JPS61274814A - Electric discharge machining power supply - Google Patents
Electric discharge machining power supplyInfo
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- JPS61274814A JPS61274814A JP60115220A JP11522085A JPS61274814A JP S61274814 A JPS61274814 A JP S61274814A JP 60115220 A JP60115220 A JP 60115220A JP 11522085 A JP11522085 A JP 11522085A JP S61274814 A JPS61274814 A JP S61274814A
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- B23H1/00—Electrical discharge machining, i.e. removing metal with a series of rapidly recurring electrical discharges between an electrode and a workpiece in the presence of a fluid dielectric
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- Mechanical Engineering (AREA)
- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、コンデンサの放電を用いて加工を行う放電加
工機の放電加工電源に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to an electric discharge machining power source for an electric discharge machine that performs machining using discharge from a capacitor.
従来の技術
］ンデンサの放電を用いて加工を行う放電加工電源の電
源回路は、第５図に示すような回路が従来使用されてい
る。第５図において、Ｅは電源、Ｒ１は電流制限用の抵
抗、Ｃ２は充放電用コンデンサ、Ｐは電極、Ｗはワーク
、Ｔ２はスイッチング素子であるトランジスタ、Ｇ２は
そのベースである。このような回路において、トランジ
スタＴ２のベースＧ２にパルスを入力して該トランジス
タＴ２をオンさせ、コンデンサＣ２を充電させ、このコ
ンデンサＣ２の充電電圧を電極ＰとワークＷ間に印加さ
せ、コンデンサＣ２の放電電流が上記電極ＰとワークＷ
間の間隙に放電となって流れ、それにより放電加工が行
なわれるものであるが、コンデンサＣ２を高速充電する
ためには、電流制限用の抵抗Ｒ１を小さくする必要があ
り、該抵抗Ｒ１を小さくすると、該抵抗Ｒ１が発熱しエ
ネルギーロスが大きかった。2. Description of the Related Art] A circuit as shown in FIG. 5 has been conventionally used as a power supply circuit for an electric discharge machining power source that performs machining using electric discharge from a capacitor. In FIG. 5, E is a power source, R1 is a current limiting resistor, C2 is a charging/discharging capacitor, P is an electrode, W is a workpiece, T2 is a transistor which is a switching element, and G2 is its base. In such a circuit, a pulse is input to the base G2 of the transistor T2 to turn on the transistor T2, charging the capacitor C2, applying the charging voltage of the capacitor C2 between the electrode P and the workpiece W, and increasing the voltage of the capacitor C2. The discharge current is between the electrode P and the workpiece W.
Electric discharge flows into the gap between the capacitors and discharge machining, but in order to charge the capacitor C2 at high speed, it is necessary to reduce the current limiting resistor R1. Then, the resistor R1 generated heat, resulting in large energy loss.
そこで、第６図に示すような放電加工電源が開発された
く特願昭５９−３５９８４号）。第６図において、Ｅは
電源、Ｔ３．Ｔ４はスイッチング素子としての充電用及
び放電用のトランジスタ、Ｇ３．Ｇ４はそのベース、Ｃ
３は充放電用のコンデンサ、Ｄ３はダイオード、Ｐは電
極、Ｗはワーク、Ｌ３はインダクタンスである。Therefore, it would be desirable to develop a power source for electrical discharge machining as shown in FIG. 6 (Japanese Patent Application No. 59-35984). In FIG. 6, E is a power source, T3. T4 is a charging and discharging transistor as a switching element, G3. G4 is its base, C
3 is a capacitor for charging and discharging, D3 is a diode, P is an electrode, W is a workpiece, and L3 is an inductance.
このような放電加工電源回路の作用を説明すると、まず
、充電用のトランジスタＴ３のベースＧ３にパルスを印
加して、該トランジスタＴ３をオンにすると電流が電源
ＥからコンデシナＣ３，インダクタンスＬ３．トランジ
スタＴ３、そして、電源Ｅへと流れ、コンデンサＣ３は
充電を始める。To explain the operation of such an electric discharge machining power supply circuit, first, when a pulse is applied to the base G3 of the charging transistor T3 and the transistor T3 is turned on, a current flows from the power supply E to the condenser C3, the inductance L3, and so on. It flows through transistor T3 and then to power supply E, and capacitor C3 begins to charge.
