JPS612439A - デイジタル信号伝送方式 - Google Patents
デイジタル信号伝送方式Info
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- JPS612439A JPS612439A JP12209184A JP12209184A JPS612439A JP S612439 A JPS612439 A JP S612439A JP 12209184 A JP12209184 A JP 12209184A JP 12209184 A JP12209184 A JP 12209184A JP S612439 A JPS612439 A JP S612439A
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- decoder
- transmission
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、誤り訂正符号を用いて誤り訂正を行うディジ
タル通信システムに係り、特に、信号の伝送品質の改善
が要求されるシステムに適用して有効なディジタル信号
伝送方式に関する。
タル通信システムに係り、特に、信号の伝送品質の改善
が要求されるシステムに適用して有効なディジタル信号
伝送方式に関する。
（従来の技術）
ディジタル通信システムに誤り訂正技術を導入すること
は、伝送信号の品質を改善し、保証するための有効な手
段である。従来から、受信側で伝送信号中に誤りを検出
すると、送信側に信号の再送を要求するＡＲＱ （Ａｕ
ｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）方式
が広く採用されてきた。しかし、近年では、送信側から
伝送信号に冗長性を与えて送信し、受信側でその冗長性
を利用して誤りを訂正するＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅ
ｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ）方式め検討が盛ん
で、その実用化も各方面で進められている。
は、伝送信号の品質を改善し、保証するための有効な手
段である。従来から、受信側で伝送信号中に誤りを検出
すると、送信側に信号の再送を要求するＡＲＱ （Ａｕ
ｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）方式
が広く採用されてきた。しかし、近年では、送信側から
伝送信号に冗長性を与えて送信し、受信側でその冗長性
を利用して誤りを訂正するＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅ
ｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ）方式め検討が盛ん
で、その実用化も各方面で進められている。
伝送信号に冗長性を付加することを誤り訂正符号化と呼
ぶが、一般に誤り訂正符号化を行うと、その冗長性のた
め伝送すべきデータ量が増加する。従って、単位時間当
りの情報の伝送量を一定に保とうとすると全体のデータ
伝送速度を高める必要があり、逆にデータ伝送速度が限
られている場合には情報の伝送速度を低くしなければな
らない。
ぶが、一般に誤り訂正符号化を行うと、その冗長性のた
め伝送すべきデータ量が増加する。従って、単位時間当
りの情報の伝送量を一定に保とうとすると全体のデータ
伝送速度を高める必要があり、逆にデータ伝送速度が限
られている場合には情報の伝送速度を低くしなければな
らない。
一方、誤り訂正符号化による冗長度の増加率の逆数は符
号化率と呼ばれ、一般に、この符号化率が低いほど、誤
り訂正能力を大きくできるという性質がある。
号化率と呼ばれ、一般に、この符号化率が低いほど、誤
り訂正能力を大きくできるという性質がある。
以上のことから、通信システムに適用すべき誤り訂正符
号の符号化率は、要求される誤り率改善効果と信号の伝
送帯域に対する制約を総合的に考慮して決定する必要が
ある。しかし、通常符号化率１／２の（原データの１ビ
ツトが冗長性が付加され２ビツトに符号化される）また
ーは、それ以上の比較的符号化率の高い誤り訂正符号が
採用されることが多い。これは、たとえ１／２より低い
符号化率の誤り訂正符号を適用しても、符号化による信
号の帯域の増加に伴って雑音量も増加し、伝送帯域の拡
大に見合うだけの誤り率の改善効果が期待できないこと
による。
号の符号化率は、要求される誤り率改善効果と信号の伝
