JPS61280793A - Torque controller for induction motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To perform a control system having a fast response by employing entirely the same torque generating principle of an induction machine as that of a DC machine to momentarily generate an output torque completely proportional to a command value. CONSTITUTION:A pulse electric signal 6a from a pulse generator is input to a reversible counter 7. A sample pulse generator 8 generates a sampling pulse SP at every sampling period as an interrupt signal of a calculator 10. A block 10 surrounded by a dotted broken line is composed of a digital computer which calculates to drive in a control equation for equalizing an induction motor to the control of a DC machine. Thus, the torque proportional to data I2 given from command torque supplying means 9 is obtained in an induction motor 5.

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は誘導電動機のトルク制御装置に関する。[Detailed description of the invention] (Industrial application field) The present invention relates to a torque control device for an induction motor.

（従来の技術） 従来１位看制御装置、速度制御装置等において連応性の
要求される分野では分巻直流電動機が、もっばら使用さ
れて来た。その理由は分巻直流機の出力トルクが電機子
電流に比例し、電機子電流を流せば直ちに出力トルクが
発生するため高応答の制御系を実現できることと、制御
系が線形の自動制御理論にのり、設計者の意図する通り
の連応性の良い制御系を実現できるためである。(Prior Art) In the past, shunt-wound DC motors have been widely used in fields where coordination is required in control devices, speed control devices, and the like. The reason for this is that the output torque of a shunt-wound DC machine is proportional to the armature current, and as soon as the armature current flows, output torque is generated immediately, making it possible to realize a highly responsive control system.The control system also follows the linear automatic control theory. This is because it is possible to realize a control system with good coordination as intended by the designer.

一方、これらの制御系に定速モータとして大量に使用さ
れている誘導電動機を用いることができれば、直流機に
比べいくつかの優れた点がある。On the other hand, if induction motors, which are widely used as constant-speed motors, can be used in these control systems, they will have several advantages over DC motors.

例えば、ブラシがないために保守が容易であり一頑丈で
あること、火花や電気ノイズがないとと一整流の問題が
ないので高電流−高速回転が可能であること、更に防塵
、防爆性が良く、小形、安価（発明が解決しようとする
問題点） しかしながら、従来の誘導電動機の制御方式には一次電
王Ｖと一次周波数ｆとを回転数に比例ζせるＶ／ｆ一定
制債１などがあるが、この方式では指令値通りの出力ト
ルクを瞬時に発生ζせることは不可能であり、応等の早
いｆｉｌｌｉＪ御系を実現することができなかった。ま
た、線形の自動制御理論にのるようなトルク発垂の機構
を得ることが不可能であった。よって１本発明の目的と
するところは、を導枠のトルク発生厘理を覆Ｒ機のそれ
と全く同じにし、指令値に完全に比例した出力トルクが
瞬暗に発生する方式を提供し、経度の自動制作理論にの
るような高応答の制御装置を実現することにある。For example, it is easy to maintain and durable because there are no brushes, there are no sparks or electrical noises, there are no problems with rectification, so high current and high speed rotation is possible, and it is dust-proof and explosion-proof. Good, small, and inexpensive (Problems to be solved by the invention) However, conventional control methods for induction motors include constant V/f constraints 1 that make the primary voltage V and the primary frequency f proportional to the rotational speed. However, with this method, it is impossible to instantaneously generate the output torque according to the command value, and it has not been possible to realize a filliJ control system as quickly as possible. Furthermore, it has been impossible to obtain a torque distribution mechanism that conforms to the linear automatic control theory. Therefore, one object of the present invention is to provide a system in which the torque generation process of the guide frame is exactly the same as that of the reverse R machine, and an output torque completely proportional to the command value is generated instantaneously. The aim is to realize a high-response control device that follows the automatic production theory.

（実施例） 誘導電動機のトルク制御の原理 先ず一本発明によるθ導冗動栴のトルクきツタの原理に
ついて説明する。(Embodiment) Principle of Torque Control of Induction Motor First, the principle of torque control of the θ-conducting redundant according to the present invention will be explained.

ここでは説明を簡単にするため、２相２極誘導電動機に
よって説明する。８１図はかご形２相２極誘導電動機の
断面図であって、Ｗ交するｄ軸、ｑ＠座標系を図示のよ
うに定義し、１つのステータ巻線の断面１−１’とこれ
に直交する他のステータ巻終の断面２−２′とが示でれ
ている。巻線１−１′に一定の励ヨ電流ｉ、１．＝Ｉ。Here, to simplify the explanation, a two-phase two-pole induction motor will be explained. Figure 81 is a cross-sectional view of a squirrel-cage two-phase two-pole induction motor, in which the W-intersecting d-axis and q@ coordinate systems are defined as shown, and the cross-section 1-1' of one stator winding and this Another orthogonal stator winding end section 2-2' is shown. A constant excitation current i, 1. =I.

を汗して卦ぐとロータ内のｄ軸方向の磁束Φｄｒは一定
値の。Ｋｔｉる。When calculated, the magnetic flux Φdr in the d-axis direction within the rotor is a constant value. Ktiru.

この状態で一定のトルクを２相誘導機より発生させるた
めに、ステータ巻線２−’　２’に汗れる電流Ｉｑｓを
Ｏからある一定値工。に変えると、第２図に示すロータ
内のｑ軸方向の磁束Φ、ｒが変化し、この磁束変化はロ
ータ巻線４−４′に電圧を誘起する。この誘起電圧はロ
ータ巻線抵抗「、で短絡はれている巻線４−４′に電流
１ｑ　ｒを流す。この暁、磁束Φ、ｒはロータ巻１３−
３’とは鎖交しないので巻線３−３’には電圧は誘起せ
ず、電流”ｄｒはＯとなり一磁束ΦｄｒはΦ。のままに
なっている。In this state, in order to generate a constant torque from the two-phase induction machine, the current Iqs flowing through the stator winding 2-'2' is increased from O to a certain constant value. , the magnetic flux Φ, r in the q-axis direction within the rotor shown in FIG. 2 changes, and this magnetic flux change induces a voltage in the rotor winding 4-4'. This induced voltage causes a current 1q r to flow through the winding 4-4', which is short-circuited by the rotor winding resistance ``.'' At this point, the magnetic flux Φ, r is
3', no voltage is induced in the winding 3-3', the current "dr" becomes O, and the magnetic flux Φdr remains as Φ.

今、ロータが回転してｂないとすれば、この時には次式
が成立する。Now, assuming that the rotor is not rotating b, the following equation holds true at this time.

Φｑｒ＝’ｍ　’ｑｓ　””　’ｒ　’ｑｒ　　　　”
’　””１）ｄΦ −」圧＝ｒｉ　　　　　　　　　　・・・・・・（２）
（ｌｉｒｑｒ ただし−”ｍはステータ巻線及びロータ巻線間の相互イ
ンダクタンス（Ｈ）、 １ｒ　　はロータ巻線の自己インダクタンス（Ｈ）であ
る。Φqr＝'m 'qs ”” 'r 'qr ”
' ``1) dΦ -'' pressure = ri ...... (2)
(lirqr where -"m is the mutual inductance (H) between the stator winding and the rotor winding, and 1r is the self-inductance (H) of the rotor winding.

上記（１）、（２）式より次式が得られる。The following equation is obtained from equations (1) and (2) above.

ｄｉ　　　　　　　　ｄｉ １１矛＋ｒｒ　ｌｑｒ　＝−謬　・・・・・・（３）こ
こにおいて１時点ｔ＝Ｑでｌ　ｑ　ｓがＯより工２にス
テップ状に変化した場合−１ｑ　ｒは（３）式より次式
で与えられる。di di 11 + rr lqr = - error (3) Here, if l q s changes stepwise from O to 2 at one time point t = Q, -1 q r is obtained from equation (3). It is given by the following formula.

かくして、ｔ＝ｏのとき巻線４−４′に’ｑｒ／ｌ　％
　Ｏ”が生ずる（ただし＋　ＫＦは一定の係数）。Thus, 'qr/l % in winding 4-4' when t=o.
O'' is generated (however, +KF is a constant coefficient).

このままの状態ではｉｑ　ｒは（４）式に従って時間と
共に減少し一力Ｆも減少する。今、力Ｆをこのまし直交
させることか必要となる。In this state, iq r decreases with time according to equation (4), and the force F also decreases. Now, it is necessary to make the force F more orthogonal.

、−１ｍ ｒｑｒ　　ｒ　　Ｉ　ｓにするために第３図に示すよう
にステータ巻綴１−１′、２−２′に流れる電流工。ｔ
Ｉ２を同じ値にし念まま時点を冨Ｏより、ヌテータ蕃朦
１−１′、２−２′を一定速度φ（ｒａ　ｄ／ｓｅｃ　
）で回ミテせる（冥際には誘導電動機の巻線１−１′、
２−２′は物理的に回転で′とないが、説明の便宜上回
転できるものとする）。そして、ある時点ｔにおいて、
これらの巻線は角度ψだけ回転した第３図のＩａ−１ａ
’、２ａ　−２ａ’の位置に来るよ５にする。時点１＝
００瞬間にいて、第３図に示したその大きさがΦ。の磁
束Φｄｒ／ｌ＝ｏ　　がロータ巻線４−４′を一定速度
φで横切ることにより２巻線４−４′には立させる速度
φを決める。, -1 m rqr r Is, as shown in FIG. t
By setting I2 to the same value and setting the time point to 0, the nutator bars 1-1' and 2-2' are set at a constant speed φ (rad/sec
) to turn the windings 1-1' of the induction motor,
Although 2-2' is not physically rotated, it is assumed for convenience of explanation that it can be rotated.) Then, at a certain point t,
These windings are Ia-1a in Figure 3 rotated by an angle ψ.
Set it to 5 so that it comes to the position ', 2a - 2a'. Time 1 =
At the instant 00, the size shown in Figure 3 is Φ. The magnetic flux Φdr/l=o crosses the rotor winding 4-4' at a constant speed Φ, thereby determining the speed Φ at which the second winding 4-4' is made to rise.

ステータ巻線２−２′に流れる電流ｉ、５は工、である
から前記（１）式よりΦｑｒ／ｌ；０はＯとなり、ロー
タ巻線３−３′には電圧は誘起せず」ｄｒ＝０　となり
、磁束Φｄｒ／ｌ＝Ｏの大きざ（・まΦ。のまま釦なっ
ている。The current i flowing through the stator winding 2-2', 5 is = 0, and the size of the magnetic flux Φdr/l=O remains as Φ.

矢に、時点１＝０二りステータ巻郭を速度金で回転させ
て行き、ある時点ｔでステータ巻線が第３図の１ａ−１
ａ’　、２ａ−２ａ’の位置に来た時を考えて見ると、
一定の励磁電流工。が流れる巻線１ａ−１ａ’により１
巻線２ａ−２ａ’方向に磁束の大きざがΦ。As shown in the arrow, the stator winding is rotated at a speed of 1 = 0 at the time t, and at a certain time t, the stator winding becomes 1a-1 in Fig. 3.
If we consider when we come to position a', 2a-2a',
Constant excitation current engineer. 1 due to the windings 1a-1a' through which
The magnitude of the magnetic flux in the direction of the windings 2a-2a' is Φ.

で、方向が磁束角度ψなる第３図で示でれる磁束ベクト
ルΦｄｒ／ｌ＝ｔ　　が作られ−この磁束が速度φ”ｔ
？２ａ−２ａ’軸上のロータ巻線４ａ−４ａ、’を横切
ることＫより、ロータ巻線４ａ　−４ａ／で代表される
巻線に覚圧会Φ。を誘起する。なお−磁束Φｄ、／ｌ＝
ｔはかご形ロータ巻線の３−３′、４−４′やその他の
かご形巻綜にもπ王を誘起するが、それらの電圧合成値
のベクトル方向は巻線４ａ　−４ａ’の方向であるので
巻線４ａ　−４ａ’に集中的に′Ｖ圧が生じ、他の巻線
４ａ−４ａ’に１交しているに束Φｄｒ／ｌ＝ｔ　　に
よられる。この時、ステータ巻＠２ａ−２ａ’に流れる
４機では１ｍ中ｌｒ）、方向が反対のため磁束Φ、ｒ／
ｌ＝ｔ　をＯにし、１ａ−１ａ’軸上のロータ巻線３ａ
　−３ａ’のロータ電流’ｄｒｔはＯになり、磁束Φｄ
ｒ／ｌ＝ｔの犬きざはΦ。のままになっている。Then, a magnetic flux vector Φdr/l=t is created whose direction is the magnetic flux angle ψ, as shown in Fig. 3. This magnetic flux has a velocity φ”t
? By crossing the rotor windings 4a-4a,' on the axis 2a-2a', a force is applied to the winding represented by rotor windings 4a-4a/. induce. Note that - magnetic flux Φd, /l=
t also induces π king in the squirrel cage rotor windings 3-3', 4-4' and other squirrel cage windings, but the vector direction of the combined voltage value is the direction of winding 4a - 4a'. Therefore, 'V pressure is generated intensively in the windings 4a-4a', and the bundle Φdr/l=t is generated, which intersects with the other windings 4a-4a'. At this time, the magnetic flux Φ, r/
Let l=t be O, and rotor winding 3a on axis 1a-1a'
The rotor current 'drt of -3a' becomes O, and the magnetic flux Φd
The dog mark of r/l=t is Φ. It remains as it is.

以上の関係はいかなる時点ｔにおいても成立するから、
モータの出力トルクＴ８は次式で与えられるように常に
一定になる。Since the above relationship holds true at any time t,
The output torque T8 of the motor is always constant as given by the following equation.

ただし、Ｋ７　は一定の定数である。However, K7 is a fixed constant.

以上の説明より電流工。は磁束Φｄｒ／ｌ＝ｔヲ作リ一
Φｄｒ／ｌすｔ　軸上のロータ電流１ｑｒｔは巻線２ａ
　−２ａ’に流れる電流工、と大きさが等しくなると共
に、方向が反対１（なる。これは′電流工。が直流機の
励磁電流に対応し、ｔ！流工、が直流後の電機子電流に
対応することに等しく、誘導成で直流堕と全く同一のト
ルク発生機構を得ることができることになる。Electrician from the above explanation. is the magnetic flux Φdr/l=t. The rotor current 1qrt on the shaft is the winding 2a.
-2a', the current flow becomes equal in magnitude and opposite in direction (1). This means that 'current flow.' corresponds to the exciting current of the DC machine, and t! It is equivalent to responding to current, and by induction generation, it is possible to obtain exactly the same torque generation mechanism as DC generation.

ところで、上述の説明は第３図のロータが回転していな
い（ロータ回転数の＝０）場合であるが、今、ロータが
回転数ａ　（ｒａｄ／ｓｅｃ　）で回転しているときは
１回転しているロータ上に固定してｄ軸及びｑ軸を第３
図のようにとれば同じことになる。この場合、前記（５
）式の会はロータ上でのｄ軸及びｑ軸座標系に対する値
となり、静止座標系（ステータ上）では会／ステータ上
＝金／ロータ上＋δ／ステータ上で与えられるから（５
）式より なるか／ステータ上でステータ巻＠１−１′、２−２′
を回転ζせれば良い。By the way, the above explanation is for the case where the rotor in Fig. 3 is not rotating (rotor rotation speed = 0), but when the rotor is currently rotating at rotation speed a (rad/sec), it is rotating once. The d-axis and q-axis are fixed on the rotor that is
If you take it as shown in the figure, it will be the same thing. In this case, the above (5)
) is the value for the d-axis and q-axis coordinate system on the rotor, and in the stationary coordinate system (on the stator) it is given by /on the stator=gold/on the rotor+δ/on the stator, so (5
) or stator winding on the stator @1-1', 2-2'
All you have to do is rotate ζ.

以上の説明ではｂ及び工、を一定として説明したが、上
記説明でも分るようにこれらの値は必ずしも一定でなく
ても良く１時間的にどのように変化しても瞬時値的に（
方式を成立するよ５にすれば、誘導電動機の出力トルク
Ｔｅ　は（６）式で与えられる。In the above explanation, b and h are assumed to be constant, but as can be seen from the above explanation, these values do not necessarily have to be constant, and no matter how they change over time, the instantaneous values (
5 so that the formula holds true, the output torque Te of the induction motor is given by equation (6).

また２以上の証明では第３図のステータ巻線１−１′、
２−２′を物理的に回εζせ得るものとしたが、実際の
誘導機ではステータ巻１ｘ−ｔ′、２−２′は丼１図の
位置に固定でれている。そこでステータ巻線を第３図の
１ａ−１ａ’、２ａ　−２ａ’の位置に置かなければな
らないような時）ては、この１ａ−１ａ’、２ａ　−２
ａ’のｔ流成分Ｉ。、　Ｉ２をｄ軸成分１ｄ５＝工。Ｃ
Ｏ５９＋−、、Ｌ２ｓｉｎψ−ｑ軸成分１ｑ５＝ＩｏＳ
１ｎψ十１．ＣＯ５ψに分解し、この’ｄｓ　、’ｑｓ
を第１図の固定したステータ巻線１−１′、２−２′に
流すようにすれば良い。In addition, in the proof of 2 or more, the stator winding 1-1' in Fig. 3,
2-2' can be physically rotated εζ, but in an actual induction machine, stator windings 1x-t' and 2-2' are fixed at the positions shown in FIG. Therefore, when the stator windings must be placed in the positions 1a-1a', 2a-2a' in FIG.
t-flow component I of a'. , I2 is the d-axis component 1d5=engine. C
O59+-,,L2sinψ-q-axis component 1q5=IoS
1nψ11. Decomposed into CO5ψ, these 'ds, 'qs
may be made to flow through the fixed stator windings 1-1' and 2-2' shown in FIG.

