回路には多かれ少なかれこの問題が付きまと
うものである。したがって、入力電圧の上昇等を考慮し
てトランジスタQ2が最大許容損失を越えないように、
最大許容損失の大きいものをトランジスタQ2として用
いたり、或いは大きな放熱器をトランジスタQ2に取り
付けたりしなければならない、したがってコストがアッ
プしてしまう問題があった。
路の消費電流が多かったりした場合、定電圧回路1のト
ランジスタQ2の損失が大きくなり、トランジスタQ2
の最大許容損失を越えろ可能性がある。実際に負荷回路
の動作電圧は一般的に5V、12 V、24 Vと言っ
たように低電圧であるのでこれらの負荷回路に電源を供
給する電源回路には多かれ少なかれこの問題が付きまと
うものである。したがって、入力電圧の上昇等を考慮し
てトランジスタQ2が最大許容損失を越えないように、
最大許容損失の大きいものをトランジスタQ2として用
いたり、或いは大きな放熱器をトランジスタQ2に取り
付けたりしなければならない、したがってコストがアッ
プしてしまう問題があった。
特に電源事情の異なる外国向けの製品では、たとえば1
00■、200■と言ったように電源電圧が異なる外国
に同一回路で構成した電源回路を共通に用いた製品を輸
出しようとする場合があるが、このときにはこの問題が
原着に現れる。そこで、予め100V或いは200■専
用とすることが考えられるが、後に仕様変更等により1
00■から200■に変更する必要が生じたとき、発振
回路3の発振層コンデンサの容量の関係より変更が容易
でない場合があり、特に発振回路3としてクロック信号
を分周したパルス信号を出力するマイクロコンピュータ
を用いている場合には待に発振コンデンサの容量変更が
困難であった。
00■、200■と言ったように電源電圧が異なる外国
に同一回路で構成した電源回路を共通に用いた製品を輸
出しようとする場合があるが、このときにはこの問題が
原着に現れる。そこで、予め100V或いは200■専
用とすることが考えられるが、後に仕様変更等により1
00■から200■に変更する必要が生じたとき、発振
回路3の発振層コンデンサの容量の関係より変更が容易
でない場合があり、特に発振回路3としてクロック信号
を分周したパルス信号を出力するマイクロコンピュータ
を用いている場合には待に発振コンデンサの容量変更が
困難であった。
[発明の目的1
本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、発振回路の出力信号を変更すること
なく、各種入力電圧に対応することがで軽るスイッチン
グ電源回路を提供することにある。
的とするところは、発振回路の出力信号を変更すること
なく、各種入力電圧に対応することがで軽るスイッチン
グ電源回路を提供することにある。
[発明の開示1
(実施例1)
第1図は本発明の一実施例を示す図であり、従来例にて
説明したスイッチング電源回路の発振回路3の代わりに
上記スイッチング回路Sの第1のスイッチング周波数を
決定する信号を発振する第1の発振回路4と、上記スイ
ッチング回路Sの第1のスイッチング周波数より高い周
波数である第2のスイッチング周波数を決定する信号を
発振する第2の発振回路5と、上記両発振回路4,5出
力の論理積を行うアンド回路7とを備えたものである。
説明したスイッチング電源回路の発振回路3の代わりに
上記スイッチング回路Sの第1のスイッチング周波数を
決定する信号を発振する第1の発振回路4と、上記スイ
ッチング回路Sの第1のスイッチング周波数より高い周
波数である第2のスイッチング周波数を決定する信号を
発振する第2の発振回路5と、上記両発振回路4,5出
力の論理積を行うアンド回路7とを備えたものである。
上述の構成の本実施例の動作は次のようになる。
まず、第2図に従って第1の発振回路4、第2の発振回
路5、及びアンド回路7の動作を説明する。
路5、及びアンド回路7の動作を説明する。
第1の発振回路4は同図(a)に示すような発振信号を
発振し、第2の発振回路5は同図(b)に示すように第
1の発振回路4よりも高い周波数の発振信号を発振する
。この両発振回路4,5の出力はアンド回路7にて論理
積を行なわれ、同図(c)に示すように第2の発振回路
4出力を第1の発振回路5出力にて変調したような出力
波形となる。以上が本実施例の要部の動作であるが、次
にこのアンド回路7出力にてどのようにスイッチング電
源回路が動作するかを説明すると次のようになる。
発振し、第2の発振回路5は同図(b)に示すように第
1の発振回路4よりも高い周波数の発振信号を発振する
。この両発振回路4,5の出力はアンド回路7にて論理
積を行なわれ、同図(c)に示すように第2の発振回路
4出力を第1の発振回路5出力にて変調したような出力
波形となる。以上が本実施例の要部の動作であるが、次
にこのアンド回路7出力にてどのようにスイッチング電
源回路が動作するかを説明すると次のようになる。
交流電源ACは従来例にて説明したように整流回路DB