送帯域に対する制約を総合的に考慮して決定する必要が
ある。しかし、通常符号化率１／２の（原データの１ビ
ツトが冗長性が付加され２ビツトに符号化される）また
ーは、それ以上の比較的符号化率の高い誤り訂正符号が
採用されることが多い。これは、たとえ１／２より低い
符号化率の誤り訂正符号を適用しても、符号化による信
号の帯域の増加に伴って雑音量も増加し、伝送帯域の拡
大に見合うだけの誤り率の改善効果が期待できないこと
による。
他方、データ通信においては、伝送すべき情報の重要性
によって、既設のチャネルを用いて高信頼度の情報を要
求されることがある。従来、このような場合には、情報
の伝速速度の低下を許し、符号化率の低い符号を適用す
ることにより誤り型持性の大幅な改善を図っている。
によって、既設のチャネルを用いて高信頼度の情報を要
求されることがある。従来、このような場合には、情報
の伝速速度の低下を許し、符号化率の低い符号を適用す
ることにより誤り型持性の大幅な改善を図っている。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、特定の情報に対してのみ高い品質の伝送
が要求されるシステムでは、異なる符号化率の誤り訂正
装置を複数個用意しておき、伝送する情報に要求される
品質によって使用する装置を選択する必要があり、この
ことは通信システム全体の複雑化を招き、かつ経済的に
も問題があった。さらに、低い符号化率の誤り訂正符号
そのものが、余り知られておらず、誤り訂正符号の選択
にも制限があり、誤り率の改善効果にも限度があった。
が要求されるシステムでは、異なる符号化率の誤り訂正
装置を複数個用意しておき、伝送する情報に要求される
品質によって使用する装置を選択する必要があり、この
ことは通信システム全体の複雑化を招き、かつ経済的に
も問題があった。さらに、低い符号化率の誤り訂正符号
そのものが、余り知られておらず、誤り訂正符号の選択
にも制限があり、誤り率の改善効果にも限度があった。
また、そのような誤り訂正符号の符号器や復号器のハー
ド化技術も確立されていなかった。 本発明は上述した
従来技術の欠点に鑑みなされたもので比較的高い符号化
率の誤り訂正符号を使用して、低い符号化率の誤り訂正
符号を適用した場合と等価な誤り改善効果が選られる簡
便なディジタル信号伝送方式を提供することを目的とす
る。
ド化技術も確立されていなかった。 本発明は上述した
従来技術の欠点に鑑みなされたもので比較的高い符号化
率の誤り訂正符号を使用して、低い符号化率の誤り訂正
符号を適用した場合と等価な誤り改善効果が選られる簡
便なディジタル信号伝送方式を提供することを目的とす
る。
（問題点を解決するための手段）
そして本発明の特徴は、送信側において、符号化率に／
ｎの既知の符号があるとき、符号化ビットをｍ回多重送
りすることにより、等価的に符号化率に／ｎｍの低符号
化率の符号を生成し、受信側においては、ｍ回多重送り
された各ビットの復調信号のサンプル値の復調ベースバ
ンド信号の平均値をもとに、復号器入力データ系列を生
成し、符号化率に／ｎの符号の復号器にそのまま入力す
る。
ｎの既知の符号があるとき、符号化ビットをｍ回多重送
りすることにより、等価的に符号化率に／ｎｍの低符号
化率の符号を生成し、受信側においては、ｍ回多重送り
された各ビットの復調信号のサンプル値の復調ベースバ
ンド信号の平均値をもとに、復号器入力データ系列を生
成し、符号化率に／ｎの符号の復号器にそのまま入力す
る。
（作用）
本発明は送信側のｍ回多重送りと受信側の平均化操作に
より、符号化率に／ｎの符号に対し、等価的に符号化率
に／ｎｍの符号の復号を行なうことができる。
より、符号化率に／ｎの符号に対し、等価的に符号化率
に／ｎｍの符号の復号を行なうことができる。
（実施例）
第１図は、本発明に基く信号伝送方式の原理を示す図で
ある。データ速度がＲである入力データ系列ｌは、原符
号用の符号器２によって符号化データ系列３に変換され
、符号化ビットのｍ凹条重化回路４に送られる。このと
きのデータ速度は符号化率に／ｎの逆数ｎ／に倍となっ
ている。ｍ凹条重化回路４では、符号化データ系列３に
含まれる各符号化ビットをｍ回繰り返すことにより符号
化データ系列３のｍ倍のデータ速度を持った送信データ
系列５が生成され、送信データ系列５は変調器６により
変調された送信信号７として伝送路に送出される。一方
、受信側では、受信信号８を復調器９で復調することに
より得られたベースバンド信号サンプル値１０が、送信
側のｍ凹条重化回路４に対応するｍビット平均化回路１
１に送られる。ｍビット平均化回路１１では、送信側で