すなわち とすれば良い。i.e. It's fine.

誘導電動機の電圧制御方程式の決定 次に、上述の原理を実加するため、誘導電動様のステー
タ電圧をどのように匍制御すればよりかについて説明す
る。Determination of voltage control equation for induction motor Next, in order to put the above-mentioned principle into practice, we will explain how to control the stator voltage of the induction motor.

第４図は第１図と全く同じ２相誘漢電動機の断面図であ
り−ステータ巷望１−１’とこれに直交する他のステー
タ巻ｐ２−２’とが配置されている。FIG. 4 is a sectional view of a two-phase induction motor exactly the same as in FIG. 1, in which a stator width 1-1' and another stator winding p2-2' perpendicular thereto are arranged.

ｄ軸方向に磁束Φｄｒを作る巻線１−１′て流れる電流
な毘、ｑ軸方向に′ｆＢ束Φ、ｒを作る巻線２−２′を
流れる電流をｌ　ｑ　ｓとし、その方向を図示の通りと
する。The current flowing through the winding 1-1' which creates the magnetic flux Φdr in the d-axis direction is l q s, and the current flowing through the winding 2-2' which creates the magnetic flux Φ, r in the q-axis direction is l q s. As shown.

ステータ巻線電流’ｄｓ　＋　’ｑｓの電磁誘導により
、第４図のかご形の全部のロータ巻線にロータ′Ｖ流が
流れるが、これらのロータ電流は第４図に示すようなｑ
軸上に断面３−３′をもつ１つのロータ巻線と、ｄ軸上
に断面４−４′をもつ他のロータ巻線とを仮想して、ロ
ータ巻Ｍ３−３′に流れる電流’ｄｒと、ロータ巻５４
−４ｔｃ流れる電流＋　ｑｒの直交座標成分で代表ばれ
るものとする。Due to the electromagnetic induction of the stator winding current 'ds + 'qs, a rotor 'V current flows through all the squirrel-cage rotor windings shown in Fig. 4, but these rotor currents are q as shown in Fig. 4.
Assuming one rotor winding having a cross section 3-3' on the axis and another rotor winding having a cross section 4-4' on the d-axis, the current 'dr flowing through the rotor winding M3-3' is and rotor winding 54
It is assumed that the current flowing through -4tc is represented by the rectangular coordinate component of +qr.

第４図の巻線１−１’及び３−３′に流れる電流’ｄｓ
及び’ｄｒにより、ロータ内に第５図に示すようなｄ軸
方向の磁束Φｄｒが作られ、巻臓２−２′及び４−４′
に流れる電流１ｑｓ及びｌｑｒによりｑＮ方向の磁束の
ｑｒが作られる。Current 'ds flowing through windings 1-1' and 3-3' in Fig. 4
and 'dr, a magnetic flux Φdr in the d-axis direction as shown in FIG. 5 is created in the rotor, and the windings 2-2' and 4-4'
A magnetic flux qr in the qN direction is created by the currents 1qs and 1qr flowing in the qN direction.

しかして、８束のａｒ　＋ψ、ｒ）ず次式で与えられる
。Therefore, the eight bundles ar + ψ, r) are given by the following equation.

一方一今、ロータが第４図の回転方向でδ（ｒａｄ／５
ｅｃ）の回転数で回転して層るとすれば、ロータ巻線３
−３′及び４−４′がロータ巻線抵抗ｒｒで短絡これて
いる灸件より次式が成立する。On the other hand, the rotor is now rotating at δ (rad/5
If it rotates at a rotation speed of ec) and is layered, the rotor winding 3
-3' and 4-4' are short-circuited by the rotor winding resistance rr, so the following equation is established.

さて、今、磁束Φｄ、ｒ　＋Φ、ｒを婢５図のような磁
束の大きさがΦ。で、その方向が磁束角度ψなる回転磁
束ベクトルΦ、の直交座標の各成分とすれば・Φｄｒｓ
Φ９ｒは次式で与えられる。Now, the magnetic flux Φd, r +Φ, r is the magnitude of the magnetic flux as shown in Figure 5. So, if each component of the orthogonal coordinates of the rotating magnetic flux vector Φ, whose direction is the magnetic flux angle ψ, Φdrs
Φ9r is given by the following formula.

ここで、００式を（１０１式に代入すると、ロータ電流
一方、算４図の誘導機の出力トルクＴｅは次式でふえら
れる。Here, by substituting equation 00 into equation 101, the rotor current and the output torque Te of the induction machine in Figure 4 can be increased by the following equation.

Ｔｅ＝ＫＪΦｄｒ　’ｑｒ−のｑｒｉｄｒ）　　・・・
・・・α３）ここで−〇〇及びα２式を０３式に代入す
るとΦ２　。Te=KJΦdr 'qridr of qr-)...
...α3) Here, by substituting −〇〇 and α2 formula into formula 03, we get Φ2.

Ｔｅ＝に、デ（ψ−の）　　　　・・・・・・Ｑ４１「 となり、このａ力式は回転磁界の磁束の太き書の。Te = ni, De (ψ-)...Q41 This a force formula is the bold type of the magnetic flux of the rotating magnetic field.

が一定ならば、出力トルクＴｅ　はスリップ周波数（ｉ
−ｆ）　）（ｒａｄ／５ｅｃ）　　に完全に比例するこ
とを意味している。is constant, the output torque Te is the slip frequency (i
-f)) (rad/5ec).

一方〜この出力トルクＴｅ　を発生させるためのステー
タ巻線電流’ｄｓ　＋　’ｑｓは一αυ及び０２式を（
９）式に代入することにより求められる。On the other hand, the stator winding current 'ds + 'qs for generating this output torque Te is expressed by - αυ and Equation 02 (
9) It can be found by substituting into Eq.

ばて、この（１５）式を簡単化するために次の変数を導
入する。Therefore, in order to simplify equation (15), the following variables are introduced.

この（１６１式を上記測成に代入すると。Substituting this formula (161) into the above measurement.

となり、ざらにαω式を０９弐九代入すると、となる。Roughly substituting the αω formula into 0929, we get:

また、上記αω式より■２及びＩ。は次の関係が成立し
なければならない。Also, from the above αω formula, ■2 and I. The following relationship must hold.

こ＼で、φ＝ｄｑ　　、　　ｅ　＝ｄａ　　であり、こ
の（１９１式は次ｄｔ　　　　　　　ｄｔ 式と等価である。Here, φ=dq, e=da, and this (191 equation) is equivalent to the following dt dt equation.

ここにおいて、上記０９式はａｅ式と一致しており、０
ｇ式は％＝Ｏ（ｒ。、　（＋）。が一定のとき）ならば
（８）式と一致しており、また、０９式は（７）式と一
致している。すなわちα６）式の電流工。は磁束Φ。を
作るだめの励磁電流を、電流Ｉ２は磁束Φ。に直交した
ロータ巻線に電流を流すロータ電流に相当している。Here, the above formula 09 is consistent with the ae formula, and 0
If %=O (when r., (+). are constant), the g formula matches the formula (8), and the 09 formula matches the formula (7). In other words, α6) type electric current. is the magnetic flux Φ. The current I2 is the magnetic flux Φ. This corresponds to the rotor current that flows through the rotor winding perpendicular to .

上記ａＤ式より、出力トルクは磁束の大ききΦ。とロー
タ電流工、の積に比例することがわかる。今一磁束Φ。From the above aD formula, the output torque is Φ with a large magnetic flux. It can be seen that it is proportional to the product of and rotor current. Imaichi magnetic flux Φ.

の犬きざを一定にすれば、出力トルクＴｅは電流Ｉ２に
完全に比例する。これは他励直流機の出力トルクの関係
と全く同じである。If the dog pitch of is kept constant, the output torque Te is completely proportional to the current I2. This is exactly the same as the output torque relationship of a separately excited DC machine.

ばて、今、２相誘導電動機に対する希望指令トルクＴｅ
　が与えられた時、ロータ回転角度θ（ｒａｄ）ｄＩ。Now, the desired command torque Te for the two-phase induction motor
When given, the rotor rotation angle θ(rad)dI.

と、励磁電流工。及びその変化率下がわかれば、上記ａ
Ｄ、α８１．　（２０１式より　　　１　が求まる。し
かし’ｄｓ）ｑｓ て、この’ｄｓ　１ｑｓをステータ巻線に流せば誘導機
の出力トルクは指令値通りの値Ｔｅ　　となる。and excitation electrician. If you know the value and its rate of change, the above a.
D, α81. (1 can be found from equation 201. However, 'ds)qs' If this 'ds 1qs is applied to the stator winding, the output torque of the induction machine becomes the value Te, which is the same as the command value.

このように誘導電動機のステータ電流（−次電流”ｄｓ
　＋　’ｑｓを制御すれば誘導機の出力トルクは直流機
と同じように制御できるが、電流’ｄｓ　、ｉｑｓを実
際に誘導機のステータ巻線に供給するためには電流制御
増巾器が必要となり、この電流制御増巾器を高応答、高
精度にすることは制御の安定性で問題があり、しかも高
価となる欠点がある。そこで誘導機のステータ電流’ｄ
ｓ　＋　’ｑｓを制御する代わりに、ステータ巻線電圧
”ｄｓ　ｓ　ｖｑｓ　を制御できれば電圧増巾器を使用
できるので経済的であり、しかも安定性の問題が解決で
れる。In this way, the stator current of the induction motor (-order current "ds
+ By controlling 'qs, the output torque of the induction machine can be controlled in the same way as a DC machine, but a current control amplifier is required to actually supply the currents 'ds and iqs to the stator winding of the induction machine. Therefore, if this current control amplifier is made to have high response and high precision, there is a problem with control stability, and it also has the disadvantage of being expensive. Therefore, the stator current 'd of the induction machine
If the stator winding voltage ds s vqs could be controlled instead of controlling s + 'qs, a voltage amplifier could be used, which would be economical and solve the stability problem.

そこで、上記原理に関してステータ電圧ｖｄｓ　５Ｖｑ
ｓを制御する方法について次に述べる。Therefore, regarding the above principle, stator voltage vds 5Vq
A method for controlling s will be described next.

第４１疋おいて５ステ一タ巻線に鎖交するｄ軸及びｑ軸
方向のステータ内の磁束Φｄ５及びΦ９５は次式で与え
られる。In the 41st paragraph, magnetic fluxes Φd5 and Φ95 within the stator in the d-axis and q-axis directions interlinking with the 5th stator winding are given by the following equations.

ただし、１５はステータ巻線の自己インダクタンスＣ印
である。However, 15 is the self-inductance C mark of the stator winding.

しかして、ステータ巻線に電圧ｖｄｓ　＊　”ｑｓを加
えた基、次式が成立する。Therefore, the following equation holds true when the voltage vds*''qs is added to the stator winding.

ただし、「３はステータ巻１線抵抗である。However, "3 is the stator winding one-wire resistance.

ここで、ロータ巻線と鎖交している磁束が全てステータ
巻線に鎖交するものとすれば、普通の誘導機では漏洩磁
束は全鎖交磁束に対し非常に少ないので、これは正しい
ことになり１次の（２３１式がぼ立する。Here, if we assume that all of the magnetic flux that is interlinked with the rotor winding is interlinked with the stator winding, this is correct because in a normal induction machine, the leakage magnetic flux is very small compared to the total interlinked magnetic flux. , and the first-order formula (231) emerges.

ばらに−（１８１式及び（２３ｉ式を（２ｚ式に代入し
て電圧ｖｄ５゜Ｖｑｓを求めると、 のようになる。When the voltage vd5°Vqs is determined by substituting the -(181 formula and (23i formula) into the (2z formula) separately, it becomes as follows.

故に、ロータ回転角度δ（ｒａｄ／ｓｅｃ　）　　と、
励磁電ｄＩ。　　。Therefore, the rotor rotation angle δ (rad/sec) is
Excitation electric dI. .

流■。及びその変化率１丁とが与えられた場合、希望指
令トルクＴｅ　を前記０９式に入れて電流工、を求める
と共に、この電流工、を前記α□□□式に入れてφを求
め、ζらに（２０）式よりψを求める。そして、これら
の値を１２４）式に入れてＶｄｓ　＋　Ｖｑ　ｓを計算
し、このｖｄｓ　”ｑｓをｇ４図（’）ステータ巻線１
−１’、２−２′に加えれば誘導電動機の出力トルクは
指令値通りの値Ｔｅ　　となる。Flow ■. and its rate of change are given, the desired command torque Te is entered into the above equation 09 to find the current, and this current is entered into the above equation α□□□ to find φ, and ζ Furthermore, ψ is determined from equation (20). Then, enter these values into equation 124) to calculate Vds + Vq s, and calculate this vds ``qs'' to g4 (') stator winding 1.
-1' and 2-2', the output torque of the induction motor becomes the value Te, which is the same as the command value.

なお１以上の説明は２相誘導電動機に対する電圧制御方
程式についての説明であるが、上述の原理を３相２極診
導電動機に適用する場合は３相誘導電動機のステータ巻
線に加える三相電圧Ｖａ。Note that the above explanation is about the voltage control equation for a two-phase induction motor, but when applying the above principle to a three-phase two-pole diagnostic motor, the three-phase voltage applied to the stator winding of a three-phase induction motor Va.

回転軸が直結ばれており、電動機５が回転するとパルス
ジェネレータ６よりパルス電気信号６ａ　が発生する、
今ここでは電動機５が１回転するとパルス電気信号６ａ
は８１９２個のパルスを発生するものとする。又、パル
スジェネレータ６は電動機５の正回転又は逆回転に対応
して方向判別信号６ｂを出す。これらの信号６ａ及び６
ｂは可逆カウンタ７に導かれる。ここに、可逆カウンタ
７は２進１３ビツトの可逆カウンタであって、パルスジ
ェネレータ６よりパルス６ａ　が与えられる毎に、正回
転のときにはその内容を１個ずつカウントアツプし、逆
回転のときはその内容を１個ずつカウントダウンするも
のである。かぐして電動機５０１回転以内の回転角度な
θ（ｒａｄ）　　とすれば、２進１３ビツトのＯ〜８１
９１のいずれかの値を持つ可逆カウンタ７の内容側は８
１９２Ｘθ／２πで与えられる。The rotating shaft is directly connected, and when the electric motor 5 rotates, a pulse electric signal 6a is generated from the pulse generator 6.
Now, when the electric motor 5 rotates once, the pulse electric signal 6a
Assume that 8192 pulses are generated. Further, the pulse generator 6 outputs a direction determination signal 6b in response to forward or reverse rotation of the electric motor 5. These signals 6a and 6
b is led to a reversible counter 7. Here, the reversible counter 7 is a 13-bit binary reversible counter, and each time the pulse 6a is given from the pulse generator 6, the contents are counted up one by one when the rotation is in the forward direction, and the contents are counted up one by one when the rotation is in the reverse direction. It counts down the contents one by one. If θ (rad) is the rotation angle within 501 revolutions of the electric motor, then it is 13 binary bits O~81.
The content side of reversible counter 7 which has any value of 91 is 8.
It is given by 192Xθ/2π.

なお、このθは前記（５）式のθに相当する量である。Note that this θ is an amount corresponding to θ in the above equation (5).

また、サンプルパルス発生器８はサンプリング周期Ｔ＝
１／１ＯＯＯ秒毎にサンプリングパルスＳＰを発生する
。このサンプリングパルスＳＰハ次に述べる計算機ＩＯ
の割込入力となっている。ここに一点破線で囲まれてｂ
るブロック１０はここではディジタル計算機で構成され
る。Moreover, the sample pulse generator 8 has a sampling period T=
A sampling pulse SP is generated every 1/100 seconds. This sampling pulse SP is the computer IO described below.
This is an interrupt input. Here is surrounded by a dotted line b
The block 10 here consists of a digital computer.

それ故、ディジタル計算機１０の内部の係数器１３゜１
４　、１７　、１８　、１９　、２０　、３２　、３３
及びあ、加算器る。２４゜δ、２６及び釘、乗Ｘ器２１
及びｎ、バッファレジスタ１２、積分器１５、微分器１
６、三角関数発生器間の各構成要素はディジタル計＄機
１０の特定の場所にあるものではなく、計算機ＩＯの動
作サイクル中に計算機内のプログラム制御ユニット１１
の制御の下に、計算機１０の共通ハードウェアが時分割
的に使用はれて構成でれるものである。しかし、この発
明に関する計算機ＬＯで処理でれるプログラムを詳細に
説明するため一便宜上上述したブロック１０内の個々の
ハードウェアで構成ばれているかの如く表わしである。Therefore, the coefficient unit 13゜1 inside the digital computer 10
4, 17, 18, 19, 20, 32, 33
Oh, and an adder. 24° δ, 26 and nail, multiplier 21
and n, buffer register 12, integrator 15, differentiator 1
6. Each component between the trigonometric function generator is not located in a specific location of the digital meter machine 10, but is stored in the program control unit 11 in the computer during the operating cycle of the computer IO.
Under the control of the computer 10, the common hardware of the computer 10 is configured to be used in a time-sharing manner. However, in order to explain in detail the program that can be processed by the computer LO related to the present invention, for the sake of convenience, it is represented as if it were constituted by individual hardware in the block 10 described above.