にて全波整流され、この脈流電圧をトランジスタQ、の
スイッチングにより切り取るものであるが、このトラン
ジスタQ1のスイッチングは上述した第2図(c)に示
すアンド回路7出力にて動作する制御回路2によりトラ
ンジスタQ1のスイッチングが制御されることにより行
なわれる。
にて全波整流され、この脈流電圧をトランジスタQ、の
スイッチングにより切り取るものであるが、このトラン
ジスタQ1のスイッチングは上述した第2図(c)に示
すアンド回路7出力にて動作する制御回路2によりトラ
ンジスタQ1のスイッチングが制御されることにより行
なわれる。
ここで、アンド回路7出力に生じた第1の発振回路4の
発振周波数はトランジスタQ1がたとえばi oovの
時のスイッチング周波数であり、アンド回路7出力に生
じた第2の発振回路5の発振周波数はi oov入力電
圧のときに常時導通しているトランジスタQ、を間欠的
に動作させ、トランジスタQ1出力を低減するものであ
る。したがって、第2の発振回路5の発振周波数を第1
の発振周波数によりトランジスタQ1が連続的にオンし
ている場合の半分の出力となるような周波数及びデエー
ティとすれば、入力電圧200■に対応することができ
るものである。そしてトランジスタQ、出力は上述の従
来例と同様に、平滑コンデンサC1にて平滑され、定電
圧回路1にて定電圧化されて一定の出力電圧を得るもの
である。ここで、上述の場合は入力電圧200■のと鰺
に変換するための回路であるが、たとえば第2の発振回
路5の出力とアンド回路7人力との間にスイッチを設け
て入力電圧100■と入力電圧200■の両方に対応で
きるようにすることもできる。
発振周波数はトランジスタQ1がたとえばi oovの
時のスイッチング周波数であり、アンド回路7出力に生
じた第2の発振回路5の発振周波数はi oov入力電
圧のときに常時導通しているトランジスタQ、を間欠的
に動作させ、トランジスタQ1出力を低減するものであ
る。したがって、第2の発振回路5の発振周波数を第1
の発振周波数によりトランジスタQ1が連続的にオンし
ている場合の半分の出力となるような周波数及びデエー
ティとすれば、入力電圧200■に対応することができ
るものである。そしてトランジスタQ、出力は上述の従
来例と同様に、平滑コンデンサC1にて平滑され、定電
圧回路1にて定電圧化されて一定の出力電圧を得るもの
である。ここで、上述の場合は入力電圧200■のと鰺
に変換するための回路であるが、たとえば第2の発振回
路5の出力とアンド回路7人力との間にスイッチを設け
て入力電圧100■と入力電圧200■の両方に対応で
きるようにすることもできる。
上述のスイッチング電源回路Aを用いた光線式ワイヤレ
ス受信機を第3図に示す、この光線式ワイヤレス受信機
では第1の発振回路4としてクロック信号を分周したパ
ルス信号を出力する出力端子[相]を有したマイクロコ
ンピュータ8を用いるとともに、第2の発振回路5とし
てテ°ニーティが50%であるマイクロコンビエータ8
のクロック信号を発振するクロγり信号発振回路14を
用いたものである。この光線式ワイヤレス受信機の構成
を概略的に説明すると次のようになっている。ランプ等
の負荷りと交流電源ACとの直列回路の両端には負荷り
を調光する双方向性3端子サイリスタTHと、交流tL
源ACの一部をマイクロコンピュータ8及び光信号受信
部6等の11L源とする本実施例のスイッチング電源回
路Aが接続されている。
ス受信機を第3図に示す、この光線式ワイヤレス受信機
では第1の発振回路4としてクロック信号を分周したパ
ルス信号を出力する出力端子[相]を有したマイクロコ
ンピュータ8を用いるとともに、第2の発振回路5とし
てテ°ニーティが50%であるマイクロコンビエータ8
のクロック信号を発振するクロγり信号発振回路14を
用いたものである。この光線式ワイヤレス受信機の構成
を概略的に説明すると次のようになっている。ランプ等
の負荷りと交流電源ACとの直列回路の両端には負荷り
を調光する双方向性3端子サイリスタTHと、交流tL
源ACの一部をマイクロコンピュータ8及び光信号受信
部6等の11L源とする本実施例のスイッチング電源回
路Aが接続されている。
そして本光線式ワイヤレス受信機におけるスイッチング
電源回路Aはマイクロコンビエータ8を除く回路に電源
を供給する定電圧回路1aと、マイクロコンビエータ8
に電源を供給する定電圧回路1bとを備え、定電圧回路
1b出力に接続されたコンデンサC2を交流電源ACの
電源供給が遮断したときマイクロコンピュータ8に電源
を供給するバックアップ電源として用いている。そして
、上記定電圧回路1aは光送信器にて送波された光を受
光する光信号受信部6、マイクロコンビエータ8にて駆
動制御され負荷りを調光するようにサイリスクTHの点
弧状態を制御するトリが回路10、及び負荷りの動作状
態を表示する動作表示回路11とに電源を供給している
。ここで、マイクロコンピュータ8には負荷L/)調光