繰り返し送出されたｍビットに対応する復調ベースバン
ド信号サンプル値ｌＯの平均化操作を行い、その平均値
をもとに原符号用の復調器１３に入力すべき硬判定また
は軟判定に基く復号器入力データ系列１２を生成する。
ある。データ速度がＲである入力データ系列ｌは、原符
号用の符号器２によって符号化データ系列３に変換され
、符号化ビットのｍ凹条重化回路４に送られる。このと
きのデータ速度は符号化率に／ｎの逆数ｎ／に倍となっ
ている。ｍ凹条重化回路４では、符号化データ系列３に
含まれる各符号化ビットをｍ回繰り返すことにより符号
化データ系列３のｍ倍のデータ速度を持った送信データ
系列５が生成され、送信データ系列５は変調器６により
変調された送信信号７として伝送路に送出される。一方
、受信側では、受信信号８を復調器９で復調することに
より得られたベースバンド信号サンプル値１０が、送信
側のｍ凹条重化回路４に対応するｍビット平均化回路１
１に送られる。ｍビット平均化回路１１では、送信側で
繰り返し送出されたｍビットに対応する復調ベースバン
ド信号サンプル値ｌＯの平均化操作を行い、その平均値
をもとに原符号用の復調器１３に入力すべき硬判定また
は軟判定に基く復号器入力データ系列１２を生成する。
復号器入力データ系列１２は原符骨用復号器１３で復号
されて復号データ１４がとり出される。
されて復号データ１４がとり出される。
第２図は送信系に具体的な構成例である。図中の符号は
第１図と同じである。送信側で同一データをｍ回繰り返
し送出することは、一種の速度変換である。そこで、第
２図の構成例では基本的にクロック速度が（ｎ／に１１
Ｒ）と（ｎＩｌ／に・Ｒ）とである２種のクロックＣＬ
、 、 Ｃｌ３を準備する。こうすれば、ｍ同条重化回
路４は単なるラッチ回路によって構成できる。すなわち
、原符分用符号器２からの符号化系列３をこの系列のデ
ータ速度（ｎ／に・Ｒ）に等しい速度のクロックＣＬ、
でラッチして、クロックＯＬ、の周期の間、各データを
保持させる。この保持されたデータは常に変調器６へ出
力されているから、変調器６を（ｎｍ／ｋｍ Ｒ）の速
度を有するクロックＣＬ２で動作させれば各データをｍ
回繰り返し送出したこととなる。
第１図と同じである。送信側で同一データをｍ回繰り返
し送出することは、一種の速度変換である。そこで、第
２図の構成例では基本的にクロック速度が（ｎ／に１１
Ｒ）と（ｎＩｌ／に・Ｒ）とである２種のクロックＣＬ
、 、 Ｃｌ３を準備する。こうすれば、ｍ同条重化回
路４は単なるラッチ回路によって構成できる。すなわち
、原符分用符号器２からの符号化系列３をこの系列のデ
ータ速度（ｎ／に・Ｒ）に等しい速度のクロックＣＬ、
でラッチして、クロックＯＬ、の周期の間、各データを
保持させる。この保持されたデータは常に変調器６へ出
力されているから、変調器６を（ｎｍ／ｋｍ Ｒ）の速
度を有するクロックＣＬ２で動作させれば各データをｍ
回繰り返し送出したこととなる。
一方、第３図は、受信系の具体的な構成例であり、図に
おいて、１５はＡ／Ｄ変換器、１７は加算器、１８はＲ
ＯＭ、１８．１８は信号を示し、他は第１図と同様であ
る。
おいて、１５はＡ／Ｄ変換器、１７は加算器、１８はＲ
ＯＭ、１８．１８は信号を示し、他は第１図と同様であ
る。
復調器９から出力された受信信号のベースバンドサンプ
ル値（アナログ値）１０はＡ／Ｄ変換器１５によってん
量子化された信号１Ｂとなり、加算器１７に入力される
。加算器１７ではｍビット分のベースバンド信号サンプ
ルの量子化値１８が加算され、その値１８がＲＯＭ１９
に出力される。ＲＯＭ１９には、機能的に１／＋＋除算
機能と復調データ１２の作成機能を有するものであり、
このＲＯＭ１９に書き込まれているデータは、加算器１
７の出力データをアドレスとして、その値に対応した復
号器１３の特性によって予め定まる硬判定データ、また
は軟判定データが書き込まれている。復号器１３はＲＯ
Ｍ１９から逐次読み出されるデータ１２をもとに復号動
作を実行する。
ル値（アナログ値）１０はＡ／Ｄ変換器１５によってん
量子化された信号１Ｂとなり、加算器１７に入力される
。加算器１７ではｍビット分のベースバンド信号サンプ
ルの量子化値１８が加算され、その値１８がＲＯＭ１９
に出力される。ＲＯＭ１９には、機能的に１／＋＋除算
機能と復調データ１２の作成機能を有するものであり、
このＲＯＭ１９に書き込まれているデータは、加算器１
７の出力データをアドレスとして、その値に対応した復
号器１３の特性によって予め定まる硬判定データ、また
は軟判定データが書き込まれている。復号器１３はＲＯ