このように示すことにより一経糎のある計算機プログラ
マ−がこの発明を実施するため、任意の計算機のプログ
ラムを作成することができる。By presenting the invention in this way, an experienced computer programmer can implement the present invention and create a program for any computer.

他の実施例では計算機を使用せずに、第６図のブロック
１０内の各ハードウェア要素を一定的に配路されたデイ
ジメル回路で構成することもできる。In other embodiments, each hardware element in block 10 of FIG. 6 may be constructed from a regularly routed daisymel circuit without using a computer.

しかし、以下の証明ではブロック１０がディジタル計算
損で構成これているものとして証明しよう。However, in the following proof, it is assumed that block 10 consists of digital calculation losses.

ζて、サンプリングパルス発生器８がＴ＝１／１０００
秒毎にサンプリングパルスＳＰを発生すると、このパル
スＳＰは計算機１０のプログラムＮｊ　９１ユニツト１
１の割込み入力端子をトリガし、プログラム制御ユニッ
ト１１は次に述べるステップエからステップ８までのプ
ログラムを順次実行する。これらのプログラムはＴ＝１
／１０００秒毎に実行され、これらステップ１からステ
ップ８までのプログラムを実行する時間はＴ＝１０００
　　秒以内に終るようになっており一次にサンプリング
パルスＳＰ　が発生するまでプログラム制御ユニット１
１は計算機ＩＯの動作を中断するか、又はこの発明と全
く関係のないプログラムを実行する。ζ, the sampling pulse generator 8 has T=1/1000
When a sampling pulse SP is generated every second, this pulse SP is converted into the program Nj 91 unit 1 of the computer 10.
By triggering the interrupt input terminal No. 1, the program control unit 11 sequentially executes the program from step 5 to step 8, which will be described below. These programs are T=1
/1000 seconds, and the time to execute the program from step 1 to step 8 is T = 1000
Program control unit 1 until the first sampling pulse SP is generated.
1 interrupts the computer IO operation or executes a program completely unrelated to this invention.

サンプリングパルスＳＰ　が発生し、プログラム制御ユ
ニット１１がまずステップ１のプログラムを実行すると
計算Ｈｔｏは可逆カウンタ７の内容間を読込み、バンフ
ァレジスタ［２に一皓的に蓄える。なお、このバンファ
レジスタ［２としては計算機１００９５’Ｗのメモリア
ドレスが使用ばれ得る。When the sampling pulse SP is generated and the program control unit 11 first executes the program in step 1, the calculation Hto reads the contents of the reversible counter 7 and stores them in the buffer register [2]. Note that the memory address of the computer 10095'W can be used as the bumper register [2.

次に、プログラム釘ｊ御ユニット１１がステップ２のプ
ログラムを実行すると、指令トルク供給手段９からの前
記（１η式のロータ電流に相当するディジタルデータ■
２を読込み、この値工２に伊数器１４でＬ定係数ｒｒ／
ｌｒ工。を乗じデータｒ、　ｒｒ／ｌ、　Ｉ。を作る。Next, when the program control unit 11 executes the program in step 2, the digital data
2 is read, and the L constant coefficient rr/
lr engineering. Multiply the data r, rr/l, I. make.

データσ９（ｔ）が得られる。積分器１５の出力データ
σ＊（ｔｌを計算する具体的方法として、前回のサンプ
リング時点の積分器１５の出力データをσ”（ｔ−Ｔ）
とした時、今回のサンプリング時点の積分器１５の出力
データσ”（ｔ）は次式で計算すれば良い。Data σ9(t) is obtained. As a specific method for calculating the output data σ*(tl) of the integrator 15, the output data of the integrator 15 at the previous sampling time is calculated as σ''(t-T)
Then, the output data σ''(t) of the integrator 15 at the current sampling time can be calculated using the following equation.

σ”（ｔｌ＝σ”　（ｔ＝Ｔ）　＋’ｒ　Ｉ、　ｒ、／
ＩｒＩ。σ"(tl=σ" (t=T) +'r I, r, /
IrI.

（ただし、Ｔはサンプリング時間１０００５ｅＣ）かく
して、データσ”（ｔ）にはＴ秒毎にＴ　ＩＳ　ｒｒ／
１．　ＩＯが累積加算でれるので−（２η式の右辺第２
項なる積分値を計算したことになる。(However, T is the sampling time 10005eC) Thus, the data σ"(t) has T IS rr/
1. Since IO can be obtained by cumulative addition, −(2η the second right-hand side of the equation
This means that we have calculated the integral value of the term.

次に、プログラム部ｊ御ユニット１１はステップ３のプ
ログラムを実行すると、ステップｌで一月的に蓄見られ
ていたデータ　、、ａをバンファレジスタ１２より読出
し、このデータに係数８１３で係数２πＡ１９２　　を
乗じて（５）式右辺第１項に相当するデータθを作る。Next, when the program section j control unit 11 executes the program in step 3, it reads out the data , , a that had been accumulated for a month in step l from the bumper register 12, and adds the coefficient 813 to this data by the coefficient 2πA192. By multiplying by , data θ corresponding to the first term on the right side of equation (5) is created.

このデータθとステップ２で得られた値σ＊（ｔ）とが
加算器るで加算されＩ　Ｐ”（ｔ）となる。This data θ and the value σ*(t) obtained in step 2 are added by an adder to obtain I P''(t).

このψ１（ｔ）は（５）式の磁束角度ψに相当するもの
である。This ψ1(t) corresponds to the magnetic flux angle ψ in equation (5).

次に、ステップ４のプログラムが実行され、三角関数発
生器２８はステップ３で作られた磁束角度５ｉｎ（ψ−
′−）を計算する。Next, the program in step 4 is executed, and the trigonometric function generator 28 generates the magnetic flux angle 5 inches (ψ−
′−).

次に、ステップ５のプログラムが実行され、ステップ３
で求められた磁束角度ψ２（ｔ）が微分器１６により微
分されてデータΦ＊（ｔ）が得られる。微分器１６の出
力データｐ　＊（ｔｙ　を計算するには、前回のサンプ
リング時点の磁束角度をψ”（ｔ−Ｔ）とし、今回のサ
ンプリング時点のＢ束角度をψ“（ｔＳ　　としたとき
微分値データφ９（ｔ）は次式で計算すれば良い。Next, the program in step 5 is executed, and step 3
The magnetic flux angle ψ2(t) determined by is differentiated by a differentiator 16 to obtain data Φ*(t). To calculate the output data p*(ty) of the differentiator 16, let the magnetic flux angle at the previous sampling time be ψ"(t-T), and let the B flux angle at the current sampling time be ψ"(tS). The value data φ9(t) may be calculated using the following equation.

÷（ｔ）＝〒〔ψ＊（ｔ）−ψ“（ｔ−Ｔ）（ただし、
Ｔはサンプリング時間面５ｅＣ）この微分値データＣＰ
　”（ｔｌ　　に係数器１７で係数１ｍ工。÷(t)=〒〒〔ψ＊(t)−ψ“(t−T)(However,
T is the sampling time plane 5eC) This differential value data CP
”(tl, coefficient 17 is used for coefficient 1m.

を乗じてデータ！□工。金　を作る。Multiply the data! □Eng. make money.

次に、ステップ６のプログラムで指令トルク供給手段９
の出力データエ、に係数器１８で一定係数ｒ。Next, in the program of step 6, the command torque supply means 9
A constant coefficient r is applied to the output data by the coefficient unit 18.

を乗じ、データｒ５１．　を作る。このデータｒ５工２
とスｆジブ５で計算されたデーター１ｍＩ。Ｌｐ　　と
が加算器２４で減算され、データー（１ｍＩ。ｃｐ＋　
ｒ５Ｉ、）となるが、これはＣ６１式の右辺第２項のＳ
１０関数の振幅値に対応している。Multiply the data r51. make. This data r5 engineering 2
Data calculated with S f jib 5 and 1 mI. Lp is subtracted by the adder 24, and the data (1mI.cp+
r5I, ), which is the second term on the right side of equation C61, S
It corresponds to the amplitude value of 10 functions.

次に、ステップ７のプログラムが実行でれ、ス５ｉｎ（
ψ−二）とステップ６で求めたー（ｌｒｒ、Ｉ。：＋ｒ
５１．）より、Ｃｅ式の電圧制御方程式の■及びｖｂを
係数器１９及び加、乗算器２１及び２２、加算器δ及び
２６によって以下の計算処理で求める。Next, the program in step 7 is executed and the step 5in (
ψ−2) and −(lrr, I.:+r
51. ), (2) and vb of the Ce-type voltage control equation are obtained by the following calculation process using the coefficient unit 19, addition, multipliers 21 and 22, and adders δ and 26.

かくして求められたｖａ及び■、が加算器２７で減算さ
れることにより■。＝−（Ｖａ＋Ｖｂ）が求まる。これ
は（２６）式より次式 ■ａ＋ｖｂ＋■ｏ＝０　　・・・・・・Ｃ８）が常に成
立するからである。The thus obtained va and ■ are subtracted by the adder 27, resulting in ■. =-(Va+Vb) is found. This is because the following equation (a+vb+o=0...C8) always holds true from equation (26).

次に、ステップ８のプログラムが実行され、ステップ７
で求められたＶａ、　Ｖ６　、　Ｖｏに係数器３２゜３
３　、３４で一定係数２０４８／’Ｅが各々乗ぜられて
データ号、　％　、　Ｖ：、が作られ、これらのデータ
が計算機１０よりＰＷＭ　（Ｐｕ１ｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　
Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）回路羽内にある３組の２進化１
２ビツトのホールドレジスタに各々薔込まれる。ここで
上記係数のＥをこの実施例で考えられるＶ、　、　Ｖ６
　、　Ｖ。の最大電圧とすると、■：、ぢ、■：は−２
０４８〜＋２０４７の範囲に納まることになるので、１
２ビツトのホールドレジスタがオーバフローすることは
ない。Next, the program in step 8 is executed, and step 7
A coefficient multiplier 32°3 is applied to Va, V6, and Vo found in
3 and 34 are respectively multiplied by a constant coefficient 2048/'E to create a data number, %, V:, and these data are converted into PWM (Pulse Width
Modulation) Three sets of binary evolution 1 in the circuit Hanai
Each bit is stored in a 2-bit hold register. Here, the above coefficient E is considered as V, , V6 in this example.
, V. If the maximum voltage is, ■:, ぢ, ■: is -2
It will fall within the range of 048 to +2047, so 1
The 2-bit hold register will never overflow.

壇上、計算機１０によってステータ電圧指令値■、＠　
、　希、　■、＋１が計算される過程を説明したが、次
に、％Ｖ％Ｉ回路３８の動作につ−て説明する。ＰＷＭ
回路３８の内部の詳細回路は第７図に示すようであり、
計算機１０によりＴ＝１０００　　秒毎に出力づれる２
進化１２ビツトのデータＶ：　、　Ｖ、；　、　Ｖ、：
は各々ホールドレジスタ３９Ａ、ホールドレジスタ３９
Ｂ、ホールドレジスタ３９Ｃに格納される。なお、これ
ら３組ノホールドレジスタ３９Ａ〜３９Ｃはそれぞれ２
進化［２ビツトのレジスタで−２０４８〜＋２０４７　
　の範囲のデータを記憶することができる。しかして、
ホールドレジスタ３９Ａの内容は［２ビツトのデータ線
を経て一致回路５２Ａへ人力される。On the podium, the stator voltage command value ■, @ is determined by the calculator 10.
, rare, (2), +1 has been explained. Next, the operation of the %V%I circuit 38 will be explained. PWM
The detailed internal circuit of the circuit 38 is as shown in FIG.
The output is shifted every T=1000 seconds by the computer 102
Evolutionary 12-bit data V: , V,; , V,:
are hold register 39A and hold register 39, respectively.
B, stored in the hold register 39C. Note that each of these three sets of hold registers 39A to 39C has 2
Evolution [-2048 to +2047 in 2-bit register
A range of data can be stored. However,
The contents of hold register 39A are input to match circuit 52A via a 2-bit data line.

また１発振器４０は一定周波数（５ＭＨ２）のクロック
パルスＣＬＫを発生し、可逆カウンタ４１は−２０４８
〜＋２０４７の範囲の計数データを持つ２進１２ヒント
め可逆カウンタであって、　ＵＰ人力が６１”のとき（
以後、ロジックレベル６Ｊ（ｉｇｈレベルの時ヲ“ｌ”
。Further, the oscillator 40 generates a clock pulse CLK of a constant frequency (5MH2), and the reversible counter 41 generates a clock pulse CLK of -2048
It is a binary 12-hint reversible counter with counting data in the range of ~+2047, and when the UP human power is 61" (
After that, the logic level 6J (when it is high level, it is "l")
.

ＬＯＷレベルの時を０”とする）可逆カウンタ４１の内
容はクロックパルスＣＬＫが来る毎に増加し、、その計
数値が最大値＋２０４７　　に遺するとカウンタ４１の
ＮＩＡＸ出カが１″になる。このＭＡＸ出力はフリンプ
プロップｃＶ下単ＫＦＦ　とする）４２をセットし。The content of the reversible counter 41 increases each time a clock pulse CLK arrives, and when the count value reaches the maximum value +2047, the NIAX output of the counter 41 becomes 1''. This MAX output is set to 42 (single KFF under flimp prop cV).

ＦＦ４２の「１」膨出力信号ＤＮを１″にし、「０」膨
出力信号ＵＰ　を”０″にする。ここに、ＤＮ信号は可
逆カウンタ４１を減算モードにし一以後りロックパルス
ＣＬＫが来る毎に可逆カウンタ４１の内容は減少し、最
後に最小値−２０４８に達するとカウンタ４１のＭＩＮ
出力が１°“になる。このＭＩＮ出力はＦＦ４２をリセ
ットし、その出力ＵＰ　を１″にしてＤＮ信号を０”に
する。このように可逆カウンタ４１の計数内容は第８図
（ａ）のように−２０４８〜＋２０４７の範囲を時間と
共に一定傾斜で上昇、下降を連続的に続け、その周期は
４０９６ｘ２１５ＭＨ２＝１．６４　’ｍｓになる。な
お、ＦＦ４２の「１」側圧力のＤＮ信号は第８図（ｂｌ
のようになる。また、可逆カウンタ４１の内容は１２ビ
ツトのデータ線を経て一致回路５２Ａ〜５２Ｃへ人力さ
れる。The "1" expansion output signal DN of the FF 42 is set to 1'', and the "0" expansion output signal UP is set to "0". Here, the DN signal puts the reversible counter 41 in the subtraction mode, and the contents of the reversible counter 41 decrease every time the lock pulse CLK arrives after that, and when it finally reaches the minimum value -2048, the MIN of the counter 41
The output becomes 1°". This MIN output resets the FF 42, making its output UP 1" and the DN signal 0". In this way, the count contents of the reversible counter 41 are as shown in FIG. 8(a). As shown, the range of -2048 to +2047 continues to rise and fall at a constant slope over time, and the period is 4096 x 215 MH2 = 1.64'ms.The DN signal of the "1" side pressure of FF42 is Figure 8 (bl
become that way. Further, the contents of the reversible counter 41 are input to the matching circuits 52A to 52C via a 12-bit data line.

しかして、　ｈｕ　路５２Ａ〜５２Ｃはホールドレジス
タ３９Ａ−３９Ｃの内容と可逆カウンタ４１の内容が一
致した時だけ−その出力を′１″にする。Ｊ−にフリッ
プフロップＦＦ　４７Ａ〜４７ＣのＪ狽１１人カのアン
ド回路４５Ａ〜４５Ｃ’のＡＮＤ条件が成立するとＦＦ
’４７Ａ〜４７Ｃはセットされ、その「１」側圧力を１
”にする。また＋　Ｋ＃大入力アンド回路４６Ａ〜４６
ＣのＡＮＤ条件が成立するとＦ’Ｆ　４７Ａ〜４７Ｃは
鮎−ｋｙトされその「０」使出力を１″にする。ここに
おいて、計算機１０より出力でれるデータ゛′ｖ＊が第
８図（ａ）の直線５４で示されるように＋５００であっ
たとすると、第８図（ａｌの時点Ａ及び時点Ｂでホール
ドレジスタ３９Ａ　　　　と可逆カウンタ４１の内容が
一致し、一致回路５２Ａ　　　　の出力は１″になる。Thus, the hu circuits 52A to 52C set their outputs to '1'' only when the contents of the hold registers 39A to 39C and the contents of the reversible counter 41 match. When the AND condition of human AND circuits 45A to 45C' is satisfied, the FF
'47A to 47C are set and the "1" side pressure is set to 1.
”.Also +K# large input AND circuit 46A~46
When the AND condition of C is satisfied, F'Fs 47A to 47C are keyed and their "0" usage output becomes 1". Here, the data "'v* outputted from the computer 10 is shown in FIG. ), the contents of the hold register 39A and the reversible counter 41 match at time A and B in FIG. 8 (al), and the output of the matching circuit 52A becomes 1" .