そのとき、該電流は浮遊インダクタンスＬ３のインピー
ダンスにより直線的に増加する。それにより、コンデン
サＣ３の充電電圧も順次増加する。The current then increases linearly due to the impedance of the floating inductance L3. As a result, the charging voltage of the capacitor C3 also increases sequentially.
そして、充電用のトランジスタＴ３のベースＧ３への印
加を停止し、該トランジスタＴ３をオフにすると、浮遊
インダクタンスＬ３に蓄積されたエネルギーによる電流
がダイオードＤ３を介して流れ、いわゆるフライホイー
ル回路を形成してコンデンサＣ３をさらに充電する。こ
の際、コンデンサＣ３への充電電流及び充電電圧は上述
した説明から分るように、浮遊インダクタンスＬ３とト
ランジスタＴ３をオンにするベースＧ３に印加するパル
ス幅によって決まるから、トランジスタＴ３をオンにす
るパルス幅を調整することにより、また、インダクタン
スを調整することによりコンデンサＣ３の充電電圧を調
整できる。Then, when the application to the base G3 of the charging transistor T3 is stopped and the transistor T3 is turned off, a current due to the energy stored in the floating inductance L3 flows through the diode D3, forming a so-called flywheel circuit. to further charge capacitor C3. At this time, as can be seen from the above explanation, the charging current and charging voltage to the capacitor C3 are determined by the floating inductance L3 and the pulse width applied to the base G3 that turns on the transistor T3. By adjusting the width and by adjusting the inductance, the charging voltage of the capacitor C3 can be adjusted.
このようにして、コンデンサＣ３を充電し、トランジス
タＴ４のベースＧ４にパルスを印加してトランジスタＴ
４をオンにする。その結果、上記コンデンサＣ３の充電
電圧がワークＷと電極８間のギャップに印加され、放電
を開始し、放電電流が流れることとなる。このように、
この放電加工電源では電源制限抵抗を用いないので、エ
ネルギーロスがなく電源効率がよいが、放電用のスイッ
チング素子Ｔ４を用いるため高価となる。特に大電流の
放電流を流すためのこのスイッチング素子としてのトラ
ンジスタＴ４は数多く並列に接続するものであるから放
電加工電源を高価にしていた。In this way, capacitor C3 is charged and a pulse is applied to the base G4 of transistor T4 to
Turn on 4. As a result, the charging voltage of the capacitor C3 is applied to the gap between the workpiece W and the electrode 8, discharge starts, and a discharge current flows. in this way,
This electric discharge machining power supply does not use a power supply limiting resistor, so there is no energy loss and the power supply efficiency is good, but it is expensive because it uses a switching element T4 for discharge. In particular, a large number of transistors T4 as switching elements for flowing a large discharge current are connected in parallel, making the electrical discharge machining power source expensive.
発明が解決しようとしていた問題点
本発明は、上記従来技術の欠点を改善し、コンデンサ放
電回路における充電を急速に行い、かつ、安価で電源効
率の高い放電加工電源を提供することを目的とするもの
である。Problems to be Solved by the Invention It is an object of the present invention to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art, and to provide an electrical discharge machining power source that performs rapid charging in a capacitor discharge circuit, is inexpensive, and has high power efficiency. It is something.
問題点を解決するための手段
本発明は、電極及びワークと並列にコンデンサを設け、
該コンデンサの充電電圧を電極とワーク間に印加し放電
を生じせしめて放電加工を行う放電加工電源において、
上記コンデンサを充電する充電回路にはオンオフ制御さ
れ上記コンデンサを直流電源に接続し充電させるスイッ
チング素子と、インダクタンスとダイオードからなるフ
ライホイール回路とのみを設け電流制限抵抗を設けず、
また、放電回路中にもスイッチング素子を設けないよう
にしたものである。Means for Solving the Problems The present invention provides a capacitor in parallel with the electrode and the workpiece,
In an electric discharge machining power source that applies a charging voltage of the capacitor between an electrode and a workpiece to generate electric discharge and perform electric discharge machining,
The charging circuit for charging the capacitor includes only a switching element that is controlled to be on/off and connects the capacitor to a DC power source to charge it, and a flywheel circuit consisting of an inductance and a diode, without providing a current limiting resistor.