状態等を設定する入カキ−12及び負荷りの調光状態を
可変する7ツプダワン釦13等を備えている。そして、
第2の発振回路5とし、てのマイクロコンピュータ8の
クロック信号発振回路14出力をダイオードD1及びス
イッチSWを介してインバータI、に接続し、第1の発
振回路4出力としてのマイクロコンピュータ8の出力端
子16を抵抗R1を介してインバータ■、に接続し、本
光線式ワイヤレス受信機ではアンド回路7を用いず、ク
ロック信号発振回路14と出力端子[相]とを接続して
いる。この場合もアンド回路7を用いたと同様にクロッ
ク信号発振回路14出力を出力端子[相]出力で変調し
たような信号を得ることができるものである。
電源回路Aはマイクロコンビエータ8を除く回路に電源
を供給する定電圧回路1aと、マイクロコンビエータ8
に電源を供給する定電圧回路1bとを備え、定電圧回路
1b出力に接続されたコンデンサC2を交流電源ACの
電源供給が遮断したときマイクロコンピュータ8に電源
を供給するバックアップ電源として用いている。そして
、上記定電圧回路1aは光送信器にて送波された光を受
光する光信号受信部6、マイクロコンビエータ8にて駆
動制御され負荷りを調光するようにサイリスクTHの点
弧状態を制御するトリが回路10、及び負荷りの動作状
態を表示する動作表示回路11とに電源を供給している
。ここで、マイクロコンピュータ8には負荷L/)調光
状態等を設定する入カキ−12及び負荷りの調光状態を
可変する7ツプダワン釦13等を備えている。そして、
第2の発振回路5とし、てのマイクロコンピュータ8の
クロック信号発振回路14出力をダイオードD1及びス
イッチSWを介してインバータI、に接続し、第1の発
振回路4出力としてのマイクロコンピュータ8の出力端
子16を抵抗R1を介してインバータ■、に接続し、本
光線式ワイヤレス受信機ではアンド回路7を用いず、ク
ロック信号発振回路14と出力端子[相]とを接続して
いる。この場合もアンド回路7を用いたと同様にクロッ
ク信号発振回路14出力を出力端子[相]出力で変調し
たような信号を得ることができるものである。
上述の構成の光線式ワイヤレス受信機の概略動作は次の
ようになる0通常時には負荷りに電源を供給する交流電
!iAcの一部が整流回路DBにて全波整流され、上述
の動作にてこの整流回路DB出力を定電圧回路1 a、
1 bにて安定化され、マイクロコンピュータ8を含
めたすべての回路に電源として供給される。そして、光
信号受信部6にて受信した信号をマイクロコンピュータ
8が信号処理することにより、トリ〃回路10を制御し
てサイリスタTHの7慨弧角を可変することにより負荷
りを調光する、そして、この負荷りの調光状態等の動作
状態を動作表示回路11がマイクロコンピュータ8出力
にて表示しているものである。
ようになる0通常時には負荷りに電源を供給する交流電
!iAcの一部が整流回路DBにて全波整流され、上述
の動作にてこの整流回路DB出力を定電圧回路1 a、
1 bにて安定化され、マイクロコンピュータ8を含
めたすべての回路に電源として供給される。そして、光
信号受信部6にて受信した信号をマイクロコンピュータ
8が信号処理することにより、トリ〃回路10を制御し
てサイリスタTHの7慨弧角を可変することにより負荷
りを調光する、そして、この負荷りの調光状態等の動作
状態を動作表示回路11がマイクロコンピュータ8出力
にて表示しているものである。
(実施例2)
第4図は本発明の他の実施例の要部を示す図であり、実
施例1では第2の発振回路5出力をそのまま用いていた
が、本実施例においては第2の発振回路5出力とアンド
回路7人力との間に分周回路9を挿入したものである。
施例1では第2の発振回路5出力をそのまま用いていた
が、本実施例においては第2の発振回路5出力とアンド
回路7人力との間に分周回路9を挿入したものである。
本実施例の動作は次のようになる。本実施例では第2の
発振回路5の出力の周波数が高くなればトランジスタQ
、出力が増加し、逆に低くなればトランジスタQ1出力
が低下することに着目し、分周回路9にて第2の発振回
路5出力を分周し入力電圧の変化に対応するものであり
、実施例1では2種の入力電圧にしか対応できなかりた
か、本実施例では分周回路9の分周比を可変すれば、ど
のような入力電圧にも対応で終るものである。
発振回路5の出力の周波数が高くなればトランジスタQ
、出力が増加し、逆に低くなればトランジスタQ1出力
が低下することに着目し、分周回路9にて第2の発振回
路5出力を分周し入力電圧の変化に対応するものであり
、実施例1では2種の入力電圧にしか対応できなかりた
か、本実施例では分周回路9の分周比を可変すれば、ど
のような入力電圧にも対応で終るものである。
〔発明の効果J
本発明は上述のように、交流電源を整流する整流回路と
、該整流回路出力を後段回路に間欠的に出力するスイッ
チング回路と、上記スイッチング回路の第1のスイッチ