時点ＡでＤＮ信号カケ１′”であるからＦＦ　４７Ａは
セットでれ、＠点ＢでＵＰ信号が１１１１１であるから
ＦＦ　４７Ａ〜　　はリセットてれる。かぐして、ＦＦ
　４７Ａ−一　　の「１」側圧力は第８１ｉ９（ｃｌ、
「０」倶Ｉ出力は第８１Ｆ（ｄｌのようにそれぞれ変化
する。一方、遅延回路４８Ａ〜４８ＣはＦＦ　４７Ａ〜
４７Ｃの「１」例１出力が１′′に変化するとき時間り
だけ遅れた第８図（ｃｌ　Ｋ示すような出力信号ａｌ　
を作る。また、遅延回路４９Ａ〜４９ＣはＦＦ　４７Ａ
〜４７ＣのＥＯｊ側出カが”１”に変化するとき時間り
だけ遅れた第８図（ｆｌに示すような出力信号ａ２　を
作る。これらの出力信号ａ１及びＳ２は次に説明するト
ランジスタ電す増＠器３９〜４１を駆動する。At point A, the DN signal is broken 1''', so FF 47A is set, and at point B, the UP signal is 11111, so FF 47A ~ is reset.
The "1" side pressure of 47A-1 is 81i9 (cl,
The "0" I outputs change like the 81st F (dl). On the other hand, the delay circuits 48A to 48C are the FFs 47A to 48C.
47C "1" Example 1 When the output changes to 1'', the output signal al as shown in FIG. 8 (cl K) is delayed by the time
make. Moreover, the delay circuits 49A to 49C are FF 47A.
When the EOj side output of ~47C changes to "1", an output signal a2 as shown in FIG. 8 (fl) delayed by the time is generated. These output signals a1 and S2 are Drives boosters 39-41.

麺８図かられかるように、出力（１号ａ１及びＳ２はホ
ールドレジスタ３９Ａ〜３９Ｃの内容でパルヌ幅変調さ
れ、■：が−２０４８のとき出力信号ａ１　は常にＯ”
で、■：が−２０４８より増加するに従って信号ａ１　
が“１″になる期間は増加し−Ｖ＊が＋２０４７のとき
出力信号ａｌ　は常に１″になる。As can be seen from Figure 8, the output (No. 1 a1 and S2 is PALNU width modulated by the contents of the hold registers 39A to 39C, and when ■: is -2048, the output signal a1 is always O"
Then, as ■: increases from -2048, the signal a1
The period during which is "1" increases, and when -V* is +2047, the output signal al always becomes "1".

なお、出力信号ａ１　が”ｌ”の時は信号ａ２は必らず
ｏ”であり、信号ａ２が１”の時は信号ａ１は０”であ
る。ここで、信号ａ１及びＳ２が両方共″′Ｏ″になる
期間（Ｄ）を遅延回路４８Ａ〜４８Ｃ及び４９Ａ〜４９
Ｃによって作る目的は５次に述べるトランジスタ電力増
幅器３９〜４１のトランジスタを保護するためである。Note that when the output signal a1 is "l", the signal a2 is always o", and when the signal a2 is 1", the signal a1 is 0". Here, both signals a1 and S2 are "o". 'O'' period (D) is set by delay circuits 48A to 48C and 49A to 49.
The purpose of forming the transistors using C is to protect the transistors of the transistor power amplifiers 39 to 41, which will be described in the fifth section.

しかし、て、第７図のＢ相用の出力信号ｂｌ及びｂ２は
計＄、機ｔｏよりの出力データＶＣを記憶するホールド
レジスタ３９Ｂによってそれぞれパルス幅ケ調ばれ、そ
の動作は上述のＡ相用の出力信号ａｌ及びＳ２が作られ
るのと全く同様である。However, the output signals bl and b2 for the B phase in FIG. The output signals al and S2 of are produced in exactly the same way.

以上でＰＷＭ回路３８の動作の説明を終り、次にトラン
ジスタ電力増幅器３９〜４１の説明をする。This completes the explanation of the operation of the PWM circuit 38, and next the transistor power amplifiers 39-41 will be explained.

算６図のように＋　ＰＷＭ回路３８のＡ相出力ａ１及び
Ｓ２はトランジスタ構成の電力増＠器３９に入力され、
この増幅器３９の出力が誘導機５のステータ電圧Ｖａ　
となる。同様にＢ相出力ｂ１及びｂ２は電力増幅器４０
に人力これ、その出力がステータ足圧ｖｂを、Ｃ相出力
ｃｌ及びＣ２は電力増幅器４１に入力これ−その出力は
ステータ電圧ｖｃ　をそれぞれ供給する。As shown in Figure 6, the A-phase outputs a1 and S2 of the PWM circuit 38 are input to a power booster 39 having a transistor configuration.
The output of this amplifier 39 is the stator voltage Va of the induction machine 5
becomes. Similarly, the B phase outputs b1 and b2 are output from the power amplifier 40.
The output of the human power supply supplies the stator foot pressure vb, and the C-phase outputs cl and C2 are input to the power amplifier 41, and their outputs supply the stator voltage vc, respectively.

ここで、電力増幅器３９〜４１の詳細回路図を第９図に
示すが、電力増幅器３９〜４１は互いに同じ構成となっ
ているのでここでは電力増幅器３９だけを説明する。す
なわち２ｖＬ力増＠器３９はパワートランジスタ５５及
び５６が直列に接続でれ一両端が直流電源５９の＋Ｅ（
ｙ）及び−Ｅ（″端子に接続ばれて、トランジスタ５５
及び５６が交互にオンオフすることによって誘導機５の
ステータ電圧■を＋Ｅ（″又は−Ｅ（Ｖ）にする。Here, a detailed circuit diagram of the power amplifiers 39-41 is shown in FIG. 9, but since the power amplifiers 39-41 have the same configuration, only the power amplifier 39 will be explained here. In other words, the 2vL power intensifier 39 has power transistors 55 and 56 connected in series, with one end connected to +E of the DC power supply 59 (
y) and −E(″ terminals, the transistor 55
and 56 are alternately turned on and off, thereby setting the stator voltage (2) of the induction machine 5 to +E ('' or -E (V)).

トランジスタ５５のベース駆動回路５７は、ＰＷＭ回路
羽の出力信号ａｌ　が′１”のときトランジスタ５５を
オンにして電圧ｖａを＋Ｅ（Ｊ″にし、出力信号ａ１が
０”のときトランジスタ５をオフにする。同様にトラン
ジスタ５６のベース駆動回路５８は、ｐＷＭ回路北の出
力信号ａ２がｌ”のときトランジスタ５６をオンにして
電圧ｖａを−Ｅ　にし、出力信号ａ２が０”のときトラ
ンジスタ５６をオフに−する。The base drive circuit 57 of the transistor 55 turns on the transistor 55 and sets the voltage va to +E (J'' when the output signal al of the PWM circuit blade is '1'', and turns off the transistor 5 when the output signal a1 is 0''. Similarly, the base drive circuit 58 of the transistor 56 turns on the transistor 56 to set the voltage va to -E when the output signal a2 of the pWM circuit north is 1'', and turns off the transistor 56 when the output signal a2 is 0''. to.

ここにおいて、信号ａ１　が０″に変化し−トランジス
タ５５がオンからオフになる時トランジスタ５５のスイ
ッチング遅れによってトランジスタ５５は直ち九オフに
はならない。故に信号ａ１　が１”から”Ｏ’に変化し
た時、直ちに信号ａ２を′０″から１”にすると直流電
源５９を短絡することになり、トランジスタ５５及び５
６に大電流が流れてトランジスタが破壊する。このため
、信号ａｌ　がｌｏｔ“になってトランジスタ５５が完
全にオフになってから信号ａ２　を１”にするように、
ＰＷＭ　回路３８に遅延回路４８Ａ〜４８Ｃ及び４９Ａ
〜４９Ｃが入っているのである。Here, when the signal a1 changes to 0" and the transistor 55 turns from on to off, the transistor 55 does not turn off immediately due to the switching delay of the transistor 55. Therefore, the signal a1 changes from 1" to "O". When this happens, if the signal a2 is immediately changed from '0'' to 1'', the DC power supply 59 will be short-circuited, and the transistors 55 and 5 will
A large current flows through 6, destroying the transistor. For this reason, the signal a2 is set to 1" after the signal al becomes "lot" and the transistor 55 is completely turned off.
Delay circuits 48A to 48C and 49A are included in the PWM circuit 38.
It contains ~49C.

また、ベース駆動回路Ｓ７内部の絶綴トランス６７の図
示していない一次側には交流電圧が常時加わ見られてお
り、ブリッジ形整流器６６及びコンデンサ６８によって
フロートした直流電源電圧がコンデンサ６８の両端疋生
ずる。この゛電源の負側端子はトランジスタ５５のエミ
ッタに接続してあり、トランジスタ５５のエミッタの電
位■が±Ｅ（ｖｌに交互に変化するため、このようなフ
ロートした直流電源が必要となる。さらに、ベース、駆
動回路５７内部のフォトカプラ６０に入力されるＰＷＭ
　回路３８の出力信号ａ１　　がｌ″になると、フォト
カプラωの出力端子６１及び６２間がオンになってトラ
ンジスタ６５ヲオフ罠し、抵抗６４を介してフロートし
た直流電源よりパワトランジスタ５５にベース電流が流
れ、このトランジスタをオンにしてｖａの電位を＋Ｅに
する。In addition, an AC voltage is always applied to the primary side (not shown) of the discontinued transformer 67 inside the base drive circuit S7, and the DC power supply voltage floated by the bridge rectifier 66 and the capacitor 68 is applied to the arise. The negative terminal of this power supply is connected to the emitter of the transistor 55, and the emitter potential of the transistor 55 alternately changes to ±E (vl), so such a floating DC power supply is required. , base, PWM input to the photocoupler 60 inside the drive circuit 57
When the output signal a1 of the circuit 38 becomes l'', the output terminals 61 and 62 of the photocoupler ω are turned on, trapping the transistor 65 off, and a base current is applied to the power transistor 55 from the floating DC power source via the resistor 64. flows, turning on this transistor and setting the potential of va to +E.

一方、信号ａｌ　が０”になるとフォトカプラωの出力
端子６１及び６２間がオフになり、抵抗６３を介してト
ランジスタ６５のベース電流が流れてトランジスタロ５
をオンにし−パワトランジスタ５５をオフにする。なお
、ベース駆動回路５８も同じ動作を行なう。On the other hand, when the signal al becomes 0'', the output terminals 61 and 62 of the photocoupler ω are turned off, and the base current of the transistor 65 flows through the resistor 63, causing the transistor 5
- turns on the power transistor 55 and turns off the power transistor 55. Note that the base drive circuit 58 also performs the same operation.

今、計算機１０より出力されるデータＶＺ１％。The data VZ1% is now output from the computer 10.

ｖサ　　が第１０図（ａ）に示すように時間ｔと共に変
化したとすれば、上述したＰＷＭ　回路３８及びトラン
ジスタ電力増＠器３９〜４１により、誘導機５に加えら
れる電圧Ｖ、　、　ｖｂ、　Ｖｏ　は第１０図（ｂｌ、
（ｃｌ−（ｄｌのような千Ｅ　、−Ｅの２つの値をとり
、Ｖ；　、　Ｖ：　、　Ｖ；が第１０図（ａ）の三角波
５３でパルス幅変調ばれた矩形波となる。ここにおいて
、矩形波電圧ｖａｌｖｂ、ｖｏの各三角波キャリヤ周波
数高調波成分を取り除いた平へ　　　　Ｅ 均値（直流成分）マ３．兎、マ。は、ｖ、＝罰■・■；
。If vsa changes with time t as shown in FIG. 10(a), the voltages V, , vb, Vo is shown in Figure 10 (bl,
(Cl-(dl) takes two values of 1,000E and -E, and V; , V: , and V; become a rectangular wave whose pulse width is modulated by the triangular wave 53 in FIG. 10(a). , to the average value of the rectangular wave voltages valvb, vo after removing each triangular wave carrier frequency harmonic component E Average value (DC component) Ma3.
.

〜　　　　Ｅ ■、＝−・イ、■。＝面・ｖご　　とたり、平均値九、
　孔、　”；７゜は完全に電圧指令値Ｖ：、　％　、　
Ｖ：に比例する。しかして、第１０図（ｂｌ、（ｃＬ　
（ｄｉのようなＰＷＭ矩形波を誘導機５のステータ巻線
に加えると、誘導機５のリアクタンスによってステータ
゛電流は矩形波電圧の高調波成分が取り除かれた平滑電
流となり、誘導機５内に生ずる磁束はこの平滑電流に比
例する。これより算１０図（１）ｌ−（Ｑｌ、（ｄｉの
ｐＷＭ矩形波電圧を誘導う５に加えた時、この矩形反電
圧の平均値が電圧指令値に比￥１すれば、　（２６）式
の電圧をカロえた場合と＃しいことになり＋　Ｃ）６！
及び曽式に二る電圧制御方程式で誘導電動機を駆動する
ことになる。~ E ■, =-・I, ■. = per surface/v, average value 9,
Hole, 7° is completely the voltage command value V:, %,
Proportional to V:. Therefore, Fig. 10 (bl, (cL
(When a PWM square wave such as di is applied to the stator winding of the induction machine 5, the stator current becomes a smooth current with harmonic components of the square wave voltage removed due to the reactance of the induction machine 5, which is generated in the induction machine 5. The magnetic flux is proportional to this smoothed current. From this calculation, when the pWM rectangular wave voltage of l-(Ql, (di) is added to the induced voltage, the average value of this rectangular countervoltage becomes the voltage command value. If the ratio is ¥1, it will be # similar to when the voltage in equation (26) is increased + C) 6!
The induction motor is driven by the following voltage control equation:

以上の説明から第６図の構成でもって、指令トルク併給
手段９より与えられたデータエ、に比ｆ！１シたトルク
が誘導電動機５に卦いて得られることが明らかである。From the above explanation, with the configuration shown in FIG. 6, the ratio f! It is clear that an additional torque can be obtained for the induction motor 5.

実施例２（最大雪圧増加制御） 上述の実施例１においてはＶ、　、　Ｖｂ、　Ｖｏを前
記（２Ｏ２式で制御するようになっている。しかして、
この■式は次のように書き直せる。Embodiment 2 (Maximum snow pressure increase control) In the above-mentioned Embodiment 1, V, , Vb, and Vo are controlled by the above-mentioned (2O2 formula).
This ■expression can be rewritten as follows.

■ｏ＝ＪＷＪｊ；’；’＋（１ｍｉＯｉ＋ｒＳＬ２．）
２　ｃｏｓ　（ψ＋δ−￥）ノただし、　　ｔａｎδ＝
ん己ｏ９”’ｓ’咲５ＩＯ また、芦９図よりｖａ、Ｖｂ、ｖｏの最大電圧は直流電
源電圧±Ｆ、（”　より大きくなり得ない。故（・て、
（２９式の振幅値、ｒ７コτ＞　”　＋　（ｌｒｒ＋　
Ｉ　ｏ　ｑｙ　＋　ｒｓ　Ｉ２　’）”　　はＥより犬
きくなることはない。ζらに振幅値 （ｒｓ　Ｉ、１”＋（１，、Ｉｏ　ｐ〒−１ア　を大き
くとることが必要な応用では直流電源電圧±ＥＮ′を増
加させることが必要であるが、これにはパワートランジ
スタ５５及び５６の耐圧の高いものが必要になり、実現
困難になる場合がある。一方、誘導電動機５に加わる線
間電圧ｖａｂ”ｖａ−”ｂ　＋　ｖｂｃ＝”ｂ−■ｃ　
ｓ　ｖｃａ＝■ｃ−’は（２９式より次式で与えられる
。■o=JWJj;';'+(1miOi+rSL2.)
2 cos (ψ+δ−￥), where tanδ=
Also, from Figure 9, the maximum voltages of va, Vb, and vo cannot be greater than the DC power supply voltage ±F, (". Therefore, (・te,
(Amplitude value of formula 29, r7koτ> ” + (lrr+
Io qy + rs I2')" is never sharper than E. In applications where it is necessary to increase the amplitude value (rs I, 1" + (1,, Io p〒-1a) for ζ et al. It is necessary to increase the DC power supply voltage ±EN', but this requires power transistors 55 and 56 with high withstand voltages, which may be difficult to achieve. Voltage between vab”va-”b + vbc=”b-■c
s vca=■c-' is given by the following equation (from equation 29).

伽 ここにおいて、上記（３０）式の　（ｒｓ　ｘｏｌ”＋
ｎ、、ｔ）四７．ｘ、）”はＥより大きくなることはな
いから、線間電圧はＪＳＥ　　より犬きくなることはな
い。つまり、実施％ｌ　ｌでは誘導機５に加えられる線
間電圧の最大値：まβＥ　に押えられる。Here, (rs xol”+
n,,t)47. x, )" will never be greater than E, so the line voltage will never be higher than JSE. In other words, in the implementation %l, the maximum line voltage applied to the induction machine 5: or βE. Being held down.

一方、其９図の電力増振器３９〜４１は最大線間電圧を
２Ｅまで出せるので、実施例１はＪン２の比だけ最大電
圧で損をしていることになる。これに対し、この実施例
２は最大線間電圧を２Ｅまで出し得るものである。On the other hand, since the power intensifiers 39 to 41 shown in FIG. 9 can generate a maximum line voltage of up to 2E, the first embodiment suffers a loss at the maximum voltage by the ratio of J-2. On the other hand, the second embodiment can generate a maximum line voltage of up to 2E.