Further, no switching element is provided in the discharge circuit either.
作 用
上記スイッチング素子をオンにして上記コンデンサを充
電するときは、上記フライホイール回路のインダクタン
スによってコンデンサの充電電流は直線的に増加し、上
記スイッチング素子がオフになると上記インダクタンス
に蓄えられたエネルギーにより充電電流は直線的に減少
して流れ、上記コンデンサを充電する。そして、このコ
ンデンサの充電電圧が電極−ワーク間に印加され、これ
により放電が生じ、浮遊インダクタンスにより上記コン
デンサに逆電圧が生じると、フライホイールよって電流
を流し上記コンデンサを正方向の電圧にしてエネルギー
ロスを少なくした。Function When the switching element is turned on to charge the capacitor, the charging current of the capacitor increases linearly due to the inductance of the flywheel circuit, and when the switching element is turned off, the energy stored in the inductance increases the charging current of the capacitor. A charging current flows in a linearly decreasing manner to charge the capacitor. Then, the charging voltage of this capacitor is applied between the electrode and the workpiece, and this causes discharge, and when a reverse voltage is generated in the capacitor due to stray inductance, a current is caused by the flywheel and the capacitor is turned into a positive voltage, which generates energy. Reduced loss.
実施例
第１図は、本発明の一実施例の放電加工電源の回路図を
示すもので、Ｅは直流電源、Ｐは電極、Ｗはワーク、Ｔ
１はスイッチング素子としてのトランジスタ、Ｇ１はそ
のゲート、Ｃ１はコンデンサ、Ｄｌ、Ｄ２はダイオード
、Ｌｌはインダクタンス、Ｌ２は放電回路における浮遊
インダクタンスで、後述するようにインダクタンスＬ１
とダイオードＤ１はフライホイール回路を構成する。な
お、トランジスタＴ１に加わるサージ電圧を少なくする
ために、上記トランジスタＴ１．ダイオード０１．直流
電源Ｅで構成される回路はプリント板化してこの回路の
インダクタンスを極小にするようにしている。Embodiment FIG. 1 shows a circuit diagram of an electric discharge machining power supply according to an embodiment of the present invention, where E is a DC power supply, P is an electrode, W is a workpiece, and T
1 is a transistor as a switching element, G1 is its gate, C1 is a capacitor, Dl, D2 are diodes, Ll is an inductance, L2 is a stray inductance in the discharge circuit, and as described later, the inductance L1
and diode D1 constitute a flywheel circuit. Note that in order to reduce the surge voltage applied to the transistor T1, the transistor T1. Diode 01. The circuit constituted by the DC power source E is made into a printed board to minimize the inductance of this circuit.
次に、本実施例の動作について第２図のタイミング図と
共に説明する。今、トランジスタＴ１のベースＧ１に第
２図（ｉ＞で示すようなパルスが入力され、トランジス
タＴ１をオン／オフさせているとする。インダクタンス
Ｌ１が大きなものでないと、トランジスタＴ１をオンし
たときコンデンサＣ１を充電する電流１１は第２図（ｉ
）に示すように、直線的に増加する。すなわち、電源電
圧をコンデンサＣ１の充電電圧をＶＣ，ＥＯとすると、
ｄ １１／ｄｔ−（ＥＯ−ＶＣ）／Ｌｌなる関係で充電
電流１１は直線的に流れる。次に、トランジスタＴ１が
オフになると、インダクタンスＬ１に蓄積されたエネル
ギーによる電流■２がダイオードＤ１を介して第２図（
Ｖ）に示すように流れ、いわゆるフライホイール回路を
形成して、コンデンサＣ１をさらに充電することとなる
。この際、コンデンサＣ１の充電電圧ＶＣは上述の説明
から分るように、トランジスタＴ１をオンにするパルス
暢、インダクタンスＬ１の値及びコンデンサＣ１の容量
によって電源電圧ＥＯの２倍まで任意に調整設定するこ
とができる。こうして、充電されたコンデンサＣ１の充
電電圧ＶＣは電極ＰとワークＷ間のギャップに印加され
ることとなるが、第２図（ｉ）のａで示すように、放電
が生じなければ電極ＰとワークＷ間のもれ電流によりコ
ンデンサＣ１の充電電圧ＶＣはなだらかに減少し、次の
周期のトランジスタＴ１のオンにより再び充電されるこ