Ｍ１９から逐次読み出されるデータ１２をもとに復号動
作を実行する。
なお、加算器１７はｍビット分の加算を行う際、送信側
で多重化されたｍビットと同期して動作する必要がある
。このための信号がＲｅ５ｅｔ信号であり、この信号は
、送信側から送られてくる同期信号あるいは復号器１３
において抽出される同期情報等をもとに生成される。
で多重化されたｍビットと同期して動作する必要がある
。このための信号がＲｅ５ｅｔ信号であり、この信号は
、送信側から送られてくる同期信号あるいは復号器１３
において抽出される同期情報等をもとに生成される。
また、復調器９、Ａ７Ｄ変換器１５、加算器１７は基本
的に（ｎｍ／に・Ｒ）の速度のクロックｃＬ２で動作し
、ＲＯＭ １９、復号器１３は（ｎ／ｋＩＩＲ）の速度
のクロックＣＬ、で動作すればよいが、これらのクロッ
クＣＬ、およびＣｌ３は上述のＲｅ５ｅｔ信号に同期し
たものでなくてはならない。
的に（ｎｍ／に・Ｒ）の速度のクロックｃＬ２で動作し
、ＲＯＭ １９、復号器１３は（ｎ／ｋＩＩＲ）の速度
のクロックＣＬ、で動作すればよいが、これらのクロッ
クＣＬ、およびＣｌ３は上述のＲｅ５ｅｔ信号に同期し
たものでなくてはならない。
なお、第２図において、原符分用符号器２に出力信号の
ラッチ機能があれば、ｍ同条重化回路４として改めてラ
ッチ回路を設ける必要はないし、第３図において、復調
器９にＡ／Ｄ変換機能があればＡ／Ｄ変換器１５は不要
である。
ラッチ機能があれば、ｍ同条重化回路４として改めてラ
ッチ回路を設ける必要はないし、第３図において、復調
器９にＡ／Ｄ変換機能があればＡ／Ｄ変換器１５は不要
である。
以上が本発明に基く信号伝送方式の実施例であるが、原
符号の符号化率をに／ｎ、入力データ系列１のデータ速
度をＲとすると、符号化データ系列３のデータ速度はｎ
／ｋＲ、送信データ系列５のデータ速度は（ｎｍ）／ｋ
Ｒとなる。即ち、送信データ系列５は入力データ系列ｌ
の（ｒ＋＋ｓ）／に倍の速度を有しており、これは、入
力データ系列ｌに対して符号化率に／（ｎｍ）の符号で
符号化したことと等価である。
符号の符号化率をに／ｎ、入力データ系列１のデータ速
度をＲとすると、符号化データ系列３のデータ速度はｎ
／ｋＲ、送信データ系列５のデータ速度は（ｎｍ）／ｋ
Ｒとなる。即ち、送信データ系列５は入力データ系列ｌ
の（ｒ＋＋ｓ）／に倍の速度を有しており、これは、入
力データ系列ｌに対して符号化率に／（ｎｍ）の符号で
符号化したことと等価である。
白色ガウス雑音の加わる通信路に本発明に基〈信号伝送
方式を適用することを想定し、伝送信号７の１ビット当
りのエネルギーをＥｓ、ガウス雑音の分散をＮｏ／２
（Ｎｏ ：片側雑音電力密度）とする。水力式により復
調ベースバンド信号１゜のｍビット平均化操作を行うと
、信号１ビット当りのエネルギーＥｓは変わらないが、
雑音の分散は１／ｍ倍となるので、伝送路のＥｓ／Ｎ。
方式を適用することを想定し、伝送信号７の１ビット当
りのエネルギーをＥｓ、ガウス雑音の分散をＮｏ／２
（Ｎｏ ：片側雑音電力密度）とする。水力式により復
調ベースバンド信号１゜のｍビット平均化操作を行うと
、信号１ビット当りのエネルギーＥｓは変わらないが、
雑音の分散は１／ｍ倍となるので、伝送路のＥｓ／Ｎ。
は、復号器入力データ系列１２においては等価的にｍＥ
ｓ／Ｎｏに改善されることになる。即ち、原符号の復号
ビット誤り率対Ｅｓ／Ｎｏ特性は、＋０１ｏｇ＋ａ ｍ
（ｄＢ）だけ改善され、符号化率に／ （ｎｍ）の低符
号化率符号をそのまま復号した場合とほぼ同じ誤り不時
性が得られる。
ｓ／Ｎｏに改善されることになる。即ち、原符号の復号
ビット誤り率対Ｅｓ／Ｎｏ特性は、＋０１ｏｇ＋ａ ｍ
（ｄＢ）だけ改善され、符号化率に／ （ｎｍ）の低符
号化率符号をそのまま復号した場合とほぼ同じ誤り不時
性が得られる。
ここで、たたみ込み符号を用いて軟判定つ′イタビ復号
により誤り訂正を行う通信システムを例にとり、本発明
に基〈方式を適用した場合のビット誤り率の改善効果の
例を示す。原符号として拘束長に＝ニアで符号化率１／
２のたたみ込み符号を用いると仮定する。つ゛イタビ復
号等の最尤復号に用いるたたみ込み符号では、符号に対
して特別な代数的性質が要求されず、符号の持つ最小距
離ｄが大きいはど復号時の誤り率改善効果が大きくなる
という特徴がある。従って、本方式に基いて原符分化ビ
ットをｍ回多重することにより得られるデータ系列５は
、原符号のｍ倍の距離を有する符号化系列となる。
により誤り訂正を行う通信システムを例にとり、本発明
に基〈方式を適用した場合のビット誤り率の改善効果の
例を示す。原符号として拘束長に＝ニアで符号化率１／