この実施例２では電圧制御方程式を次式のようにする。In this second embodiment, the voltage control equation is as follows.

と、ころで、この６０式は前記（イ）式の右辺に同一の
変数Ｖやを加えたものに等しい。かかる６υ式で制御す
る時、誘導機５に加わる線間電圧ｖａｂ　ｓ　”ｂｃ　
、”ｃａは００１式と同じになるので、上述の誘導機の
１理で制御されることになる。なお、この実施例２では
まで許これる。しかして１３１）式の電圧制御方程式の
変数鴇を次のように決める。すなわち、０９式の右辺８
１項Ｊ（ｒ５工。）２＋（ｌｒｒｌ工。φ＋ｒ５Ｉ２）
”　ｃｏｓ（ψ＋δ）。By the way, this equation 60 is equivalent to adding the same variable V to the right side of equation (a). When controlling with this 6υ formula, the line voltage applied to the induction machine 5 is
, "ca" is the same as the equation 001, so it will be controlled by the first principle of the induction machine described above. In this embodiment 2, it is allowed. Therefore, the variables of the voltage control equation of equation 131) The value is determined as follows.In other words, the right-hand side 8 of formula 09
1 term J (r5 engineering.) 2+ (lrrl engineering. φ+r5I2)
” cos(ψ+δ).

π；匹可］フ■）”　ｃｏｓ（ψ＋δ−譬）。π; possible] cos (ψ + δ - parable).

Ｊ（ｒ３１ｏ’）２＋（ＩｍＩ。ｃｐ＋ｒ３工２）２ｃ
ｏｓ（ｃｐ＋ａ　−）　（１’＞１ｔｈ−Ｐれもが−Ｅ
〜＋Ｅの範囲内ならばｖＮ＝０にする。そして、０９式
の上記右辺第１項のいずれかが−Ｅ　ｈ、＋下Ｇてなっ
た階はその相の右辺全体が−Ｅになるように−を決める
と共に、それが＋８以上になつ走時にはその相の右辺全
体が＋ＥになるようにｖＮを決める。J(r31o')2+(ImI.cp+r3tech2)2c
os(cp+a -) (1'>1th-P remoga-E
If it is within the range of ~+E, set vN to 0. Then, for floors where either the first term on the right-hand side of equation 09 is -E h or + lower G, determine - so that the entire right-hand side of that phase becomes -E, and run until it becomes +8 or more. Sometimes vN is determined so that the entire right side of the phase becomes +E.

ここにおいて、第１１図は０１）式の振幅値のように変
化するかを説明する図であり、同図（ａ）の点線は００
式の右辺第１項を示す。ψ＋δ＝０〜π／６では％ＣＥ
Ｄ式のｖａ　の右辺第１項 、ｎ二重ｏ　）”　＋　（１，、、ＩＯｐ＋　ｒ７Ｉ２
　）”　ｃｏｓ（ψ＋δ）は＋８以上であるのでＶａ＝
＋Ｅ　　になるように−を決め、ψ＋δ＝π／６〜π／
２では−Ｖ。の右辺第１項Ｔ−πア耳Ｗ■：＋ｒ、■）
”　ｃｏｓ（ψ＋δ−￥）が、−Ｅ以下になるのでＶ。Here, FIG. 11 is a diagram explaining how the amplitude value changes as in equation 01), and the dotted line in FIG.
The first term on the right side of the equation is shown. %CE for ψ+δ=0~π/6
The first term on the right side of va in equation D, n double o )” + (1,,, IOp+ r7I2
)” cos(ψ+δ) is greater than +8, so Va=
Decide - so that it becomes +E, ψ + δ = π/6 ~ π/
-V in 2. The first term on the right-hand side T-πA ear W■: +r, ■)
” cos(ψ+δ-￥) is less than -E, so V.

＝−Ｅ　　になるように馬を決める。Choose a horse so that =-E.

以下同様に第１１図（ｂ＋の二うにＶ８が決められ−（
３υ式のｖａ、Ｖｂ、ｖｃは第１１図（ａｌの実線のよ
うにψ＋δと共に変化することになる。第１１図（ａｌ
より線間電圧ｖａｂ　＊　”ｂｃ　、ｖｏａ　の最大値
は２Ｅまで許されることがわかる。次にこの実施例２の
具体的構成を第１２図に示して説明する。Similarly, in Figure 11 (V8 is determined on the second side of b+ and -(
The va, Vb, and vc of the 3υ equation change with ψ+δ as shown by the solid line in Figure 11 (al).
It can be seen that the maximum values of the line voltages vab*''bc and voa are allowed up to 2E. Next, a specific configuration of the second embodiment will be described with reference to FIG. 12.

この実施例２は第６図のブロック１０以外は実施例１の
構成と同一である。この実施例２では計算機は一点破線
で囲まれたブロック６９の処理を行なう、ブロック６９
中のブロック１０は第６図の実施例１のブロック１０の
処理と全く同様である。しかして、計算機６９はプログ
ラム制御ユニット５０がステップｌからステップ７まで
の処理を実施例１の場合と全く同じように実行し、０９
式のＶ、−Ｖ、。This second embodiment has the same configuration as the first embodiment except for block 10 in FIG. In this second embodiment, the computer processes block 69 surrounded by a dotted line.
The processing of block 10 in the middle is exactly the same as that of block 10 of the first embodiment in FIG. Therefore, the computer 69 allows the program control unit 50 to execute the processes from step 1 to step 7 in exactly the same way as in the first embodiment, and
V, -V, in the equation.

ｖｂ−ＶＮ、　Ｖｏ−−を計算する。ここにおいて、プ
ログラム制御ユニット５０はステップｌ−ヌテンプ７ま
でのプログラムを実行した後、ステップ８のプログラム
を実行し、ステップ７で求めたＶ、−ＶＮ。Calculate vb-VN, Vo--. Here, the program control unit 50 executes the program up to step 1-nutemp 7, and then executes the program in step 8 to obtain V and -VN determined in step 7.

Ｖｂ−ｖｌｌ、　ｖｏ−当に係数器３２　、３３　、３
４で一定係数２０４８／Ｅを各々乗じ、デーｐ　Ｖ：、
　ＶＢ　＃　Ｖ、”を作る。Vb-vll, vo-coefficient multiplier 32, 33, 3
Multiply each by a constant coefficient 2048/E by 4, and the data p V:,
VB #V,” is created.

ところで、実施例１ではＣ６１式で求まるｖａ、ｖｂ、
Ｖ。By the way, in Example 1, va, vb, and
V.

の値の許される範囲は−Ｅ〜＋Ｅであつ念が、実施例２
では（３υ式のｖａ−ｖＮ、′ｖｂ−ｖＮ、ｖｃ−−ハ
囲の値をとることになる。次に、プログラム制御ユニッ
ト５０はステップ９のプログラムを実行し、最小値選択
器７０はデータＶ：　、　Ｖ、；　、　Ｖ、：の内の最
小値をＩｖｆＩＮとして出力し、この最小値ＭＩＮは減
算器７２で一定値−２０４８より差し引かれ、（−２０
４８−ＭＩＮ）なるデータが折線関数発生器７４に人力
される。ここに、折線関数発生器７４は人力が負の時、
その出力順は０″、入力が正の時に出力は入力に等しく
なる関数発生器である。したがって、最小値ＭＩＮが−
２０４８より小さい時＋　Ｖｌｌ工＝−２０４８−ＭＩ
Ｎ。Although the permissible range of the value of is -E to +E, Example 2
Then, the values of va-vN,'vb-vN,vc--c of the 3υ formula are taken.Next, the program control unit 50 executes the program in step 9, and the minimum value selector 70 selects the data. The minimum value of V: , V,;
48-MIN) is manually input to the polygonal function generator 74. Here, when the human power is negative, the broken line function generator 74
It is a function generator whose output order is 0'', and when the input is positive, the output is equal to the input. Therefore, the minimum value MIN is -
When smaller than 2048 + Vll engineering = -2048 - MI
N.

最小値ＭＩＮが−２０４８より大ぎい時はｖＮ１＝Ｏと
なる。When the minimum value MIN is greater than -2048, vN1=O.

次に、ステップ１０のプログラムが実行ばれ、最大値選
択器７１はデータＶ；　、　Ｖ：　、　Ｖ　：の内の最
大値をＭＡＸとして出力する。この最大値ＭＡＸは減算
器７３チ一定値＋２０４７より差し引かれ（＋２０４７
−　ＭＡＸ）なるデータが折線関数発生器７５に入力さ
れる。ここに折線関数発生器７５は人力が正の時−七の
出力ＶＮ２は′０″、入力が負の時に出力ｖ、１２は入
力に等し、くなる関数発生器である。したがって、最大
値ＭＡＸが＋２０４７以上の時−Ｖｌ１２＝２０４７−
ＭＡＸ　。Next, the program in step 10 is executed, and the maximum value selector 71 outputs the maximum value of the data V;, V:, and V: as MAX. This maximum value MAX is subtracted from the constant value +2047 of the subtractor 73 (+2047
- MAX) is input to the linear function generator 75. Here, the broken line function generator 75 is a function generator where when the human power is positive, the output VN2 of -7 is '0'', and when the input is negative, the output v, 12 is equal to the input. Therefore, the maximum value When MAX is +2047 or more -Vl12=2047-
MAX.

＋２０４７以下の時”　ＶＮ２”Ｏとなる。ところで、
机より小さく、しかも最大値ＭＡＸが＋２０４７以上に
なることはあり得ない。したがって、データー、とＶＮ
２の内いずれかは必らずＯになっている。When it is less than +2047, "VN2" becomes O. by the way,
It is smaller than a desk, and the maximum value MAX cannot exceed +2047. Therefore, data, and VN
One of 2 is always O.

次に、ステップ１１のプログラムが実行され、加算器７
６でデータｖＮ工とｖＮ□が加算でれてデータ■ｌ　　
となる。このデータではステップ８のプログラムで得ら
れたデータＶ　；　、　Ｖ　：　、　Ｖ：に加算器７７
゜７８　、７９で各々加算ばれてデータＶａ′、ｖｂ′
、ｖｏ′となリ、これらのデータが計算機６９よりＰＷ
Ｍ　回路３８内にある３徂の１２ビツトのホールドレジ
スタに各々書込まれる。今、号、　Ｖ、：　、　Ｖ：の
中いずれかが−２０４８より小さいか又は＋２０４７よ
り大きい時、そのデータにデータ号音力σえた４置Ｙ−
２０４８又は＋２０４７にするよってデータｖ：が決め
られるので、データＶ、ｌ　、　ＶｂＩ　、　Ｖｏ／は
常に−２０４８から＋２０４７ま°での範囲に納まり、
ＰＷＭ　　回路３８内にある３１組のホールドレジスタ
Ａ、Ｂ、ＣはＬ２ビットで良いことになる。よって、こ
の実施例２にも上述実施例１０溝成要素と同一のＰＷＭ
回路３８と電力増幅器３９〜４１とが使用され得るので
ある。Next, the program in step 11 is executed, and the adder 7
In step 6, the data vN and vN□ are added and the data ■l
becomes. In this data, adder 77 is added to the data V;, V:, V: obtained by the program in step 8.
゜78 and 79 are added, respectively, and the data Va', vb'
, vo' and nali, these data are input from the computer 69 to PW.
Each of the three 12-bit hold registers in M circuit 38 is written to. Now, when either of the numbers, V,:, V: is smaller than -2048 or larger than +2047, the data signal power σ is added to the data by 4 positions Y-
Since the data v: is determined by setting it to 2048 or +2047, the data V, l, VbI, Vo/ always falls within the range from -2048 to +2047°,
The 31 sets of hold registers A, B, and C in the PWM circuit 38 can be L2 bits. Therefore, this embodiment 2 also uses the same PWM as the groove component of embodiment 10 described above.
Circuit 38 and power amplifiers 39-41 may be used.

実施例３（磁束変化トルク制御） の点から制限があることを述べた。一方、モータ回転数
すが高くなければならないよら分るように出力トルクＴ
ｅ　が同じロータ電流工２　に対して減少する不都合を
生ずる。It has been mentioned that there are limitations from the point of view of Embodiment 3 (magnetic flux change torque control). On the other hand, since the motor rotation speed must be high, the output torque T
This results in a disadvantage that e decreases for the same rotor electric current 2.

よって、この実施例３では上述の欠点を解消するために
、モータ回転数々が一定値（ベース速度）輸以下では励
磁電流工。Therefore, in this third embodiment, in order to eliminate the above-mentioned drawbacks, when the number of motor rotations is less than a certain value (base speed), the excitation current is turned off.

を一定値（定格値）工。Ｂにし、輸以上では励磁電流工
。を減少させて常に振幅値になるようにすることにより
、誘導電動機の定格をフルに使い得る方法を提供する。A fixed value (rated value). Set it to B, and for export or higher, excitation current work. By reducing the amplitude so that the amplitude always remains constant, a method is provided in which the full rating of the induction motor can be used.

この実施例３では励磁電流工。が変化するので、（２５
）式に変数ＵＮを加えた下記の電圧方程式を用いる。In this Embodiment 3, the excitation current is used. changes, so (25
) The following voltage equation is used by adding the variable UN to the equation.

一！−ｔ−」ｊ）工Ｍ− 前述し念ようにＩ３■式の右辺第１項の振幅値成立しな
ければならない。one! -t-''j) Engineering M- As mentioned above, the amplitude value of the first term on the right side of equation I3 must hold true.

今、サンプリング周期Ｔ　＝１０００　（５ｅＣ）　と
し、電流工。の１サンプリング時間前の値をＩ：　　と
するとこの（温式に代入して が求まる。しかして、実施例３ではこのＣ３５）式を満
足はせるために２モ一タ回転数々の絶対値＋ａ＋がベー
ス速度ｂＢ以上では次式が成立するように、励磁電流工
。を制御する。Now, let the sampling period T = 1000 (5eC) and calculate the electric current. If the value one sampling time before is I:, then this (substituting into the temperature equation will be found. Therefore, in Example 3, this C35) In order to satisfy the equation, the absolute value of the number of rotations of the two motors + a + When the base speed is higher than bB, the excitation current is set so that the following equation holds. control.

この（温式において工。は常に正の値、＋ｊ＋はｂの絶
対値−工２ｍはロータ電流工、のとり得る最大値（１１
，Ｉ５Ｊ２ｍ）である。また、α２は一定値で、しかも
ｌａｌ＞ａＢの範囲におけるいかなる励磁電流変化の絶
対値１工。−工：１に対しても１次式が成立する値のう
ち最小の値を選ぶようにする。This (in the hot type) is always a positive value, +j+ is the absolute value of b - 2m is the maximum possible value (11
, I5J2m). Further, α2 is a constant value, and the absolute value of any excitation current change in the range of lal>aB is 1. -Engineer: Choose the smallest value among the values for which the linear equation holds for 1 as well.

（ｒｓ　Ｉ。＋（１ｍ＋１ｒ寸）〒１工。−ＩＣ＋’　
Ｄ”−（ｒ、ｒ。）２くα２　・・・０７）の９式及び
Ｇ′７）式が成立すれば、０９式の条件は満足されるこ
とになる。(rs I.+(1m+1r dimension)〒1 t.-IC+'
If Equation 9 of D"-(r, r.)2 x α2 . . 07) and Equation G'7) hold, the condition of Equation 09 is satisfied.

何故ならば、（イ）式を０９式に代入すればとなり、次
の条件が常疋成立する。This is because by substituting equation (a) into equation 09, the following condition holds true.

これら（至）、（３つ、（４脂式より上記１３５）式が
成立する。These (3) and (4) formulas (135 above) hold true.

また＋３７）式のα２　の値であるが、前記３６）式よ
りα２を誘導電動機に加えることができるので効率が良
い。そのためには（３７）式より１ｒｏ−ｒ、、’ｌの
値が小さいほど良いことがわかる。一方一電流工。は常
に（ト）式を満足するように制御されるので−１工。−
Ｉｎはモｄ１δＩ −夕速度の変化率　　　の関数となり、その関数ｒ は次のようｆｃｔ、て求められる。すなわち−（３６）
式の両辺を時間ｔで微分すれば ２７６゜故、狙打　。ヵヵイ１１、 ｔ である。Regarding the value of α2 in equation +37), efficiency is good because α2 can be added to the induction motor from equation 36). For this purpose, it can be seen from equation (37) that the smaller the value of 1ro-r, , 'l, the better. On the other hand, I am an electrician. is controlled so that it always satisfies equation (g), so -1 engineering. −
In is a function of mod1δI - rate of change in evening speed, and the function r is obtained as fct as follows. That is -(36)
If you differentiate both sides of the equation with respect to time t, it's 276°, so it's a good shot. It is 11, t.

今、−例トシテ、３．７（ｋＷ）　−２００（ｖｌ−１
４，６（”　〕２極三相標準誘導電動機に下記（４２式
の定数を入れて。Now, - Example Toshite, 3.7 (kW) -200 (vl-1
4,6('') Insert the constants of equation 42 below into a two-pole three-phase standard induction motor.

加速度１脂の制限値を計算してみる。Let's calculate the limit value of acceleration 1 fat.