ととなる。Next, the operation of this embodiment will be explained with reference to the timing diagram of FIG. 2. Now, suppose that a pulse as shown in Fig. 2 (i>) is input to the base G1 of the transistor T1, turning the transistor T1 on and off.If the inductance L1 is not large, when the transistor T1 is turned on, the capacitor The current 11 charging C1 is shown in Figure 2 (i
), it increases linearly. That is, when the power supply voltage is the charging voltage of the capacitor C1 as VC and EO, the charging current 11 flows linearly in the relationship d11/dt-(EO-VC)/Ll. Next, when the transistor T1 is turned off, a current 2 due to the energy stored in the inductance L1 flows through the diode D1 as shown in Fig. 2 (
V), forming a so-called flywheel circuit and further charging the capacitor C1. At this time, as can be seen from the above explanation, the charging voltage VC of the capacitor C1 is arbitrarily adjusted and set up to twice the power supply voltage EO depending on the pulse duration that turns on the transistor T1, the value of the inductance L1, and the capacitance of the capacitor C1. be able to. In this way, the charging voltage VC of the charged capacitor C1 is applied to the gap between the electrode P and the workpiece W, but as shown by a in FIG. The charging voltage VC of the capacitor C1 gradually decreases due to the leakage current between the works W, and is charged again when the transistor T1 is turned on in the next cycle.
このときの充電電流は充電電圧ＶＣがすでに設定充電電
圧に近いことから少なく、結局コンデンサＣ１は設定充
電電圧に近い充電電圧ＶＣに充電されることとなる。そ
して、コンデンサＣ１の充電電圧ＶＣが電極Ｐとワーク
Ｗ間に印加されることによって第２図（ｖｌ）に示すよ
うに放電が生じ、放電電ＦｉＬＩ３がワークＷと電極Ｐ
内に流れると、第２図（ｉｉ）ｔ）に示すようにコンデ
ンサＣ１の充電電圧ＶＣは減少するが、コンデンサＣ１
と電極Ｐ、ワークＷ間に存在する浮遊インダクタンスＬ
２のために、該コンデンサＣ１は逆方向に充電され逆電
圧が生じる。しかし、この逆方向に充電された電荷はフ
ライホイール回路のインダクタンスＬ１．ダイオードＤ
１を通って、再びコンデンサＣ１を正方向に充電する。The charging current at this time is small because the charging voltage VC is already close to the set charging voltage, and the capacitor C1 is eventually charged to the charging voltage VC close to the set charging voltage. Then, as the charging voltage VC of the capacitor C1 is applied between the electrode P and the workpiece W, a discharge occurs as shown in FIG.
When the current flows within the capacitor C1, the charging voltage VC of the capacitor C1 decreases as shown in FIG.
The stray inductance L that exists between the electrode P and the workpiece W
2, the capacitor C1 is charged in the opposite direction and a reverse voltage is generated. However, this charge charged in the opposite direction is caused by the inductance L1 of the flywheel circuit. Diode D
1 and charges the capacitor C1 in the positive direction again.