２のたたみ込み符号を用いると仮定する。つ゛イタビ復
号等の最尤復号に用いるたたみ込み符号では、符号に対
して特別な代数的性質が要求されず、符号の持つ最小距
離ｄが大きいはど復号時の誤り率改善効果が大きくなる
という特徴がある。従って、本方式に基いて原符分化ビ
ットをｍ回多重することにより得られるデータ系列５は
、原符号のｍ倍の距離を有する符号化系列となる。
Ｋ＝７で符号化率１／２の符号の最小距ｌａｄは１０で
あるので、符号化ビットの多重度がｍであるときの多重
化後の送信データ系列５（符号化率１／２■の符号化系
列）の最小距離は１０ｍとなる。表１は、本方式でｍ＝
２として得られる１／４符号の符号生成多項式と最小距
離を、Ｋ＝７で最大の自由距離を有する通常の１／４符
号（Ｌａｒｓｅｎ、 Ｋ、Ｌ、 ：５ｈｏｒｔ ｃｏ
ｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｅｓ ｗｉｔｈ
ｍａｘｉｍａｌ ｆｒｅｅｄｉｓｔａｎｃｅ ｆｏ
ｒ ｒａｔｅｓ １／２．１／３ ａｎｄ １／４ 、
ＩＥＥＥＴｒａｎｓ、 ｏｎ Ｉｎｆ、 Ｔｈｅｏ
ｒｙ、 ＩＴ −１９，ｐｐ、 ３７１．Ｍａｙ１９７
３ ）のそれと比較して示したものであり、符号の最小
距離ｄはいずれの符号においても２０となっている。
あるので、符号化ビットの多重度がｍであるときの多重
化後の送信データ系列５（符号化率１／２■の符号化系
列）の最小距離は１０ｍとなる。表１は、本方式でｍ＝
２として得られる１／４符号の符号生成多項式と最小距
離を、Ｋ＝７で最大の自由距離を有する通常の１／４符
号（Ｌａｒｓｅｎ、 Ｋ、Ｌ、 ：５ｈｏｒｔ ｃｏ
ｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｅｓ ｗｉｔｈ
ｍａｘｉｍａｌ ｆｒｅｅｄｉｓｔａｎｃｅ ｆｏ
ｒ ｒａｔｅｓ １／２．１／３ ａｎｄ １／４ 、
ＩＥＥＥＴｒａｎｓ、 ｏｎ Ｉｎｆ、 Ｔｈｅｏ
ｒｙ、 ＩＴ −１９，ｐｐ、 ３７１．Ｍａｙ１９７
３ ）のそれと比較して示したものであり、符号の最小
距離ｄはいずれの符号においても２０となっている。
第４図は、これら２種類の符号化率１／４の符号の８値
軟判定ヴイタビ復号時の復号ビット誤り率（ＢＥＲ）対
Ｅｓ／Ｎｏ特性を比較して示したものであある。但し、
本発明に基く方式による符号の特性は同図に示した符号
化率１／２（Ｋ＝７）の原符号の特性の比べて所要Ｅ
ｓ／Ｎ ｏが１０ ｌｏｇ、ｏ ２ ＝３ｄＢ少くてす
むとして求めている。第４図に示された内符号の特性の
差はごくわずかであり、本発明に基く方式により得られ
る低符号化率符号は実用上十分な誤り率改善特性を提供
しうる。
軟判定ヴイタビ復号時の復号ビット誤り率（ＢＥＲ）対
Ｅｓ／Ｎｏ特性を比較して示したものであある。但し、
本発明に基く方式による符号の特性は同図に示した符号
化率１／２（Ｋ＝７）の原符号の特性の比べて所要Ｅ
ｓ／Ｎ ｏが１０ ｌｏｇ、ｏ ２ ＝３ｄＢ少くてす
むとして求めている。第４図に示された内符号の特性の
差はごくわずかであり、本発明に基く方式により得られ
る低符号化率符号は実用上十分な誤り率改善特性を提供
しうる。
なお、第１図のおける復調ベースバンド信号サンプル値
ｌＯのｍ回平均化操作はアナログ値をもとに行うことが
理想であるが、サンプル値１０をＡ／Ｄ（アナログ／デ
ィジタル）変換したのちディジタル処理で平均化操作を
行っても、量子化ビット数が十分多ければそれによる誤
り型持性の劣化は無視できる。特に、原符分用の復号器
が軟判定データを扱う場合には、復調器には軟判定ビッ
ト数よりもかなりビット数の多い（８ビット程度）線形
Ａ／Ｄ変換器が通常組み込まれているので、この出力信
号をもとに平均化操作を行うことにより、容易にｍビッ
ト平均化回路１１を実現することができる。
ｌＯのｍ回平均化操作はアナログ値をもとに行うことが
理想であるが、サンプル値１０をＡ／Ｄ（アナログ／デ
ィジタル）変換したのちディジタル処理で平均化操作を
行っても、量子化ビット数が十分多ければそれによる誤
り型持性の劣化は無視できる。特に、原符分用の復号器
が軟判定データを扱う場合には、復調器には軟判定ビッ
ト数よりもかなりビット数の多い（８ビット程度）線形
Ａ／Ｄ変換器が通常組み込まれているので、この出力信
号をもとに平均化操作を行うことにより、容易にｍビッ
ト平均化回路１１を実現することができる。
表１２種類の符号のパラメータ
（符号化率１１４．拘束長に＝７）
（他の実施例）
次に本発明の他の実施例について述べる。
第１図、第２図および第３図で説明した原理および実施