さらに、この例ではαとしてα＝１０（Ｖｌに選んでみ
る。しかして、温式に■。＝　ｒｏＢ＝７．４（Ａゝを
代入すると１ｌｌ＝３３７　（ｒａｄ／５ｅｃ）　（＝
３２２０ξｐ−町が得られるので、ベース速度＆、＝３
３７（ｒａｄ／５ｅｃ）　　ニすれば良い。Furthermore, in this example, let's choose α as α=10 (Vl). Then, in the warm formula ■. = roB=7.4 (Substituting Aゝ, 1ll=337 (rad/5ec) (=
3220ξp-town is obtained, so the base speed &, = 3
37 (rad/5ec) d is enough.

ここで、次式がいかなる場合においても成立すれば、前
記（３７）式は常に成立する。Here, if the following formula holds true in any case, the above-mentioned formula (37) always holds true.

この（Ｂ）式の右辺はα＝１０（ｖｌ　と一定の場合、
正の値をとる励磁電流工。が大きいほど小さくなる。故
に。The right side of this equation (B) is α = 10 (when vl is constant,
An exciting current generator that takes a positive value. The larger the value, the smaller the value. Therefore.

右辺の最小値は工。＝工。おのときであり、ならば０９
式は常に成立する。また、（４υ式の右辺の検数は、開
式よう　９ であり、この（Ｃ１式の右辺第１項 をそれぞれとる。故に、常に次の（４４）式が成立する
。The minimum value on the right side is . = Engineering. If it's time for a blow, then 09
The formula always holds true. In addition, the count on the right side of the (4υ expression) is an open expression 9, and the first term on the right side of this (C1 expression) is taken respectively.Therefore, the following expression (44) always holds true.

０．０１４＋４５，５４１＝４５．５５５（ｒａｄＡｅ
ｃ／Ａ）　　・Ｈ（＝３０７２９　ｒ、ｐ、ｍ／５ｅｃ
）　Ｋすれば、（４１７１７式ヨリカルうｈ、；Ｃ＋７
）（ＤＩ式ｈ　ＩＡ４ｂｅ　ヨ’）　−’−Ｔ：’＜７
０．６４　（Ａ／５ｅｃ）となるので、（４３１式が常
に成立する。0.014+45,541=45.555(radAe
c/A) ・H(=30729 r, p, m/5ec
) If K, then (41717 Yorikaruh, ;C+7
) (DI formula h IA4be yo') -'-T:'<7
Since it is 0.64 (A/5ec), the formula (431) always holds true.

ならば、いかなる場合にも１１・−１：１はＴＯ，６４
（必・・）以下となり（４３１式が成立し、したがって
１３７）式も成立し、開式のαをα＝１０Ｍにすること
ができる。一般の応用では加速度が３２１８　（ｒａｄ
／、ｅｃ）（＝３０７２９ｒ、ｐ６ｍ／＞ｅｃ）以上に
なるようなことは殆んど有り得ないので、誘導機の定数
が（４つ式のとき、この実施例３で十分誘等機の定格を
フルに発揮することかできる。Then, in any case, 11・-1:1 is TO, 64
(Required...)The equation (431) is established, and therefore the equation 137 is also established, and α in the open equation can be set to α=10M. In general applications, the acceleration is 3218 (rad
/, ec) (=30729r, p6m/>ec) Since it is almost impossible that the constant of the induction machine is (4 equations), this Example 3 is sufficient to satisfy the rating of the induction machine. be able to make full use of it.

さて、上述のようにして適当なαが決められると、この
実施例３ではモータ回転数１δ１が先ず検出きれ、その
山がペース速度ｂＢ以下の時に励磁電流工。を一定値Ｉ
。Ｂにし、＋ａ＋が９３以上の時に（３０式に従って電
流工。を決定する。前記（４２式の定数の時＋　（３ｇ
１式の左辺第１項（ｒ　ｓ　Ｉ　ｏ　）２は工。＝へ、
＝７，４Ａの時に最大となり、この最大値は（０，３６
８ｘ７．４）２＝７．４であるが、この値は（イ）式の
右辺 迭Ｅ２−α２＝迭ｘ　１４１”　−１０２＝２６４０８
に比べ非常に小さいので、前述のような定数の時に０Ｇ
式の左辺第１項（ｒｓ　Ｉ。）２は無視して（至）式は
次のように簡皐化できる。Now, when a suitable value α is determined as described above, in the third embodiment, the motor rotation speed 1δ1 can be detected first, and when the peak is below the pace speed bB, the exciting current is set. to a constant value I
. B, and when +a+ is 93 or more, determine the electric current according to formula 30. When the constant of formula 42 + (3g
The first term on the left side of equation 1 (r s I o )2 is . = to,
The maximum value is reached when =7.4A, and this maximum value is (0.36A).
8x7.4)2=7.4, but this value is the right-hand side of equation (A) E2-α2=迭x 141" -102=26408
Since it is very small compared to
Ignoring the first term (rs I.)2 on the left side of the equation, the equation can be simplified as follows.

しかし、ｒ、が大きくなるような応用（たとえば誘導機
の一次側と電力増幅器間に直列抵抗を挿入して、φ＝０
付近における励磁電流工。を電正によりスムーズに制御
しようとするような応用）では、０６）式より正確に電
流工。を求めなければならない。However, in applications where r becomes large (for example, by inserting a series resistor between the primary side of an induction machine and a power amplifier, φ=0
Excitation current works nearby. In applications where the electric current is to be controlled smoothly using electric current, the electric current is more accurate than equation 06). must be sought.

ここで−（３Ｇ）式より回転数山に対する電流Ｉ。を求
める式を誘導すると であるから ・・・・・　（４６１ となる。しかして、この実施例でＧｊ、（４６）式中の
Ｉ、ｍ、αを選ぶので、（４０式で求まる電流工。は必
らず実数で求められる。Here, from the equation (3G), the current I with respect to the rotational speed peak. (461) In this example, since Gj, I, m, and α in equation (46) are selected, the current flow calculated by equation (40) is . can always be found as a real number.

なお、第１３図の曲線８０は前述に式の定数の時、（４
６）式よりモータ回転数１θ１と励＠電流工。との関係
を求めたもつである。この曲線８０は（４９式ビ反比例
させた関係にほとんど等しいことがわかる。Note that the curve 80 in FIG. 13 is expressed as (4
6) From formula, motor rotation speed 1θ1 and excitation @ current engineering. This is Motsu who was looking for a relationship with. It can be seen that this curve 80 is almost equal to the relationship inversely proportional to Equation 49.

二め喫飽Ｊ、Ｊ３２−もプ〉７６１ム吟、配７＝ｌハｏ
ｏｏ邪−苺１＝ｆｆｉ’ｆ７うフシブノしハ・シレスＳ
ｐ　ｔ＋Ｎ”入力３収る％’Ｈプログラム制御ユニット
１００は１次に述べるステップ１からステップ１４まで
のプログラムをＩ＠次実行する。Second draft J, J32-mopu〉761mugin, 7=lhao
oo evil - strawberry 1 = ffi'f7
pt+N'' input 3%'H Program control unit 100 executes the program from step 1 to step 14 described below.

すなわち、ステップ１のプログラムを実行すると計算機
８１は可逆カウンタ７の内容（８ｔ９２．）２π 、　　　　８１９２ を読込み、このアーターθ　に係数器１０７で係２π 数２π／ｓ　１９２　　を乗じてデータθを形成する。That is, when the program in step 1 is executed, the computer 81 reads the contents (8t92.) 2π, 8192 of the reversible counter 7, and multiplies this ater θ by the coefficient 2π number 2π/s 192 in the coefficient unit 107 to form data θ. .

次に、ステップ２のプログ〉ムが実行され、上記データ
θが微分器１０８で微分されてデータδが得られる。Next, the program in step 2 is executed, and the data θ is differentiated by the differentiator 108 to obtain data δ.

次に、ステップ３のプログラムが実行これ、絶対値器１
０９によりｂの絶対値１δ１が得られるので、この＋ａ
＋よりＩ。計算器１１０に二り工。を求める。この工。Next, the program in step 3 runs this, absolute value unit 1
Since the absolute value 1δ1 of b is obtained by 09, this +a
I from +. Double work on calculator 110. seek. This craft.

計算器１１０は前述ＱＫ６）式に従って山より工。The calculator 110 is constructed according to the above-mentioned formula QK6).

を求め、との工。が一定値Ｉ。Ｂ以下ならば（４６）式
で求まった工。をそのまま工。計算器１．１０の出力デ
ータエ。In search of, and the work. is a constant value I. If it is less than or equal to B, the work calculated by equation (46). Work as is. Output data of calculator 1.10.

と亡、工。が一定値工。３以上のときは一定値工。３を
工。計算器１１０の出力データエ。とする。and passed away, Eng. is a constant value. When it is 3 or more, it is a constant value. 3. Output data of the calculator 110. shall be.

次に、ステップ４のプログラムが実行され、指令電流デ
ータ供給手段５１よりディジタルデータ１２′を読込み
、リミッタ１０６によりデータＩ２′　をリミント値士
工２ｍに制限したロータ電流データエ、を形成する。こ
＼で、リミット値工Ｚｍはｃ３６）式中の定数■２ｍに
対応するものである。Next, the program in step 4 is executed, the digital data 12' is read from the command current data supply means 51, and the limiter 106 forms rotor current data in which the data I2' is limited to a limit value of 2 m. Here, the limit value Zm corresponds to the constant 2m in the formula c36).

次ｋ、ステップ５のプログラムが実行でれ、割算器１１
１がステップ４で求めた電流Ｉ２をステップ３で求めた
電流工。で割りデータＩ、／Ｉ。を求める。Next k, the program in step 5 is executed, and the divider 11
1 is the current I2 obtained in step 4 and the current value obtained in step 3. Divide data by I, /I. seek.

次に、ステップ６のプログラムが実行され、ス分されて
データψ−θが得られる。すなわち、前−タψ−θは加
算器８５によってステップ１で得られたデータθと加算
されデータψを形成する。このψは電圧方程式０２式の
磁束角度ψに相当する。Next, the program in step 6 is executed, and data ψ-θ is obtained by segmenting. That is, the pre-data ψ-θ is added by the adder 85 to the data θ obtained in step 1 to form data ψ. This ψ corresponds to the magnetic flux angle ψ in the voltage equation 02.

次にステップ７のプログラムが実行され、三角関数発生
器９９はステップ６で求めた磁束角度ψよ２π　　　、
　　　　２π り三角関数値ｃｏｓψ、ｓｉｎψ、　ｃｏｓ（ψ−一）
　ｒ　５Ｉｎ（ψ−丁）を計算する。Next, the program in step 7 is executed, and the trigonometric function generator 99 calculates the magnetic flux angle ψ obtained in step 6 plus 2π,
2π trigonometric function values cosψ, sinψ, cos(ψ−1)
Calculate r 5In(ψ−ding).

次にステップ８のプログラムが実行され、ステップ３で
求めたデータＩ。が微分器１１４で微分されグ時間前の
値をぴとした珈＝−ｄ、１．、Ｉ、−、Ｉ、、’で計算
すれば良い。このデータ二に係数器１１７で係ｔ 形成する。Next, the program in step 8 is executed, and the data I obtained in step 3 is obtained. is differentiated by the differentiator 114, and the value obtained before the time is given by = -d, 1. ,I,−,I,,'. A coefficient unit 117 forms a coefficient t on this data.

次にステップ９のプログラムが実行され、ステップ３で
求めたデータエ。に係数器１１８の係数ｒ、をの値は電
圧方程式Ｃ３２＋式の右辺第１項のｃｏｓ関数の振幅値
に対応する。Next, the program in step 9 is executed, and the data obtained in step 3 is obtained. The value of the coefficient r of the coefficient unit 118 corresponds to the amplitude value of the cos function of the first term on the right side of the voltage equation C32+.

次にステップ１０のプログラムが実行され、ステップ２
で得たｂとステップ５で求めたデータれる。Next, the program in step 10 is executed, and step 2
Use b obtained in step 5 and the data obtained in step 5.

このφとステップ３で得たデータＩ。とが乗＄器１０１
で乗算されてデータエ。φが作られる。この工。灸に係
数器１１５で係数１ｍを乗じてデータ精工註が得られる
。This φ and the data I obtained in step 3. Toga square $ machine 101
The data is multiplied by . φ is created. This craft. A data precision note is obtained by multiplying moxibustion by a coefficient of 1m using a coefficient unit 115.

次にステップ１１のプログラムが実行でれ、ステップ４
で得たデータエ、に係数器１．１６で係数ｒ、を乗じて
データｒｓ　ｒ２を作り、このデータとステップ［Ｏで
求めたデータＪｍ工。金が加＄器８８で加算されてデー
タ’ｍ”ｏ　９’　＋　ｒｓＩｚを作る。この値は電圧
方程式Ｃ３ａ式の右辺第２項のｓｉｎ関数の振幅値であ
る。Next, the program in step 11 is executed, and step 4
Multiply the data obtained in step 1.16 by the coefficient r to create data rs r2, and combine this data with the data obtained in step [O]. The gold is added by the adder 88 to create data 'm''o 9' + rsIz. This value is the amplitude value of the sine function of the second term on the right side of the voltage equation C3a.

次にステップＬ２のプログラムが実行され、ステと、ス
テップ１１で求めたＩｍＩ、ｃｐ　＋　ｒ、Ｉ、とより
、Ｇ７Ｊ式ｒｆ）■３−ｖ！、、　Ｖｂ−Ｖ、を乗算器
１０２　、１０３　、１０４　。Next, the program in step L2 is executed, and from step L2 and ImI, cp + r, I obtained in step 11, G7J formula rf) ■3-v! , , Vb-V, by the multipliers 102 , 103 , 104 .

１０５と引算器８９　、９０とによって以下の計算処理
で求める。105 and subtractors 89 and 90, the following calculation process is performed.

次Ｑてステップ１３のプログラムが実行されて、ステッ
プ１２テ求めたｖａ−ＶＮ、ｖｂ−■、に係数器１１９
゜１２０で一定係数Ｔを各々乗じデータ号、　■、；が
作られろ。又、データ号、チが加算器９１で両データ共
に減算されてＶ：＝−（Ｖ：＋％）が求まる。Next, the program in step 13 is executed, and the coefficient multiplier 119 inputs va-VN, vb-■ obtained in step 12.
Multiply each by a constant coefficient T by ゜120 to create data numbers, ①,;. Further, data number and chi are subtracted together by an adder 91 to obtain V:=-(V:+%).

この実施例３でほの２式のｖａ−ｖＮ、　ｖｂ−ｖ、　
、　Ｖｏ−ｖ。In this Example 3, only two types of va-vN, vb-v,
, Vo-v.

値、をとる。Takes the value.

次にステップ１４のプログラムが実行され、実施例２で
説明したのと全く同様に処理されて、計算機８１の出力
データＶ、／　、　ｖｂ／　、　ｖｏ／が計算される。Next, the program in step 14 is executed and processed in exactly the same manner as described in the second embodiment to calculate the output data V, /, vb/, vo/ of the computer 81.

実施例２で説明した如く−これらのデータＶａ’　ｒ　
’５ＺＶ′は常に−２０４８〜＋２０４７までの範囲に
納まり一＄施例１のＰＷＭ　回路３８内にある３組の１
２ビツトのホールドレジスタ３９Ａ　、３９　Ｂ　、３
９　Ｃへ各々書込まれる。As explained in Example 2 - these data Va' r
'5ZV' always falls within the range of -2048 to +2047, and the three sets of 1 in the PWM circuit 38 of Example 1
2-bit hold registers 39A, 39B, 3
9 are respectively written to C.

以上で第１４図の計算機８１が器式の電圧方程式の電圧
値を計算する過程を説明した。The process by which the calculator 81 shown in FIG. 14 calculates the voltage value of the voltage equation of the instrument type has been described above.

実施例４（速度制御） 前述の実施例１及び２においては励磁電流工。を一定に
しているので、誘導機の出力トルクＴｅは前記０９式よ
り明らかなように指令トルクデータエ２に完全に比例す
る。かぐして実施例１及び２のトルク制御装置を速度制
御装置に応用すると、制御系が線形の自動制御理論にの
り、設計者の意図する通りの連応性の良い速度制御系が
実現できる。しかして−第１５図は速度制御装置の実施
例の構成図である。この実施例４でもブロック１２８の
計算機処理の部分と指令速度データ供給手段１２９以外
は第６図の構成と同じであるのでその説明は省略する。Embodiment 4 (Speed Control) In the above-mentioned Embodiments 1 and 2, the excitation current was used. Since it is kept constant, the output torque Te of the induction machine is completely proportional to the command torque data E2, as is clear from Equation 09 above. When the torque control devices of Examples 1 and 2 are applied to a speed control device, the control system follows the linear automatic control theory, and a speed control system with good coordination as intended by the designer can be realized. FIG. 15 is a block diagram of an embodiment of the speed control device. In this fourth embodiment, the configuration is the same as that shown in FIG. 6 except for the computer processing portion of block 128 and the command speed data supply means 129, so the explanation thereof will be omitted.

サンプル時点Ｔ＝」−秒毎に発生するサンプルパルスＳ
Ｐ　が−計Ｘｆｆ１１２８に来る毎にプログラム制御ユ
ニット１４１は次に述べるステップ１からステップ３ま
でのプログラムを１■次夷行する。Sample time T=”-sample pulse S occurring every second
Each time P reaches -total Xff 1128, the program control unit 141 executes the program from step 1 to step 3 described below.