このダイオードＤ１を設けることによって放ｉ！終了時
コンデンサＣ１が逆方向に充電されても上記ダイオード
Ｄ１を通って上記コンデンサＣ１を再び正方向に再充電
するから、エネルギーロスは少なくなる。もし、このダ
イオードＤ１がなければ、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖ
Ｃは逆方向になって、次にトランジスタＴ１がオンした
ときの充電電流■１が大幅に大きくなり、エネルギーロ
スが大きくなる。一方、電極ＰとワークＷ間がショート
に近い状態であると、第２図（ｉ）、（ｈｚ）Ｃで示す
ように放電が重なって生じることがある。すなわち、一
旦放電が生じた後、直ちにトランジスタＴ１がオンにな
って直流電源Ｅの電圧が電極Ｐ、ワークＷ間に印加され
、これにより放電が続けて生じ、大きなパルス幅の放電
が生じることとなる。一般に放電電流のパルス幅が大き
いとワークの加工面の面粗さを悪くする原因となり、放
電が連続して生じることは好ましくない。しかし、前述
したように、コンデンサＣ１の設定充電電圧ＶＣはコン
デンサＣ１の容量、インダクタンスＬ１の大きさ及びト
ランジスタＴ１のオンタイム幅によって決まるから、コ
ンデンサＣ１の容量やインダクタンスＬ１の値を選択す
ることによってトランジスタＴ１のオンタイム幅（第２
図（ｉ）のパルス幅）は小さくすることができる。By providing this diode D1, free i! Even if the capacitor C1 is charged in the reverse direction at the end, the capacitor C1 is recharged in the positive direction again through the diode D1, so that energy loss is reduced. If this diode D1 is not present, the charging voltage V of the capacitor C1
C is in the opposite direction, and the next time the transistor T1 is turned on, the charging current 1 becomes significantly large, resulting in a large energy loss. On the other hand, if the electrode P and the workpiece W are almost short-circuited, overlapping discharges may occur as shown in FIG. 2(i) and (hz)C. That is, once a discharge occurs, the transistor T1 is immediately turned on and the voltage of the DC power source E is applied between the electrode P and the workpiece W, which causes a continuous discharge and a discharge with a large pulse width. Become. In general, if the pulse width of the discharge current is large, it causes a worsening of the surface roughness of the machined surface of the workpiece, and it is not preferable for the discharge to occur continuously. However, as mentioned above, the set charging voltage VC of the capacitor C1 is determined by the capacitance of the capacitor C1, the size of the inductance L1, and the on-time width of the transistor T1. On-time width of transistor T1 (second
The pulse width (in figure (i)) can be made small.
そのため、コンデンサＣ１の容ｌやインダクタ、 ン
スＬ１の値を選択して、通常の放電電流Ｉ３のパルス幅
の１／２以下程度のオンタイム幅となるようコンデンサ
Ｃ１の容量、インダクタンスＬ１の値を設定すれば、電
極ＰとワークＷとがショートに近い状態で、放電の後ト
ランジスタＴ１がオンして電源電圧が電極ＰとワークＷ
間に印加されることにより放電し放電パルスが長くなっ
たとしても、トランジスタＴ１がオンする時間幅が少な
いので大きな問題とはならない。また、コンデンサＣ１
への充電が急速であるから、充電途中で放゛電が生じる
ことも少なく１発の放電エネルギーが小さくなりすぎる
現象も少なくなる。さらに、トランジスタＴ１をオンに
するオンパルス幅を小さくして複数のオンパルスでコン
デンサＣ１を充電電圧に充電するようにしてもよい。Therefore, the values of the capacitor C1, inductor, and inductance L1 are selected so that the on-time width is approximately 1/2 or less of the pulse width of the normal discharge current I3. If set, when the electrode P and the workpiece W are almost short-circuited, the transistor T1 is turned on after discharge and the power supply voltage changes between the electrode P and the workpiece W.
Even if the discharge pulse becomes longer due to the application of the voltage during the period of time, this does not pose a major problem because the time width during which the transistor T1 is turned on is short. Also, capacitor C1
Since charging is rapid, there is less chance of discharge occurring during charging, and the phenomenon of one discharge energy becoming too small is also reduced. Furthermore, the width of the on-pulse that turns on the transistor T1 may be made smaller so that the capacitor C1 is charged to the charging voltage using a plurality of on-pulses.
以上述べたように、本発明は、トランジスタＴ１を周期
的にオン／オフすることによって放電加工を行うもので
あるから、制御装置が簡単である。As described above, since the present invention performs electrical discharge machining by periodically turning on and off the transistor T1, the control device is simple.
ただ、第２図（ｉ）に示すように、コンデンサＣ１への
充電電流はトランジスタＴ１をオンにするパルス幅の２
倍の時間中流れ、コンデンサＣ１を充電するから、トラ
ンジスタＴ１のオンタイムの後には少なくともこのオン
タイム以上のオフタイムを設ける必要がある。また、放
電中の充電を避けるため、放電電流■３を検出してこの
期間トランジスタＴ１をオンさせないようにしてもよい
。However, as shown in Figure 2(i), the charging current to capacitor C1 is 2 times the pulse width that turns on transistor T1.
