JPS61225905A - Output phase variable type phase locked oscillator - Google Patents
Output phase variable type phase locked oscillatorInfo
- Publication number
- JPS61225905A JPS61225905A JP60068193A JP6819385A JPS61225905A JP S61225905 A JPS61225905 A JP S61225905A JP 60068193 A JP60068193 A JP 60068193A JP 6819385 A JP6819385 A JP 6819385A JP S61225905 A JPS61225905 A JP S61225905A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- signal
- oscillator
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ この発明は出力位相可変型位相同期発振器に関する。[Detailed description of the invention] [Technical field of invention] The present invention relates to a variable output phase type phase synchronized oscillator.
［発明の技術的背景］
従来の位相同期発振器としては、例えば第６図に示すよ
うなものがある。[Technical Background of the Invention] As a conventional phase-locked oscillator, there is one shown in FIG. 6, for example.
この位相同期発振器１は電圧制御発振器（ＶＣＯ）２か
らの出力信号の一部と基準発振器３からの出力信号とを
位相比較回路４に入力し、両信号間の位相差に対応した
位相比較出力を得、これとループフィルタ５を介してＶ
ＣＯ２に負帰還することにより、ＶＣＯ２の出力信号を
基準発振器３の基準信号に位相同期させ、ＶＣＯ２の出
力信号を出力端子７から得るものである。This phase synchronized oscillator 1 inputs a part of the output signal from the voltage controlled oscillator (VCO) 2 and the output signal from the reference oscillator 3 to a phase comparison circuit 4, and outputs a phase comparison corresponding to the phase difference between the two signals. is obtained, and through this and the loop filter 5, V
By providing negative feedback to CO2, the output signal of the VCO2 is phase-synchronized with the reference signal of the reference oscillator 3, and the output signal of the VCO2 is obtained from the output terminal 7.
このような構成を有する位相同期発振器１のＶＣＯ２に
はバラクタダイオード６を使用しており、ループフィル
タ３は能動または受動の低域通過フィルタより成り、位
相比較回路４には例えばミキサー回路やサンプリング型
位相比較回路などが使用される。この位相同期発振器１
の出力として得られる信号は基準発振器３の基準信号に
位相同期し、基準信号と同一の周波数安定度を有する信
号となる。A varactor diode 6 is used for the VCO 2 of the phase synchronized oscillator 1 having such a configuration, the loop filter 3 is composed of an active or passive low-pass filter, and the phase comparison circuit 4 is composed of, for example, a mixer circuit or a sampling type. A phase comparator circuit is used. This phase synchronized oscillator 1
The signal obtained as an output is phase-locked to the reference signal of the reference oscillator 3 and has the same frequency stability as the reference signal.
第７図は前述した位相同期回路を使用した位相変調器８
の構成を示す回路図である。Figure 7 shows a phase modulator 8 using the above-mentioned phase synchronization circuit.
FIG.
この位相変調器８は位相同期発振器１を用いることによ
り出力信号の位相を入力端子１１から入力される入力信
号に応じて変化させるものである。This phase modulator 8 uses the phase synchronized oscillator 1 to change the phase of an output signal according to an input signal input from an input terminal 11.
同図に示されるように、この位相変調器８では入力端子
１１から入力された変調信号を微分回路１２に入力した
のちＶＣＯ９に入力する。As shown in the figure, in this phase modulator 8, a modulation signal inputted from an input terminal 11 is inputted to a differentiating circuit 12, and then inputted to a VCO 9.
この微分回路１２は変調信号の位相変調を行う為のもの
である。This differentiating circuit 12 is for performing phase modulation of a modulation signal.
又ＶＣＯ９はバラクタダイオード６の他に、発振周波数
制御用の可変容量素子としてバラクタダイオード１０を
有する。In addition to the varactor diode 6, the VCO 9 has a varactor diode 10 as a variable capacitance element for controlling the oscillation frequency.
この位相変調器８においてはＶＣＯ９が微分回ｖＢ１２
を介した変調信号により変調されても位相同期ループが
それに応答しないように、ループフィルタ５の低域遮断
周波数を変調信号の持つ最低周波数成分よりも低く設定
する必要がある。In this phase modulator 8, the VCO 9 is a differential circuit vB12
It is necessary to set the low cutoff frequency of the loop filter 5 to be lower than the lowest frequency component of the modulation signal so that the phase-locked loop does not respond even if the phase-locked loop is modulated by the modulation signal via the modulation signal.