４　ｆ、ステップ１のプログラムを実行すると、計算機
１２８は可逆カウンタ７の内容〔互す且θ〕を２π 読込む。このデータは微分器１３２で微分されて速度デ
ータ旦ｂ　が得られる。微分器１３２の出力２π データシ旦膀　　を計算するには可逆カウンタ７の２π １サンプリング時間前の内容を〔旦■但θ〕９とし、２
π 今回のサンプリング時間のそれを、７θ　とすれば、基
本的には 旦り＝勾〔二〇〕−年θ内　・・僧 ２π　　Ｔ２π　　　　２π で計算すれば良い。しかしながら、可逆カウンタ７は２
進１３ピントの容量しか持たないので、その内、〔８１
９２θ〕はＯ〜８１９１のいずれかの値しか持２π たない。すなわち、モータが正回転し、θがＯより増加
して行くと、カウンタ７の内容は０より増（ｒａｄ） 加して行き、θ＝２π　　（モータ１回Ｅ）より少し小
ざいところでカウンタの内容は８１９１になり一θ＝２
π（ｒａｄ）（モ〜り１回転）でカウンタの内容は＋　
（ｒａｄ） 再びＯＶｃなり、θ＝２・・　　よりθが増加するとカ
ウンタの内容は再びＯより増加して行く。すなわち、こ
のカウンタ７の内容はモータ回転角度θの１回転以内を
ディジタル量で表わすが２回転以上では１回転目と同じ
内容になっている。したかって、前記０７）式の計算に
お−てはそゐまま計算したのでは正確な計算結果が得ら
れなｔ／′１場合が生ずる。4 f. When the program in step 1 is executed, the computer 128 reads the contents [mutual and θ] of the reversible counter 7 by 2π. This data is differentiated by a differentiator 132 to obtain velocity data danb. To calculate the output 2π data of the differentiator 132, the content of the reversible counter 7 2π 1 sampling time ago is set as [tan■tanθ]9, and 2
π If the sampling time of this time is 7θ, basically it can be calculated as follows: 2π T2π 2π. However, the reversible counter 7 is 2
It only has a capacity of 13 pintos, of which 81
92θ] has only a value between O and 8191 (2π). In other words, as the motor rotates forward and θ increases from O, the contents of the counter 7 increase (rad) from 0, and when the value of the counter 7 reaches a point slightly smaller than θ=2π (one motor rotation E), The content is 8191 and 1θ=2
The content of the counter is + at π (rad) (one rotation of the motor)
(rad) becomes OVc again, and θ=2... As θ increases, the contents of the counter increase from 0 again. That is, the contents of this counter 7 are expressed in digital quantities within one rotation of the motor rotation angle θ, but for two or more rotations, the contents are the same as the first rotation. Therefore, in the calculation of the above-mentioned formula 07), there may be a case where an accurate calculation result cannot be obtained by t/'1 if the calculation is performed as is.

例えば、１サンプリング時間前のθの位置が２π の位置が。。（８２００）ｒａｄであったとすれば、前
回のカウンタの内容はＣ−”ａ　：ｌ”＝ｓｏｏｏで一
今回２π のカウンタの内容は〔互■竪θ］＝８２００−８１９２
＝８２π になっている。これを（４７）式に入れて計算すれば８
１９２　Ｂ　＝１　ｃ　ｓ−ｓ　０００　］となり、θ
は正方向に増加２π　　　Ｔ 果が得られる不都合を生ずる。今−丁＝１０００秒間−
（ｒａｄ） にθの最大変化か±π　　以下であるとすれば。For example, the position of θ one sampling time ago is 2π. . (8200) rad, the contents of the previous counter are C-"a:l" = sooo, and the contents of the counter of 2π this time are [mutual × vertical θ] = 8200-8192
=82π. If we put this into equation (47) and calculate it, we get 8
192 B = 1 c s - s 000 ], and θ
has the disadvantage that an increasing 2π T effect is obtained in the positive direction. Now - Ding = 1000 seconds -
(rad) if the maximum change in θ is less than ±π.

（４７１式の計＄知おいてＮ内の計算値些θ〕−〔堕θ
〕“が−４０９６〜＋４０９５　　の範囲２π　　　　
　　　２π をとればそれは正しい答であり、それ以外では間違って
いる。そこで、上記不都合を取り除くため速度データ８
１９２ｊ　　の計算は、次式のようにして２π 求めれば正確な値が得られる。(Knowing the total $ of formula 471, the calculated value within N is θ) - [fall θ
] " is in the range of -4096 to +4095 2π
If 2π is taken, the answer is correct; otherwise it is incorrect. Therefore, in order to eliminate the above disadvantage, the speed data 8
To calculate 192j, an accurate value can be obtained by calculating 2π using the following equation.

（４ｇＩ式より正しい速度データ８１９２δ　が微分器
１３２２π によって求められ、モータ５の実際の速度ａ　（ｒａｄ
／５ｅｃ）に比例したデータが求まる。(According to formula 4gI, the correct speed data 8192δ is obtained by the differentiator 1322π, and the actual speed a (rad
/5ec) is obtained.

次にステップ２のプログラムが実行され速度制御装置の
指令速度データ併給手段１２９より、速度指令ディジタ
ル量Ｒが読込まれ−この指令値Ｒは引算器１３６により
ステップ１で求めた正しいフィードバックデータ８１９
２ｊ　　が減算はれて、速度誤２π 差データＶＥ　となる。この速度誤差データＶＥに係数
器１３１で一定係数Ｋが乗じられてデータ■２が作られ
る（今の場合、係数器１３１の他の端子に入るデータエ
♂は関係なし）。このデータエ、は計算機１２８内のブ
ロック１３０に導かれる。Next, the program in step 2 is executed, and the speed command digital amount R is read from the command speed data co-supplying means 129 of the speed control device - this command value R is converted to the correct feedback data 819 obtained in step 1 by the subtractor 136.
2j is subtracted, resulting in velocity error 2π difference data VE. This velocity error data VE is multiplied by a constant coefficient K in the coefficient multiplier 131 to create data ■2 (in this case, the data ♂ input to the other terminals of the coefficient multiplier 131 are irrelevant). This data is directed to block 130 within computer 128.

ここでは、ブロック１３０は実施例１の第６図のトルク
制御の計算機処理部１０と全く同じ構成をとるか又は実
施例２の第Ｌ２図のトルク制御の計算機処理部６９と全
く同じ構成をとるものとする。すなわち第１５図のブロ
ック１３０のデータＩ２は第６図の＋　　　　８１９２ 図の可逆カウンタデータ］を−に和尚している。Here, the block 130 has exactly the same configuration as the torque control computer processing section 10 in FIG. 6 of the first embodiment, or has exactly the same configuration as the torque control computer processing section 69 in FIG. L2 of the second embodiment. shall be taken as a thing. That is, the data I2 of block 130 in FIG. 15 is changed from +8192 of the reversible counter data of FIG. 6 to -.

次にプログラム制御ユニット１４１がステップ３のプロ
グラムを実行するとブロック１３０は実施例１又は実施
例２で説明したのと同様な計算を行ない、ブロック１３
０がトルクデータエ、と可逆カウントデータ（：８１９
２．９］　　よりモータ制御電圧データを２π 計算し、それｆＰＷＭ回路３８へ出力する。かぐして、
実施例１又は実施例２で説明した如く、第１５図の構成
でブロック１３０に加えられるデータエ、に完全に比例
したトルクＴｅが誘導機５より発生する。Next, when the program control unit 141 executes the program in step 3, the block 130 performs calculations similar to those described in the first embodiment or the second embodiment, and the block 13
0 is torque data, and reversible count data (:819
2.9], calculates motor control voltage data 2π and outputs it to the fPWM circuit 38. Smell it,
As explained in Embodiment 1 or Embodiment 2, in the configuration shown in FIG. 15, the induction machine 5 generates a torque Te that is completely proportional to the data applied to the block 130.

芙１５図の構成により、今一指令速度データＲが８１９
２゜ 実踪のモータ速度データ　　　θ　より大きい時。Due to the configuration shown in Figure 15, Imaichi command speed data R is 819.
2゜When it is larger than the actual motor speed data θ.

］て 速度誤差ＶＥは正となりこのＶＥ　に比例した正のトル
クＴｅが誘導機５に発生し、モータは加速し速度誤差Ｖ
Ｅを零にするようにフィードバックこれて完全に線形の
自動制御理論にのった速度制御系が実現され、モータ速
度に比例したフィードパツー　８１９２゜ ’ｆｌｋｖＦ−θ　が指令速度データＲに一致するよ５
に速度制御される。], the speed error VE becomes positive, a positive torque Te proportional to this VE is generated in the induction motor 5, the motor accelerates, and the speed error V
Feedback is made to reduce E to zero, thereby realizing a speed control system based on a completely linear automatic control theory, and the feed part 8192°'flkvF-θ, which is proportional to the motor speed, matches the command speed data R. Yo5
The speed is controlled by.

一方、励磁電流Ｉ０をベース速度９３以上で弱める制ａ
ｔする実施例３のトルク制御も菓１５図の速度制御１τ
使える。この場合＋　第１５囚のブロック１３０は第１
４図の実施例３のトルク制御の計算機処理部８１と全く
同じ構成をとる。すなわち−其１５図のブロック１３０
の工２データは第１４図のブロック８１のＩ≦゛８１９
２　　　−＋　　　　　　８１９２　　　−。On the other hand, a control a that weakens the excitation current I0 at a base speed of 93 or higher
Torque control of Example 3 to t and speed control 1τ of Fig. 15
It can be used. In this case + Block 130 of the 15th prisoner is the 1st
It has exactly the same configuration as the torque control computer processing section 81 of the third embodiment shown in FIG. That is, block 130 in Figure 15
The work 2 data of block 81 in Fig. 14 is I≦゛819.
2 −+ 8192 −.

データに、〔□θ〕　データは　　　θ　データに。data, [□θ] data becomes θ data.

２π　　　　　　　−■− 出力は第１４図のｙ、ｌ　、　Ｖｂ／　、　Ｖｏ／デー
タに和尚する。The 2π −■− output corresponds to the y, l, Vb/, Vo/ data in FIG.

ある。今、第１５図の係数器１３１の係数を一定値にと
した時−ｌ２＝ＫＶ、　　となり誘導機の出力トルク一
方、速度制御系のオーブンループゲインＧはＴｅ／ｖ、
で決まるので、工。がベース速度ｂＢ以上で減少すると
、ゲイン 自動制御系の応答がベース速度ｂＢ以上で悪くなる不都
合を生ずる。be. Now, when the coefficient of the coefficient multiplier 131 in FIG.
Since it is determined by If it decreases above the base speed bB, a disadvantage arises in that the response of the automatic gain control system deteriorates above the base speed bB.

このため、第１５図の係数器１３１の係数Ｋを次のよう
にデータエｌ　　によって変えるようにする。すなわち
、Ｋ＝Ｋｏ／Ｉ♂として、Ｋｏは一定係数、工♂は実施
例３の工。計＄器１１０の１サンプル時間前の工。Therefore, the coefficient K of the coefficient multiplier 131 in FIG. 15 is changed according to the data l as follows. That is, K=Ko/I♂, Ko is a constant coefficient, and the workpiece is the workpiece of Example 3. A total of $110 was calculated one sample time ago.

の計算値である。この工Ｉ　は第１５図のブロック１３
．０より破線で示した導線１４０を通して係数器１３１
の入力端子１４４に入り、Ｋ＝Ｋｏ／Ｉ♂なる計算が係
数器１３１で行なわれる。This is the calculated value. This work I is block 13 in Figure 15.
．． From 0, the coefficient unit 131 is passed through the conductor 140 indicated by a broken line.
input terminal 144, and the coefficient multiplier 131 calculates K=Ko/I♂.

かくして、オープンループゲイン 故ならば、ｌサンプリング前のＩ：　　と今回のサンプ
リング時の工。は殆んど等しい。かくしていかなるモー
タ速度すでもゲインは一定で応答は悪くなるようなこと
はなくなる。Thus, if it is due to the open loop gain, then I: before sampling and I during sampling this time. are almost equal. Thus, no matter what the motor speed, the gain remains constant and the response will not deteriorate.

この実施例４では実施例１．２．３のトルク制御装置が
速度制御に利用できることを説明した。In this Embodiment 4, it has been explained that the torque control device of Embodiments 1, 2, and 3 can be used for speed control.

この発明は上記速度制御だけに限られるものではなく１
位置制御にも同様に応用することができるので、次に位
置制御に関する実施９ｉ１．１を示す。This invention is not limited to the above-mentioned speed control;
Since it can be similarly applied to position control, implementation 9i1.1 regarding position control will be shown next.

実施例５（位置制御装置） 第１６図は位置制御装置の実施例の構成図であり、ブロ
ック１４５は計＄機で処理される部分である。Embodiment 5 (Position Control Device) FIG. 16 is a block diagram of an embodiment of the position control device, and block 145 is the part processed by the dollar machine.

しかして、指令位置データ供給手段１４６は位置制御系
の指令位置データを計Ｘ機１４５に供給し、数値制御装
置等にこの実施例を応用する場合、指令位置データ供給
手段１４６を計算機１４５内に含ませ、数値制御装置に
必要な直線、円弧の関数発生器を計算機１４５で作るよ
うな位置データ供給手段１４６とすることもできる。Therefore, the command position data supply means 146 supplies the command position data of the position control system to the total X machine 145, and when this embodiment is applied to a numerical control device etc., the command position data supply means 146 is installed in the computer 145. The position data supplying means 146 may also include a computer 145 that generates a linear and circular arc function generator necessary for the numerical control device.

第１６図の構成図において、計算機１４５及び指令位置
データ供給手段１４６以外は実施例４の速度制御の構成
と同じであるので説明を省略する。In the configuration diagram of FIG. 16, the components other than the computer 145 and the command position data supply means 146 are the same as the speed control configuration of the fourth embodiment, so the explanation will be omitted.

サンプル時点Ｔ＝」二秒毎に発生するサンプルパルスＳ
Ｐが計算機１４５に来る毎にプログラム制御ユニット１
５１は次に述べるステップ１からステップ６までのプロ
グラムを順次実行する。Sample time T = sample pulse S occurring every 2 seconds
Each time P comes to the computer 145, the program control unit 1
51 sequentially executes a program from step 1 to step 6, which will be described below.

まず、ステップ１のプログラムを実行すると、計算機１
４５は可逆カウンタ７の内容〔］「θ〕を読込みバンフ
ァレジスタ１５９に一時的に蓄える。First, when you run the program in step 1, the computer 1
45 reads the contents [ ] "θ" of the reversible counter 7 and temporarily stores it in the bumper register 159 .

しかしながら、このカウンタ７の内容〔８１９２，〕２
π は実施例４で説明したようにモータ回転角度θの１回転
以内をディジタル量で表わすが２回転以上では一回転目
と同じ内容になっている。そこで。However, the contents of this counter 7 [8192,]2
As explained in the fourth embodiment, π is expressed as a digital amount within one rotation of the motor rotation angle θ, but for two or more rotations, it has the same content as the first rotation. Therefore.

モータ回転角度１回転以上でもモータ回転角度θを完全
に表わす位置データ８１９２．　　が、累積レジ、２π ヌタ１５６の出力に表われ″るようにするため次のよう
な処理を行なう。Position data 8192 that completely represents the motor rotation angle θ even if the motor rotation angle is one rotation or more. In order to make it appear in the output of the cumulative register, 2π nut 156, the following processing is performed.

プログラム制御ユニット１５１がステップ２のプログラ
ムを実行すると、引算器１５７はステップ１で蓄えられ
たバンファレジスタ１５９の内容〔８１９２θ〕＊を記
憶しているレジスタ１５８の内容に２π より次式の計算を行ない引算器１５７の出力データＡと
する。When the program control unit 151 executes the program in step 2, the subtracter 157 calculates the following equation by adding 2π to the content of the register 158 that stores the content [8192θ]* of the bumper register 159 stored in step 1. is performed, and the output data A of the subtracter 157 is obtained.

次にステップ３のプログラムが実行され、ステップ２で
求めたデータＡが累積レジスタ１５６の航回のサンプリ
ング時点の内容１Ｔθ　に加算シ九今回のサンプリング
時点の新しい累積レジスタの、、−、８１９２ 内容　　θ　となる。この値はモータ位置の累積ゴｒ 値を示すことになり、実際のモータ５の回転位置を示す
データとなる。累積レジスタ１５６は電源が入った時に
零にクリヤこれており−そのデータ記憶容量はモータ位
置θの変化する最大位置まで完全にカバーできるほど大
きいので−モータの全位置θに対してレジスタは」：１
に対応した位置データを持つことができる。Next, the program in step 3 is executed, and the data A obtained in step 2 is added to the content 1Tθ of the cumulative register 156 at the sampling time of the cruise. becomes. This value indicates the cumulative Gr value of the motor position, and becomes data indicating the actual rotational position of the motor 5. The accumulation register 156 is cleared to zero when power is applied - its data storage capacity is large enough to completely cover the maximum range of motor position θ - so that for all motor positions θ, the register is 1
can have location data corresponding to.

次にステップ４のプログラムが実行され、ステップ１で
蓄えられたバンファレジスタ１５９の内容がレジスタ１
５８に転送ばれる。このレジスタ１５８の内容は次のサ
ンプリング時点だおいて前回の可逆カウンタ７の内容−
１９２θ〕０として使用される。Next, the program in step 4 is executed, and the contents of bumper register 159 stored in step 1 are transferred to register 1.
Transferred to 58. The contents of this register 158 will be the contents of the previous reversible counter 7 at the next sampling point.
192θ]0.