Since the current flows for twice the time and charges the capacitor C1, it is necessary to provide an off-time at least longer than this on-time after the on-time of the transistor T1. Furthermore, in order to avoid charging during discharging, the discharge current (3) may be detected and the transistor T1 may not be turned on during this period.
第３図にこのような場合の一実施例を示す。第３図にお
いて、１は第１図のワークＷと電極８間を流れる放電電
流■３を検出するために、該放電回路中に設けられたカ
レントトランスで、該カレントトランス１の出力はコン
パレータ２に入力され、基準電圧ＶＬと比較されないよ
うなっている。コンパレータ２の出力はアンド回路３に
入力され、該アンド回路３の出力によって第１図におけ
るトランジスタＴ１をオン／オフさせるものである。FIG. 3 shows an embodiment for such a case. In FIG. 3, 1 is a current transformer provided in the discharge circuit in order to detect the discharge current 3 flowing between the workpiece W and the electrode 8 shown in FIG. The voltage is input to the reference voltage VL and is not compared with the reference voltage VL. The output of the comparator 2 is input to an AND circuit 3, and the output of the AND circuit 3 turns on/off the transistor T1 in FIG.
４はスイッチング制御回路で、Ｍｌ、Ｍ２．Ｍ３は各々
ワンショットマルチバイブレータで、Ｍｌはトランジス
タＴ１をオンさせるオンタイムパルスを出力するワンシ
ョットマルチバイブレータ、Ｍ２はワンショットマルチ
バイブレータＭ１の立下りでトリガされ、ワンショット
マルチバイブレータＭ１のパルス幅と同じパルス幅のパ
ルスを出力するワンショットマルチバイブレータ、Ｍ３
はトランジスタＴ１のオフタイム時間幅の出力パルスを
出力するワンショットマルチバイブレータであり、ワン
ショットマルチバイブレータＭ２の立下りでトリガされ
、また、該ワンショットマルチバイブレータＭ３のパル
スの立下りで上記ワンショットマルチバイブレータＭ１
をトリガするものである。５．６はパルス幅を設定する
ための設定器で、ワンショットマルチバイブレータＭ１
とＭ２は同じパルス幅であるから、同−設定器５によっ
て設定される。また、設定器６はオフタイム時間を設定
する設定器で加工状態に応じて最適に設定されるもので
ある。そして、第４図に示すように、ワンショットマル
チバイブレータＭ１の立下りでワンショットマルチバイ
ブレータＭ２がトリガされ、ワンショットマルチバイブ
レータＭ２の立下りでワンショットマルチバイブレータ
Ｍ３がトリガされ、ワンショットマルチバイブレータＭ
３の立下りでワンショットマルチバイブレータＭ１がト
リガされ、順次この動作を繰り返しており、ワンショッ
トマルチバイブレータＭ１の出力がアンド回路３に入力
されている。そこで、この回路の動作を説明すると、ア
ンド回路３の一方の端子には第４図（ｉ）で示すような
ワンショットマルチバイブレータＭ１の出力が周期的に
入力されており、アンド回路３の他方の端子、すなわち
コンパレータ２からの信号がＨレベルであるかぎり、ア
ンド回路３からはワンショットマルチバイブレータＭ１
の出力パルスが周期的に出力され、トランジスタＴ１を
周期的にオンにしている。一方、カレントトランス１は
電極ＰとワークＷ間の電流を検出してコンパレータ２に
入力しており、放電電流Ｉ３が流れ、コンパレータ２の
基準電圧ＶＬ以上にカレントトランス１の出力がなると
、コンパレータ２はＬレベルの出力信号を出す。コンパ
レータ２の出力がＬレベルになると、アンド回路３は他
方の入力が何であろうと閉じ、出力を出さない。すなわ
ちワンショットマルチバイブレータＭ１の出力パルスの
タイミングと放電電流Ｉ３が重なったときはアンド回路
３からは出力が出されず、トランジスタＴ１をオンにす
ることはない。4 is a switching control circuit, Ml, M2 . M3 is a one-shot multivibrator, Ml is a one-shot multivibrator that outputs an on-time pulse that turns on the transistor T1, and M2 is triggered by the falling edge of the one-shot multivibrator M1, and has a pulse width of the one-shot multivibrator M1. One-shot multivibrator, M3, which outputs pulses with the same pulse width
is a one-shot multivibrator that outputs an output pulse with the off-time width of the transistor T1, which is triggered by the falling edge of the one-shot multivibrator M2, and is triggered by the falling edge of the pulse of the one-shot multivibrator M3. Multi vibrator M1
This is the trigger. 5.6 is a setting device for setting the pulse width, one-shot multivibrator M1
Since M2 and M2 have the same pulse width, they are set by the same setting device 5. Further, the setting device 6 is a setting device for setting an off-time period, and is optimally set according to the machining state. As shown in FIG. 4, the one-shot multivibrator M2 is triggered when the one-shot multivibrator M1 falls, and the one-shot multivibrator M3 is triggered when the one-shot multivibrator M2 falls, and the one-shot multivibrator M2 is triggered when the one-shot multivibrator M2 falls. M