ング周波数を決定する信号を発振する第1の発振回路と
、上記スイッチング回路の第1のスイッチング周波数よ
り高い周波数である第2のスイッチング周波数を決定す
る信号を発振する第2の発振回路と、上記両発振回路出
力の論理積を行うアンド回路と、該アンド回路出力にて
スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路と
、上記スイッチング回路出力を平滑する平滑回路と、該
平滑回路出力を定電圧化する定電圧回路とを備えている
ので、第1の発振回路出力と第2の発振回路出力とのw
I8!積をアンド回路に行うことによりスイッチング回
路を第2の発振回路の発振周波数にてスイッチングを繰
り返しながら第1の発振回路の発振周波数で完全にオフ
と間欠的オンオフを繰り返すことができ、第1の発振回
路の発振周波数にてスイッチング回路がスイッチングを
杼なったときのスイッチング回路の出力がたとえば入力
電圧100Vに対応するものであるとすると、$2の発
振回路の発振周波数にて第1の発振回路の発振周波数に
で入力電圧100■のとき常時オン状態にあるスイッチ
ング回路をオンオフさせることで入力電圧100Vのと
きよりスイッチング回路出力を低減することができ、ス
イッチング回路出力が半分になるように第2の発振回路
の発振周波数及びデユーティを設定すれば入力電圧20
0Vに対応することができ、このため入力電圧が高い場
合でも両発振回路にてスイッチング回路のスイッチング
を什うことにより定電圧回路の入力電圧が最大許容損失
を越えない電圧値とすることが可能となり、さらに異な
る交流電源電圧に対応した製品に用いる場合でも、第2
の発振回路を切rtaすスイッチ等を設けることにより
、容易に異なる電源電圧にも対応でき、定電圧回路の制
御用素子が最大許容損失が増大して破壊されたりするこ
とがなくなり、大きな放熱器を定電圧回路に用いる必要
もなく、コストの上昇を極力抑えることができる効果を
奏する。
、該整流回路出力を後段回路に間欠的に出力するスイッ
チング回路と、上記スイッチング回路の第1のスイッチ
ング周波数を決定する信号を発振する第1の発振回路と
、上記スイッチング回路の第1のスイッチング周波数よ
り高い周波数である第2のスイッチング周波数を決定す
る信号を発振する第2の発振回路と、上記両発振回路出
力の論理積を行うアンド回路と、該アンド回路出力にて
スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路と
、上記スイッチング回路出力を平滑する平滑回路と、該
平滑回路出力を定電圧化する定電圧回路とを備えている
ので、第1の発振回路出力と第2の発振回路出力とのw
I8!積をアンド回路に行うことによりスイッチング回
路を第2の発振回路の発振周波数にてスイッチングを繰
り返しながら第1の発振回路の発振周波数で完全にオフ
と間欠的オンオフを繰り返すことができ、第1の発振回
路の発振周波数にてスイッチング回路がスイッチングを
杼なったときのスイッチング回路の出力がたとえば入力
電圧100Vに対応するものであるとすると、$2の発
振回路の発振周波数にて第1の発振回路の発振周波数に
で入力電圧100■のとき常時オン状態にあるスイッチ
ング回路をオンオフさせることで入力電圧100Vのと
きよりスイッチング回路出力を低減することができ、ス
イッチング回路出力が半分になるように第2の発振回路
の発振周波数及びデユーティを設定すれば入力電圧20
0Vに対応することができ、このため入力電圧が高い場
合でも両発振回路にてスイッチング回路のスイッチング
を什うことにより定電圧回路の入力電圧が最大許容損失
を越えない電圧値とすることが可能となり、さらに異な
る交流電源電圧に対応した製品に用いる場合でも、第2
の発振回路を切rtaすスイッチ等を設けることにより
、容易に異なる電源電圧にも対応でき、定電圧回路の制
御用素子が最大許容損失が増大して破壊されたりするこ
とがなくなり、大きな放熱器を定電圧回路に用いる必要
もなく、コストの上昇を極力抑えることができる効果を
奏する。
第1図は本発明の一実施例の回路構成図、第2図は同上
の動作説明図、第3図は同上を用いた装置の回路構成図
、第4図は本発明の他の実施例の要部を示す回路構成図
、第5図は従来例を示す回路構成図、第6図は同上の動
作説明図である。 Aはスイッチング電源回路、ACは交流電源、DBは整
流回路、Sはスイッチング回路、1は定電圧回路、2は
制御回路、4は第1の発振回路、5は第2の発振回路、
8はマイクロコンピュータ、9はアンド回路、14はク
ロック信号発振回路、■は出力端子、Q、、Q、はトラ
ンジスタである。 代理人 弁理士 石 1)長 七 r 第2図 第4図 第6図 手続補正!(自発) 昭和60年9月γ日
の動作説明図、第3図は同上を用いた装置の回路構成図
、第4図は本発明の他の実施例の要部を示す回路構成図
、第5図は従来例を示す回路構成図、第6図は同上の動
作説明図である。 Aはスイッチング電源回路、ACは交流電源、DBは整