例においては、ｍビットの多重化を時間軸上で行ってい
たが、必ずしも時間軸上で行う必要はない。
例においては、ｍビットの多重化を時間軸上で行ってい
たが、必ずしも時間軸上で行う必要はない。
例えば、変調方式が４相ＰＳＫの場合はＰチャネル、Ｑ
チャネルの２つのチャネルのデータが多重化されている
。そこで、第１図のｍ凹条重化回路４で２多重化し、多
重化された２ビツトのうちの一方をＰチャネルに、他方
をＱチャネルに割当てれば２相ＰＳＫの伝送と等価とな
る。受信側で４相ＰＳＫのかわりに２相ＰＳＫで復調す
れば、２ビツトの平均化操作を行うことなく、本発明と
等価な復号器１３への入力データ系列１２を得ることが
できる。
チャネルの２つのチャネルのデータが多重化されている
。そこで、第１図のｍ凹条重化回路４で２多重化し、多
重化された２ビツトのうちの一方をＰチャネルに、他方
をＱチャネルに割当てれば２相ＰＳＫの伝送と等価とな
る。受信側で４相ＰＳＫのかわりに２相ＰＳＫで復調す
れば、２ビツトの平均化操作を行うことなく、本発明と
等価な復号器１３への入力データ系列１２を得ることが
できる。
以上と同様の考え方により空間的あるいは周波数軸上で
の多重化操作も可能なことは言うまでもない。
の多重化操作も可能なことは言うまでもない。
次に本発明をルートダイバシティを行うシステムに適用
する例について述べる。
する例について述べる。
ルートダイバシティによって信号受信を行うシステムで
は、送信側で符号化ビットを繰り返し送らなくても、受
信側で受信ルート毎に独立の復調器を備え、それらの出
力ベースパント信号の平均化操作を行えば、両ルートの
伝送状態に有意な差がな時には本発明に基〈方式と同様
の誤り率改善効果が期待できる。
は、送信側で符号化ビットを繰り返し送らなくても、受
信側で受信ルート毎に独立の復調器を備え、それらの出
力ベースパント信号の平均化操作を行えば、両ルートの
伝送状態に有意な差がな時には本発明に基〈方式と同様
の誤り率改善効果が期待できる。
第５図は本発明をルートダイバシティに適用した場合の
受信系の構成例を示すものである。図において、２０１
〜２０ｍは受信ルート、９１〜９■はそれぞれの受信ル
ートに備えられた復調器、２１、〜２１ｍは復調器９１
〜９層の出力を一定時間保持するラッチ回路であり、他
は第３図と同じである。なお、復調器９１〜９薦には復
調したベースバンド信号サンプル値をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器が含まれているものとする。
受信系の構成例を示すものである。図において、２０１
〜２０ｍは受信ルート、９１〜９■はそれぞれの受信ル
ートに備えられた復調器、２１、〜２１ｍは復調器９１
〜９層の出力を一定時間保持するラッチ回路であり、他
は第３図と同じである。なお、復調器９１〜９薦には復
調したベースバンド信号サンプル値をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器が含まれているものとする。
各ルー）２０．〜２軸からは符号化率に／ｎのデータ系
列がデータ速度ｎ／ｋＩＩＲで送られてくる。これをル
ート毎に復調して得られるベースバンド信号サンプル値
１０１〜１０ｍの総和を加算器１７で求めれば、加算器
１７の出力信号１８は、第３図のそれと同等の効果が得
られる。
列がデータ速度ｎ／ｋＩＩＲで送られてくる。これをル
ート毎に復調して得られるベースバンド信号サンプル値
１０１〜１０ｍの総和を加算器１７で求めれば、加算器
１７の出力信号１８は、第３図のそれと同等の効果が得
られる。
（応用例）
次に本発明の応用例について述べる。
本発明に基〈誤り訂正符号の低符号化率化法と、たたみ
込み符号のパンクチャド符号化を用いた高符号化率化法
（安田、平田、小川：“ヴイタビ復号の容易な高符号化
率たたみ込み符号とその緒特性パ、電子通信学会論文誌
Ｂ 、 Ｊ ８４− Ｂ 、？、 ｐｐ。
込み符号のパンクチャド符号化を用いた高符号化率化法
（安田、平田、小川：“ヴイタビ復号の容易な高符号化
率たたみ込み符号とその緒特性パ、電子通信学会論文誌
Ｂ 、 Ｊ ８４− Ｂ 、？、 ｐｐ。
５７３〜５８０．昭５８年７月）を組み合わせれば、１
台の装置を用いて符号化率を自由に変更できる符号化率
可変誤り訂正装置を容易に構成することができる。図６
は、このような装置の基本ブロック図である。同図に示
すように、符号化率に／ｎの原符号用符号器２で符号化
されたデータは、符号化ビット消去回路２２により符号
化ビットの一部が消去されて（パンクチャド符号化）、
符号化率に′／ｎ′（ｋ′／ｎ′＞ ｋ／ｎ ）の符号