3, the one-shot multivibrator M1 is triggered and this operation is repeated in sequence, and the output of the one-shot multivibrator M1 is input to the AND circuit 3. Therefore, to explain the operation of this circuit, the output of the one-shot multivibrator M1 as shown in FIG. 4(i) is periodically input to one terminal of the AND circuit 3, and the other terminal of the AND circuit 3 As long as the signal from the terminal, that is, the comparator 2, is at H level, the one-shot multivibrator M1
An output pulse is periodically output, turning on the transistor T1 periodically. On the other hand, the current transformer 1 detects the current between the electrode P and the workpiece W and inputs it to the comparator 2. When the discharge current I3 flows and the output of the current transformer 1 exceeds the reference voltage VL of the comparator 2, the comparator 2 outputs an L level output signal. When the output of the comparator 2 becomes L level, the AND circuit 3 closes regardless of the other input and does not output any output. That is, when the timing of the output pulse of the one-shot multivibrator M1 and the discharge current I3 overlap, no output is output from the AND circuit 3, and the transistor T1 is not turned on.
そのため、コンデンサＣ１が放電してワークＷと電極１
間に放電電流が流れている期間はトランジスタＴ１がオ
ンとなってコンデンサＣ１を充電することはなくなる。Therefore, the capacitor C1 is discharged and the workpiece W and the electrode 1
During the period in which the discharge current is flowing, the transistor T1 is turned on and the capacitor C1 is no longer charged.
また、上述したように、ワンショットマルチバイブレー
タＭ２でオンタイム幅と同じ幅のオフタイム幅が同時に
設定されるため、設定器６でオフタイム幅を設定してオ
フタイム幅が短くなりすぎてもコンデンサＣ１を充電中
にオフタイムが切れ、トランジスタＴ１をオンさせるこ
とはない。In addition, as mentioned above, since the one-shot multivibrator M2 simultaneously sets the off-time width to the same width as the on-time width, even if the off-time width is set too short by setting the off-time width with the setting device 6, The off-time expires while charging capacitor C1 and transistor T1 is never turned on.
なお、上記実施例では、電極ＰとワークＷ間に逆電圧が
流れることを防止するためにダイオードＤ２を設けたが
、必ずしもこのダイオードＤ２を設ける必要はない。In the above embodiment, the diode D2 was provided to prevent a reverse voltage from flowing between the electrode P and the workpiece W, but it is not necessary to provide the diode D2.
発明の効果
以上述べたように、本発明は、コンデンサへの充電回路
幅に電流を制限する抵抗がないため、この抵抗によるエ
ネルギーロスをなくし、かつ、放電時放電回路幅の浮遊
インダクタンスによって生じる上記コンデンサの逆電圧
も、フライホイール回路を通して正電圧に上記コンデン
サを充電するから、エネルギーの無駄がなく電源効率の
よい放電加工電源を得ることができる。Effects of the Invention As described above, the present invention eliminates the energy loss caused by this resistance because there is no resistance to limit the current in the charging circuit width for the capacitor, and eliminates the above-mentioned energy loss caused by the stray inductance of the discharge circuit width during discharging. Since the reverse voltage of the capacitor is also charged to a positive voltage through the flywheel circuit, it is possible to obtain an electric discharge machining power source with no wasted energy and high power source efficiency.