［背景技術の問題点］
このように従来の位相同期発振器を用いて位相変調器を
構成する場合、前述したようにＶＣＯ９においてバラク
タダイオード６の他に、バラクタダイオード１０が必要
となり、同時にループフィルタ５の帯域を狭くする必要
がある。このためＶＣＯ９の構造が複雑化し価格がアッ
プする。又ループフィルタ５の帯域を狭くしたことに起
因して、発振器出力における位相雑音、信号対雑音化（
Ｓ／Ｎ）特性が劣化するという問題点があった。[Problems with the Background Art] When configuring a phase modulator using a conventional phase-locked oscillator, as described above, in addition to the varactor diode 6, the varactor diode 10 is required in the VCO 9, and at the same time, the loop filter 5 is required. It is necessary to narrow the band. This complicates the structure of the VCO 9 and increases the price. Furthermore, due to narrowing the band of the loop filter 5, phase noise and signal-to-noise conversion (
There was a problem that the S/N characteristics deteriorated.
［発明の目的］
そこでこの発明の目的は前記問題点を解決すべく簡単な
構成であり、低価格で雑名特性にも優れ、出力位相のみ
を外部信号に応じて変化させることのできる出力位相可
変型位相同期発振器を提供することを目的とする。[Object of the Invention] Therefore, the object of the present invention is to provide an output phase that has a simple configuration, is low in price, has excellent general characteristics, and is capable of changing only the output phase in accordance with an external signal. The purpose of this invention is to provide a variable phase synchronized oscillator.
［発明の概要１
前記目的を達成する為にこの発明は、電圧制御発振器と
、基準発振器と、前記電圧制御発振器及び基準発振器の
出力信号の位相差を検出する位相比較回路と、前記位相
比較回路のオフセット電圧を制御するオフセット制御回
路と、このオフセット制御回路によって制御された電圧
を前記電圧制御発振器に負帰還させるループフィルタと
を具備してなる出力位相可変型位相同期発振器である。[Summary of the Invention 1 To achieve the above object, the present invention provides a voltage controlled oscillator, a reference oscillator, a phase comparison circuit for detecting a phase difference between output signals of the voltage controlled oscillator and the reference oscillator, and the phase comparison circuit. This is a variable output phase type phase synchronized oscillator comprising an offset control circuit that controls an offset voltage of the offset control circuit, and a loop filter that negatively feeds back the voltage controlled by the offset control circuit to the voltage controlled oscillator.
［発明の実施例］
以下図面に基づいてこの発明の実施例を詳細に説明する
。[Embodiments of the Invention] Examples of the present invention will be described in detail below based on the drawings.
第１図はこの発明の一実施例に係る出力位相可変型位相
同期発振器の回路図であり、第６図に示す従来例と同一
の機能を果たす要木には同一の番号を付する。FIG. 1 is a circuit diagram of a variable output phase type phase synchronized oscillator according to an embodiment of the present invention, and important trees that perform the same functions as the conventional example shown in FIG. 6 are given the same numbers.
本実施例においては、オフセット制御回路１３を設け、
位相比較器４の出力端子から出力される電圧をオフセッ
ト制御信号入力端子１６から入力される制御信号に応じ
て可変させてループフィルタ５に入力し、この制御信号
に応じてＶＣＯ２の出力信号の位相を可変させるもので
ある。In this embodiment, an offset control circuit 13 is provided,
The voltage output from the output terminal of the phase comparator 4 is varied according to the control signal input from the offset control signal input terminal 16 and inputted to the loop filter 5, and the phase of the output signal of the VCO 2 is varied according to this control signal. This is to make the change variable.
尚この実施例において位相比較器４の出力は第２図に示
すように２端子ａ、ｂからなり、以下この２端子ａ、ｂ
の間の電圧をＤＣオフセットと称する。。In this embodiment, the output of the phase comparator 4 consists of two terminals a and b as shown in FIG.
The voltage between them is called a DC offset. .
オフセット制御回路１３は、第２図に示すように抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３より成る。このオフセラ１−制御回路１
３はオフセット制御信号入力端子１６の間に印加された
制御信号を分圧して出力端子１７を介して、位相比較回
路４の平衡出力に並列にＤＣ（直流）オフセット制御信
号を印加するものである。The offset control circuit 13 includes a resistor R as shown in FIG.
1, R2, and R3. This offline cellar 1-control circuit 1
3 divides the control signal applied between the offset control signal input terminals 16 and applies a DC (direct current) offset control signal in parallel to the balanced output of the phase comparator circuit 4 via the output terminal 17. .