化系列２３として本発明に基〈ｍ凹条重化回路４に送ら
れる。その結果書られる等価的な符号の符号化率はに′
／ａｎ′となる。受信側ではこの逆の操作が行われ、パ
ンクチャド符号復号用のダミーデータ挿入回路２８によ
り送信側！消去されたビット位置にダミーデータが挿入
され、原符号の符号化率系列に対応するデータ系列１２
が再生されて原符骨用の符号化率に／ｎの復号器１３に
より復号が実行される。
台の装置を用いて符号化率を自由に変更できる符号化率
可変誤り訂正装置を容易に構成することができる。図６
は、このような装置の基本ブロック図である。同図に示
すように、符号化率に／ｎの原符号用符号器２で符号化
されたデータは、符号化ビット消去回路２２により符号
化ビットの一部が消去されて（パンクチャド符号化）、
符号化率に′／ｎ′（ｋ′／ｎ′＞ ｋ／ｎ ）の符号
化系列２３として本発明に基〈ｍ凹条重化回路４に送ら
れる。その結果書られる等価的な符号の符号化率はに′
／ａｎ′となる。受信側ではこの逆の操作が行われ、パ
ンクチャド符号復号用のダミーデータ挿入回路２８によ
り送信側！消去されたビット位置にダミーデータが挿入
され、原符号の符号化率系列に対応するデータ系列１２
が再生されて原符骨用の符号化率に／ｎの復号器１３に
より復号が実行される。
このような装置構成をとれば、符号化率に／ｎの原符骨
用符号器／復号器２に簡単な周辺回路を付加するだけで
、パンクチャド符号化用の消去／挿入ビット数及びパタ
ーンと、本発明に基〈多重化回数（ｍ）を制御すること
により、符号化率を自由に変更できる（原符号の符号化
率より高くすることも低くすることもできる）完全な符
号化率可変誤り訂正装置を実現することができる。
用符号器／復号器２に簡単な周辺回路を付加するだけで
、パンクチャド符号化用の消去／挿入ビット数及びパタ
ーンと、本発明に基〈多重化回数（ｍ）を制御すること
により、符号化率を自由に変更できる（原符号の符号化
率より高くすることも低くすることもできる）完全な符
号化率可変誤り訂正装置を実現することができる。
（発明の効果）
本発明方式を用いると、汎用または比較的簡単な符・復
号器をそのまま用いることによって、符号化率が原符号
の１／ｍである低符号化率符号と同程度の誤り訂正効果
を容易に得ることができるので、既設の通信チャネルを
用いて高信頼度のデータ伝送を行う場合等に特に有効で
ある。また、妨害波や干渉波からの保護を目的としたス
ペクトラム拡散方式のようにもともと広帯域伝送が必要
なシステムにおいては、情報の伝送速度を一定としたま
ま木実式により符号の符号化率を低下させて信号伝送帯
域の拡大を図ることが有効である。
号器をそのまま用いることによって、符号化率が原符号
の１／ｍである低符号化率符号と同程度の誤り訂正効果
を容易に得ることができるので、既設の通信チャネルを
用いて高信頼度のデータ伝送を行う場合等に特に有効で
ある。また、妨害波や干渉波からの保護を目的としたス
ペクトラム拡散方式のようにもともと広帯域伝送が必要
なシステムにおいては、情報の伝送速度を一定としたま
ま木実式により符号の符号化率を低下させて信号伝送帯
域の拡大を図ることが有効である。
第１図は本発明に基〈信号伝送方式の原理を示す図、第
２図は本発明による送信系のブロック図、第３図は本発
明による受信系のブロック図、第４図は復号ビット誤り
率の特性を示す図、第５図は本発明の別の実施例のブロ
ック図・第６図は本発明の更に別の実施例のブロック図
である。 ２；原符分用符号機、 ４：ｍ凹条重化回路。 ６；変調器、 ９：復調器。 １１：ｍビット平均化回路、１３；原符号用復号器。
２図は本発明による送信系のブロック図、第３図は本発
明による受信系のブロック図、第４図は復号ビット誤り
率の特性を示す図、第５図は本発明の別の実施例のブロ
ック図・第６図は本発明の更に別の実施例のブロック図
である。 ２；原符分用符号機、 ４：ｍ凹条重化回路。 ６；変調器、 ９：復調器。 １１：ｍビット平均化回路、１３；原符号用復号器。
Claims (1)
- 送信側には少なくとも誤り訂正符号用の符号器と変調器
とを有し、受信側には少なくとも復調器と誤り訂正符号
用の復号器とを有し、送受信間で誤り訂正符号を用いて
ディジタル信号を伝送するディジタル信号伝送方式にお
いて、送信側では前記復号器の出力ビットを複数回繰り
返し伝送し、受信側では該繰り返し伝送されたビットに
対応する前記復調器の復調ベースバンド信号の平均化を
行い、該平均化して求まる値をもとに前記復号器への入
力データ系列を生成するように構成し、前記符号器と復
号器とにあらかじめ定められた符号化率より等価的に低