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は同動作タ
イミングチャート、第３図はスイッチング素子のオンオ
フ制御回路を示す図、第４図は同制御回路におけるタイ
ミングチャート、第５図は従来の放電加工電源の回路図
、第６図は、すでに開発されている放電加工電源の回路
図である。
Ｐ・・・電極、Ｗ・・・ワーク、Ｌｌ・・・インダクタ
ンス、Ｌ２・・・浮遊インダクタンス、Ｄｌ、Ｄ２・・
・ダイオード、Ｔ１・・・トランジスタ、Ｃ１・・・コ
ンデンサ、Ｅ・・・直流電源。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a timing chart of the same operation, FIG. 3 is a diagram showing an on/off control circuit of a switching element, FIG. 4 is a timing chart of the control circuit, and FIG. The figure is a circuit diagram of a conventional electrical discharge machining power supply, and FIG. 6 is a circuit diagram of an already developed electrical discharge machining power supply. P...electrode, W...work, Ll...inductance, L2...stray inductance, Dl, D2...
・Diode, T1...transistor, C1...capacitor, E...DC power supply.
Claims (5)
ンデンサの充電電圧を電極とワーク間に印加し放電を生
じせしめて放電加工を行う放電加工電源において、上記
コンデンサを充電する充電回路にはオンオフ制御され上
記コンデンサを直流電源に接続し充電させるスイッチン
グ素子と、インダクタンスとダイオードからなるフライ
ホイール回路とを設けたことを特徴とする放電加工電源
。(1) In an electric discharge machining power source that installs a capacitor in parallel with an electrode and a workpiece, and applies the charging voltage of the capacitor between the electrode and the workpiece to generate a discharge to perform electric discharge machining, the charging circuit that charges the capacitor is turned on and off. An electrical discharge machining power supply characterized by comprising a switching element that is controlled to connect the capacitor to a DC power source and charge it, and a flywheel circuit that includes an inductance and a diode.
電極とワーク間に逆極性電流が流れることを防止するダ
イオードが設けられている特許請求の範囲第１項記載の
放電加工電源。(2) The electric discharge machining power supply according to claim 1, wherein the discharge circuit between the capacitor and the electrode and the workpiece is provided with a diode for preventing reverse polarity current from flowing between the electrode and the workpiece.
もオンタイム幅を超える時間幅である特許請求の範囲第
１項または第２項記載の放電加工電源。(3) The electrical discharge machining power source according to claim 1 or 2, wherein the off-time width of the switching means is at least longer than the on-time width.
御回路はオンタイム幅のパルスを出力する第１のワンシ
ョットマルチバイブレータ、該オンタイム幅と同じ幅の
パルスを出力する第２のワンショットマルチバイブレー
タ及び第３のワンショットマルチバイブレータを有し、
上記第１、第２、第３のワンショットマルチバイブレー
タは循環して接続され各ワンショットマルチバイブレー
タの立下りで各々トリガされるよう構成され、上記第３
のワンショットマルチバイブレータによってオフタイム
幅を任意に制御できるようにした特許請求の範囲第３項
記載の放電加工電源。(4) The control circuit that controls the on/off of the switching means includes a first one-shot multivibrator that outputs a pulse with an on-time width, and a second one-shot multivibrator that outputs a pulse with the same width as the on-time width. having a vibrator and a third one-shot multivibrator;
The first, second, and third one-shot multivibrators are connected in a circular manner and are configured to be triggered at the falling edge of each one-shot multivibrator, and the third
4. The electric discharge machining power supply according to claim 3, wherein the off-time width can be arbitrarily controlled by the one-shot multivibrator.
カレントトランスを設け放電電流を検出し、該放電電流
が検出されている期間中上記スイッチング手段がオンに
なることを阻止するようにした特許請求の範囲第１項、
第２項、第３項または第４項記載の放電加工電源。(5) A patent in which a current transformer is provided in the discharge circuit width between the capacitor and the electrode-workpiece to detect the discharge current, and to prevent the switching means from being turned on during the period when the discharge current is being detected. Claim 1,
The electrical discharge machining power source according to item 2, 3, or 4.
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