２π 次にステップ５のプログラムが実行され、位置制御装置
の指令位置データ供給手段１４６より１位置指令ディジ
タル量ＰＳＮが計！１１４５　Ｋ読込まれ、この指令値
ＰＳＮは引算器１５５によりステップ３で求めたフィー
ドバックデータ下θ　　か減算されて、位置誤差データ
ＰＥ　となる。この位置誤差ＰＥ’に係数器１５２で一
定係数ＫＰ　が乗じられてデータＲが作られる。このデ
ータＲは計算機１４５内のブロック１５０に導かれる。2π Next, the program in step 5 is executed, and the 1-position command digital amount PSN is calculated from the command position data supply means 146 of the position control device! 1145K is read in, and this command value PSN is subtracted by the feedback data lower θ obtained in step 3 by a subtracter 155 to become position error data PE. Data R is created by multiplying this position error PE' by a constant coefficient KP in a coefficient multiplier 152. This data R is directed to block 150 within computer 145.

ブロック１５０は上述実施例４における速度制御の計算
機処理部１２８と全く同じ構成をとる。The block 150 has exactly the same configuration as the speed control computer processing section 128 in the fourth embodiment described above.

次にプログラム制御ユニットがステップ６のプログラム
を実行すると、ブロック１５０は実施例４の速度制御で
説明したのと同様な計算を行ない、Ｒデータと可逆カウ
ンタデータ〔薯狂＝θ〕　よりモータ制御電圧データを
計算し、このデータをブロック１５０よりＰＷＭ　回路
３８へ出力する。かくして、実施例１４で説明した如く
、第１６図の構成でブロック１５０に加えられるデータ
Ｒに一致するように。Next, when the program control unit executes the program in step 6, block 150 performs calculations similar to those described in the speed control of the fourth embodiment, and calculates the motor control voltage from the R data and the reversible counter data [薯薯＝θ]. The data is calculated and output from block 150 to PWM circuit 38. Thus, as described in Example 14, to match the data R applied to block 150 in the configuration of FIG.

速度データ８１９２　ｊ　　が制御されることになる。The speed data 8192j is to be controlled.

２π 第１６図の構成により、今、指令位置データ、ＰＳＮが
実際のモータ位置データ８１９２θ　より犬き２π い時−位置誤差ＰＥは正になり、このＰＥに比例した正
の速度でモータが回転し、モータ位置データ８１９２　
θ　　が正方向に増加し１位置誤差ＰＥを零２π にするよ５にフィードバック制御されて、モーター’　
　　　　８１９２ 位置データ　　　θ　が指令位置データＰＳＮに一致］
て するように位置制御これる。2π With the configuration shown in Figure 16, when the command position data and PSN are smaller than the actual motor position data 8192θ, the position error PE becomes positive and the motor rotates at a positive speed proportional to this PE. , motor position data 8192
5 increases in the positive direction, and the motor's
8192 Position data θ matches command position data PSN]
You can control the position like this.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明を適用することのできる２相２極誘導
電動機の断面図、第２図はその動作を説明するための図
、第３図は第１図に対応ζせて示す２相２極誘導電動伝
の断面図−案４図は第１図に対応させてこの発明の詳細
な説明するだめの誘導電動機の断面図、第５図はその動
作原理を説明するための図、第６図はこの発明の第１実
施例を示す回路構成図、第７図はそのＰＷＭ回路３８の
具体的構成例を示す回路図、第８図（ａｌ〜（ｆ）は第
７図の動作例を示すタイムチャート、第９図は第６図の
電力増幅器３９〜４１の具体的構成例を示す回路図。 第１０図（ａｌ　〜（ｄ）及び第１１図（ａｌ、（ｂ）
はその動作を説明するための図、菓１２図はこの発明の
第２実施例を示す回路構成図、菓１３図はその説明に供
する特性図、第１４図はこの発明の第３実施例を示す回
路構成図、第１５図はこの発明の第４実施例を示す回路
構成図、第１６図はこの発明の第５実施例を示す回路構
成図である。 １−１’、２−２’・・・ステータ巻線、３−３’、４
−４′・・・ロータ巻線、５・・・誘導電動機、７・・
・可逆カウンタ、８・・・サンプルパルス発生器、９・
・・指令トルクデータ供給手段＋　１０．６９，８１．
１２８，１４５・・・計算機＋　１１．５０．１００　
、１４１　、１５１・・・プログラム制御ユニット、２
８・・三角関数発生器、３８・・・ＰＷＭ　回路、３９
〜４１・・・電力増幅器。 出］人代理人　　佐　　藤　　−雄 ｊ１５１　’ＥＺＪ　　　””””°：！ｆＪＩＬ）図
面の浄書（占容に変更な（） 躬３図 炉軸 を 図面の浄Ｗ（内容に変更なし） 躬２凹 筋４目 す 躬５図 手わＹ：　ネ１暑１　正　書　（方式）昭和６１年７月
３日Fig. 1 is a sectional view of a two-phase two-pole induction motor to which the present invention can be applied, Fig. 2 is a diagram for explaining its operation, and Fig. 3 is a two-phase two-phase induction motor corresponding to Fig. 1. Cross-sectional view of a two-pole induction motor - Plan Figure 4 is a cross-sectional view of an induction motor for detailed explanation of the present invention, corresponding to Figure 1, and Figure 5 is a diagram for explaining its operating principle. 6 is a circuit diagram showing the first embodiment of the present invention, FIG. 7 is a circuit diagram showing a specific example of the configuration of the PWM circuit 38, and FIGS. 8 (al to (f) are operation examples of FIG. 7). FIG. 9 is a circuit diagram showing a specific configuration example of the power amplifiers 39 to 41 in FIG. 6. FIG. 10 (al to (d)) and FIG. 11 (al, (b)
12 is a circuit configuration diagram showing a second embodiment of the invention, FIG. 13 is a characteristic diagram for explaining the same, and FIG. 14 is a diagram showing a third embodiment of the invention. FIG. 15 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the invention, and FIG. 16 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the invention. 1-1', 2-2'... stator winding, 3-3', 4
-4'... Rotor winding, 5... Induction motor, 7...
・Reversible counter, 8... Sample pulse generator, 9・
...Command torque data supply means + 10.69,81.
128,145...calculator + 11.50.100
, 141, 151...program control unit, 2
8... Trigonometric function generator, 38... PWM circuit, 39
~41...Power amplifier. ] person agent Sato - male j151 'EZJ ””””°:! fJIL) Engraving of drawings (changed to occupancy ()) Editing of drawings with 3 drawings (no change in content) 2 concave lines 4 marks 5 drawings hand Y: Ne 1 Heat 1 Orthography ( Method) July 3, 1986

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、相数ｍのステータ巻線を持つ極数Ｐの誘導電動機に
おいて、トルクＴ＿ｅを発生せしめるため下式で与えら
れる第ｎ相の相電圧Ｖ＿ｎ＿ｓを前記誘導電動機のステ
ータ巻線に与えるステータ電圧発生手段を備えているこ
とを特徴とする誘導電動機のトルク制御装置。 Ｖ＿ｎ＿ｓ＝｛ｒ＿ｓＩ＿０＋［ｌ＿ｍ＋ｌ＿ｒ（ｒ＿
ｓ／ｒ＿ｒ）］｝ｃｏｓ｛ψ−［２（ｎ−１）／ｍ］π
｝−［ｌ＿ｍＩ＿ｏ（ｄψ／ｄｔ）＋ｒ＿ｓＩ＿２］ｓ
ｉｎ｛ψ−［２（ｎ−１）／ｍ］π｝ ただし、 ψ＝（Ｐ／２）θ＋ｒ＿ｒ／ｌ＿ｒ∫（Ｉ＿２／Ｉ＿０
）ｄｔ ｛Ｉ＿０＝Ｉ＿０＿Ｂ（Ｉ＿０≦Ｉ＿０＿Ｎのとき）、
Ｉ＿０＝Ｉ＿Ｎ（Ｉ＿０＞Ｉ＿０＿Ｎのとき）｝ Ｉ＿０＿Ｂ：ベース励磁電流（一定値）〔Ａ〕 Ｉ＿０＿Ｎ＝１／［ｒ＿ｓ＾２ｌ＿ｍ＾２（ｄθ／ｄｔ
）＾２］×〔−ｌ＿ｍ［（ｌ＿ｍ／ｌ＿ｒ）ｒ＿ｒ＋ｒ
＿ｓ］Ｉ＿２＿ｍ｜ｄθ／ｄｔ｜＋√｛｛［ｌ＿ｍ（ｌ
＿ｍ／ｌ＿ｒ）ｒ＿ｒ＋ｒ＿ｓ］Ｉ＿２＿ｍ（ｄθ／ｄ
ｔ）｝＾２＋［ｒ＿ｓ＾２＋ｌ＿ｍ＾２（ｄθ／ｄｔ）
＾２］｛Ｅ＾２−［（ｌ＿ｍ／ｌ＿ｒ）ｒ＿ｒ＋ｒ＿ｓ
］＾２Ｉ＿２＿ｍ＾２−α＾２｝｝〕 ｒ＿ｓ、ｒ＿ｒ、ｌ＿ｒ、ｌ＿ｍ：誘導電動機で決まる
定数 θ：誘導電動機のロータ回転角度〔ｒａｄ〕 Ｉ＿２＿ｍ：ロータ電流最大値〔Ａ〕 Ｅ：ステータ電圧発生手段許容最大電圧〔Ｖ〕 α：一定値〔Ｖ〕 Ｉ＿２：（ｌ＿ｒ／Ｋ＿Ｔｌ＿ｍ＾２Ｉ＿０）Ｔ＿ｅ〔
Ａ〕 Ｋ＿Ｔ：一定値 ２、相数ｍのステータ巻線を持つ極数Ｐの誘導電動機に
おいて、トルクＴ＿ｅを発生せしめるため、下式（１）
で与えられる第ｎ相の相電圧Ｖ＿ｎ＿ｓを前記誘導電動
機のステータ巻線に与えるステータ電圧発生手段を備え
、下式（２）の右辺第１項 Ｖ＿ｎ＿ｓ＝√｛｛ｒ＿ｓＩ＿０＋［ｌ＿ｍ＋ｌ＿ｒ（
ｒ＿ｓ／ｒ＿ｒ）］（ｄＩ＿０）／（ｄｔ）｝＾２＋｛
ｌ＿ｍｌ＿０（ｄψ／ｄｔ）＋ｒ＿ｓＩ＿２｝＾２｝ｃ
ｏｓ｛ψ−［２（ｎ−１）／ｍ］π｝（１） が前記電圧発生手段の許容最大電圧値を越える時、前記
相電圧Ｖ＿ｎ＿ｓが前記許容最大電圧値に等しくなるよ
うに下式（２）の右辺第２項Ｖ＿０を制御することを特
徴とする誘導電動機のトルク制御装置。 Ｖ＿ｎ＿ｓ＝√｛｛ｒ＿ｓＩ＿０＋［ｌ＿ｍ＋ｌ＿ｒ（
ｒ＿ｓ／ｒ＿ｒ）］（ｄＩ＿０）／（ｄｔ）｝＾２＋｛
ｌ＿ｍＩ＿０（ｄψ／ｄｔ）＋ｒ＿ｓＩ＿２｝＾２｝ｃ
ｏｓ｛ψ−［２（ｎ−１）／ｍ］π｝＋Ｖ＿０（２） ただし、 ψ＝（Ｐ／２）θ＋（ｒ＿ｒ／ｌ＿ｒ）∫（Ｉ＿２／Ｉ
＿０）ｄｔ〔ｒａｄ〕 Ｉ＿０：励磁電流（変化）〔Ａ〕は Ｉ＿０＝Ｉ＿０＿Ｂ（Ｉ＿０＿Ｂ≦Ｉ＿０＿Ｎのとき） Ｉ＿０＝Ｉ＿０＿Ｎ（Ｉ＿０＿Ｂ＞Ｉ＿０＿Ｎのとき） Ｉ＿０＿Ｂ：ベース励磁電流（一定値）〔Ａ〕 Ｉ＿０＿Ｎ＝１／［ｒ＿ｓ＾２＋ｌ＿ｍ＾２（ｄθ／ｄ
ｔ）＾２］×〔−ｌ＿ｍ［（ｌ＿ｍ／ｌ＿ｒ）＋ｒ＿ｒ
＋ｒ＿ｓ］Ｉ＿２＿ｍ｜（ｄθ／ｄｔ）｜＋√｛｛ｌ＿
ｍ［（ｌ＿ｍ／ｌ＿ｒ）ｒ＿ｒ＋ｒ＿ｓ］Ｉ＿２＿ｍ（
ｄθ／ｄｔ）｝＾２＋｛ｒ＿ｓ＾２＋ｌ＿ｍ＾２（ｄθ
／ｄｔ）＾２｝｛（４／３）Ｅ＾２−［（ｌ＿ｍ／ｌ＿
ｒ）ｒ＿ｒ＋ｒ＿ｓ］＾２Ｉ＿２＿ｍ−α＾２｝｝ ｒ＿ｓ、ｒ＿ｒ、ｌ＿ｒ、ｌ＿ｍ：誘導電動機で決まる
定数θ：誘導電動機のロータ回転角度〔ｒａｄ〕 Ｉ＿２＿ｍ：ロータ電流最大値〔Ａ〕 Ｅ：ステータ電圧発生手段許容最大電圧〔Ｖ〕 α：一定値〔Ｖ〕 Ｉ＿２：ｌ＿ｒ／（Ｋ＿Ｔｌ＿ｍ＾２Ｉ＿０）Ｔ＿ｅ〔
Ａ〕 Ｋ＿Ｔ：一定値[Claims] 1. In an induction motor with a number of poles P and a stator winding with a number of phases m, the phase voltage V_n_s of the nth phase given by the following formula is applied to the stator winding of the induction motor in order to generate torque T_e. A torque control device for an induction motor, comprising a stator voltage generating means applied to a line. V_n_s={r_sI_0+[l_m+l_r(r_
s/r_r)]}cos{ψ−[2(n−1)/m]π
}−[l_mI_o(dψ/dt)+r_sI_2]s
in {ψ-[2(n-1)/m]π} However, ψ=(P/2)θ+r_r/l_r∫(I_2/I_0
) dt {I_0=I_0_B (when I_0≦I_0_N),
I_0=I_N (when I_0>I_0_N)} I_0_B: Base excitation current (constant value) [A] I_0_N=1/[r_s^2l_m^2(dθ/dt
)^2]×[-l_m[(l_m/l_r)r_r+r
_s]I_2_m|dθ/dt|+√{{[l_m(l
__m/l_r)r_r+r_s]I_2_m(dθ/d
t)}^2+[r_s^2+l_m^2(dθ/dt)
^2] {E^2-[(l_m/l_r) r_r+r_s
]^2I_2_m^2-α^2}] r_s, r_r, l_r, l_m: Constant determined by the induction motor θ: Rotor rotation angle of the induction motor [rad] I_2_m: Maximum rotor current value [A] E: Stator voltage generation Means allowable maximum voltage [V] α: Constant value [V] I_2: (l_r/K_Tl_m^2I_0)T_e[
A] K_T: constant value 2, in an induction motor with a number of poles P and a stator winding with a number of phases m, in order to generate torque T_e, the following formula (1) is used.
The first term on the right side of the equation (2) below, V_n_s=√{{r_sI_0+[l_m+l_r(
r_s/r_r)](dI_0)/(dt)}^2+{
l_ml_0(dψ/dt)+r_sI_2}^2}c
When os{ψ-[2(n-1)/m]π} (1) exceeds the maximum allowable voltage value of the voltage generating means, the following formula is used to make the phase voltage V_n_s equal to the maximum allowable voltage value. A torque control device for an induction motor, characterized in that the second term V_0 on the right side of (2) is controlled. V_n_s=√{{r_sI_0+[l_m+l_r(
r_s/r_r)](dI_0)/(dt)}^2+{
l_mI_0(dψ/dt)+r_sI_2}^2}c
os{ψ-[2(n-1)/m]π}+V_0(2) However, ψ=(P/2)θ+(r_r/l_r)∫(I_2/I
_0) dt [rad] I_0: Excitation current (change) [A] is I_0=I_0_B (when I_0_B≦I_0_N) I_0=I_0_N (when I_0_B>I_0_N) I_0_B: Base excitation current (constant value) [A] I_0_N =1/[r_s^2+l_m^2(dθ/d
t)^2]×[-l_m[(l_m/l_r)+r_r
+r_s]I_2_m|(dθ/dt)|+√{{l_
m[(l_m/l_r)r_r+r_s]I_2_m(
dθ/dt)}^2+{r_s^2+l_m^2(dθ
/dt)^2}{(4/3)E^2-[(l_m/l_
r) r_r + r_s] ^2I_2_m-α^2} r_s, r_r, l_r, l_m: Constant determined by the induction motor θ: Rotor rotation angle of the induction motor [rad] I_2_m: Maximum value of rotor current [A] E: Stator voltage generation Means allowable maximum voltage [V] α: Constant value [V] I_2:l_r/(K_Tl_m^2I_0)T_e[
A] K_T: Constant value