い符号化率によりディジタル信号を伝送することを特徴
とするディジタル信号伝送方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12209184A JPS612439A (ja) | 1984-06-15 | 1984-06-15 | デイジタル信号伝送方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12209184A JPS612439A (ja) | 1984-06-15 | 1984-06-15 | デイジタル信号伝送方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS612439A true JPS612439A (ja) | 1986-01-08 |
Family
ID=14827426
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12209184A Pending JPS612439A (ja) | 1984-06-15 | 1984-06-15 | デイジタル信号伝送方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS612439A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6473933A (en) * | 1987-09-16 | 1989-03-20 | Nec Corp | Data multiplex deciding circuit |
| JPH01174127A (ja) * | 1987-12-28 | 1989-07-10 | Victor Co Of Japan Ltd | 無線ページングシステム |
| JPH01181241A (ja) * | 1988-01-13 | 1989-07-19 | Victor Co Of Japan Ltd | 無線ページングシステム |
| JPH02159130A (ja) * | 1988-12-12 | 1990-06-19 | Victor Co Of Japan Ltd | データ伝送方式及びそのための受信装置 |
| US6106770A (en) * | 1997-07-11 | 2000-08-22 | Mitsubishi Gas Chemical Company Inc. | Method for preventing obstruction in aluminum brass pipes in a water flow path |
| JP2008028767A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Sumitomo Electric Networks Inc | ネットワークカードおよび情報処理装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4984707A (ja) * | 1972-12-21 | 1974-08-14 | ||
| JPS5329609A (en) * | 1976-08-31 | 1978-03-20 | Nec Corp | Detecting circuit for data signal |
-
1984
- 1984-06-15 JP JP12209184A patent/JPS612439A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4984707A (ja) * | 1972-12-21 | 1974-08-14 | ||
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| US6106770A (en) * | 1997-07-11 | 2000-08-22 | Mitsubishi Gas Chemical Company Inc. | Method for preventing obstruction in aluminum brass pipes in a water flow path |
| JP2008028767A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Sumitomo Electric Networks Inc | ネットワークカードおよび情報処理装置 |
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