流回路、Sはスイッチング回路、1は定電圧回路、2は
制御回路、4は第1の発振回路、5は第2の発振回路、
8はマイクロコンピュータ、9はアンド回路、14はク
ロック信号発振回路、■は出力端子、Q、、Q、はトラ
ンジスタである。 代理人 弁理士 石 1)長 七 r 第2図 第4図 第6図 手続補正!(自発) 昭和60年9月γ日
Claims (1)
- (1)交流電源を整流する整流回路と、該整流回路出力
を後段回路に間欠的に出力するスイッチング回路と、上
記スイッチング回路の第1のスイッチング周波数を決定
する信号を発振する第1の発振回路と、上記スイッチン
グ回路の第1のスイッチング周波数より高い周波数であ
る第2のスイッチング周波数を決定する信号を発振する
第2の発振回路と、上記両発振回路出力の論理積を行う
アンド回路と、該アンド回路出力にてスイッチング回路
のスイッチングを制御する制御回路と、上記スイッチン
グ回路出力を平滑する平滑回路と、該平滑回路出力を定
電圧化する定電圧回路とを備えて成るスイッチング電源
回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13855285A JPS61295866A (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | スイツチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13855285A JPS61295866A (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | スイツチング電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61295866A true JPS61295866A (ja) | 1986-12-26 |
Family
ID=15224808
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13855285A Pending JPS61295866A (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | スイツチング電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61295866A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04271278A (ja) * | 1991-02-26 | 1992-09-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源回路 |
US5445019A (en) * | 1993-04-19 | 1995-08-29 | Ford Motor Company | Internal combustion engine with on-board diagnostic system for detecting impaired fuel injectors |
FR2766303A1 (fr) * | 1997-07-18 | 1999-01-22 | Sgs Thomson Microelectronics | Pompes de charge a frequence variable |
-
1985
- 1985-06-25 JP JP13855285A patent/JPS61295866A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04271278A (ja) * | 1991-02-26 | 1992-09-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源回路 |
US5445019A (en) * | 1993-04-19 | 1995-08-29 | Ford Motor Company | Internal combustion engine with on-board diagnostic system for detecting impaired fuel injectors |
FR2766303A1 (fr) * | 1997-07-18 | 1999-01-22 | Sgs Thomson Microelectronics | Pompes de charge a frequence variable |
EP0898356A1 (fr) * | 1997-07-18 | 1999-02-24 | STMicroelectronics SA | Pompes de charge à fréquence variable |
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