尚オフセット制御回路１３における抵抗Ｒ２及びＲ３は
位相比較回路４の出力に対し影響を及ぼさないように高
イ・ンビーダンスであることが望ましい。また可変抵抗
Ｒ１は分圧比の微調整用であり、この抵抗Ｒ１が固定抵
抗であってもよい。Note that it is desirable that the resistors R2 and R3 in the offset control circuit 13 have high impedance so as not to affect the output of the phase comparator circuit 4. Further, the variable resistor R1 is used for fine adjustment of the voltage division ratio, and this resistor R1 may be a fixed resistor.
次に動作について説明する。Next, the operation will be explained.
第３図は位相比較回路４の入力信号の位相差対位相比較
器４出力の特性例である。簡単のため位相同期時の位相
差を零としである。FIG. 3 shows an example of the characteristics of the phase difference of the input signal of the phase comparator circuit 4 versus the output of the phase comparator 4. For simplicity, the phase difference during phase synchronization is assumed to be zero.
位相同期ループは位相比較回路４の出力端子ａ、ｂ間の
電圧差が零となるように動作するものである。今、この
第３図の特性を持つ位相比較回路４を使用して、位相同
期が行われており第３図に示した特性の０点に位相同期
時の動作点があるとする。ここでオフセット制御回路１
３を介して、位相比較回路４の出力端子すの電圧を出力
端子ａの電圧に対しΔＶ大きくしたとする。この時位相
同期ループは出力端子ａ、ｂ間の電圧差が零となるよう
に動作するので出力端子ａの電圧を出力端子すに対しΔ
Ｖ大きくするように位相比較回路４の動作点が変化する
。このΔ■を発生させるには、第３図よりわかるように
ＶＣＯ２の出力位相がへ〇変化しなければならない。即
ちオフセット制御回路１３の信号により位相比較回路４
の出力動作点は位相比較回路出力特性上の０点へ移動す
る。The phase locked loop operates so that the voltage difference between the output terminals a and b of the phase comparison circuit 4 becomes zero. Now, it is assumed that phase synchronization is performed using the phase comparator circuit 4 having the characteristics shown in FIG. 3, and the operating point at the time of phase synchronization is at the 0 point of the characteristics shown in FIG. Here, offset control circuit 1
Assume that the voltage at the output terminal A of the phase comparator circuit 4 is made larger by ΔV than the voltage at the output terminal a via the phase comparator 3. At this time, the phase-locked loop operates so that the voltage difference between output terminals a and b becomes zero, so the voltage at output terminal a is
The operating point of the phase comparison circuit 4 changes as V increases. In order to generate this Δ■, as can be seen from FIG. 3, the output phase of the VCO 2 must change to 〇. That is, the signal from the offset control circuit 13 causes the phase comparator circuit 4 to
The output operating point of moves to the 0 point on the output characteristics of the phase comparator circuit.
したがって、位相同期状態はそのままで、位相比較回路
４の出力のＤＣオフセットをΔＶ［ｖｌだけ変化させた
ことにより、出力位相Δθ［ラジアン］だけの差が生じ
ることになる。ここで基準発振器３の基準位相は一定で
あるので結果的には位相比較回路４の出力のＤＣオフセ
ットをΔＶ［Ｖ］だけ変化したことによりＶＣＯ２の出
力信号の位相が八〇［ラジアン］変化することになる。Therefore, by changing the DC offset of the output of the phase comparator circuit 4 by ΔV [vl] while keeping the phase synchronization state unchanged, a difference of only the output phase Δθ [radian] will occur. Here, since the reference phase of the reference oscillator 3 is constant, as a result, by changing the DC offset of the output of the phase comparison circuit 4 by ΔV [V], the phase of the output signal of the VCO 2 changes by 80 [radians]. It turns out.
このように位相同期回路における比相比較回路４の出力
のＤＣオフセットを制御することにより、基準発振器３
に位相同期しているＶＣＯ２の出力信号の位相を可変す
ることができる。By controlling the DC offset of the output of the phase-ratio comparator circuit 4 in the phase-locked circuit in this way, the reference oscillator 3
It is possible to vary the phase of the output signal of the VCO 2, which is phase-synchronized with the VCO2.
したがってＶＣＯ２の出力信号位相の可変機能を利用し
て前記位相比較回路４の出力のＤＣオフセットの制御信
号としてオフセット制御回路１３を介して変調信号をオ
フセット制御信号入力端子１６より入力することにより
、出力位相可変型位相同期発振器１５を位相変調器とし
て動作させることができる。Therefore, by utilizing the output signal phase variable function of the VCO 2 and inputting a modulation signal from the offset control signal input terminal 16 via the offset control circuit 13 as a control signal for the DC offset of the output of the phase comparison circuit 4, the output The variable phase synchronized oscillator 15 can be operated as a phase modulator.
この位相変調器を第７図で説明した従来の位相変調器８
と比較すると変調用のバラクタダイオード１０を用いる
必要がなく、またＶＣＯ９に変調をかけるためにループ
フィルタ５の帯域幅を狭くする必要がないので、位相同
期特性がそこなわれることがない。This phase modulator is a conventional phase modulator 8 illustrated in FIG.
Compared to the above, there is no need to use a varactor diode 10 for modulation, and there is no need to narrow the bandwidth of the loop filter 5 in order to modulate the VCO 9, so the phase synchronization characteristics are not impaired.
さらに、基準発振器３に位相雑音特性の良好な信号源を
使用した場合には、ｖＣＯ出力信号のループフィルタの
帯域内に相当するオフキャリア周波数までの位相雑音特
性を良好なものとすることができ、低価格で高性能なも
のとなる。Furthermore, when a signal source with good phase noise characteristics is used for the reference oscillator 3, it is possible to make the phase noise characteristics good up to the off-carrier frequency corresponding to the band of the loop filter of the vCO output signal. , low cost and high performance.
次にこの出力可変型位相同期発振器を合成スペースダイ
パーシティシステムにおける同相合成システムに応用す
る場合の応用について説明する。Next, the application of this variable output phase synchronized oscillator to an in-phase synthesis system in a synthesis space diversity system will be explained.
第８図は従来の合成スペースダイパーシティにおける同
相合成システムの構成図である。FIG. 8 is a block diagram of a conventional in-phase synthesis system in synthesis space diversity.
空間的に離れた２つのアンテナより入力された２つの受
信信号Ｓ１およびＳ２はそれぞれ受信波入力端子１８；
１９よりミキサー２２ａ、２２ｂに入力され、ミキサー
２２ａ、２２ｂにて局部発振！２３ａ、２３ｂからの信
号とミキシングされ、信号Ｓ１およびＳ２はそれぞれ中
間周波信号ＩＦ１．１Ｆ２に変換される。Two received signals S1 and S2 inputted from two spatially separated antennas are respectively received at a received wave input terminal 18;
19 to the mixers 22a and 22b, and the mixers 22a and 22b locally oscillate! The signals S1 and S2 are mixed with the signals from 23a and 23b, respectively, and converted into intermediate frequency signals IF1.1F2.
この中間周波信号ＩＦ２は移相器２６、位相変調器３１
を介してこの位相変調器３１において低周波発振器２４
で発生される低周波で、位相変調をかけられたのち合成
器２７に入力される。This intermediate frequency signal IF2 is transmitted to a phase shifter 26 and a phase modulator 31.
A low frequency oscillator 24 in this phase modulator 31 via
The low frequency signal is phase modulated and then input to the synthesizer 27.
合成器２７は中間周波信号ＩＦ１、及び位相変調をかけ
られた中間周波信号ＩＦ２とを合成し合成信号Ｓ３を生
成する。The synthesizer 27 synthesizes the intermediate frequency signal IF1 and the phase modulated intermediate frequency signal IF2 to generate a composite signal S3.
合成器２７の合成信号Ｓ３のＡＭ成分はＡＭ検出器２９
により検出され、制御器２５はこのＡＭ成分のレベルお
よびこれに含まれる基本波成分の有無と位相の進み・遅
れを判別し、これに応じて移相器２６における中間周波
信号ＩＦ２の移相…を制御し、中間周波信号ＩＦ１とｔ
Ｆ２の同相合成が可能となるように動作する。The AM component of the composite signal S3 of the synthesizer 27 is transmitted to the AM detector 29.
The controller 25 determines the level of this AM component, the presence or absence of the fundamental wave component contained therein, and the lead/lag of the phase, and accordingly shifts the phase of the intermediate frequency signal IF2 in the phase shifter 26... and intermediate frequency signals IF1 and t
It operates to enable in-phase synthesis of F2.
そしてこの合成波が合成波出力端子３０から得られる。This composite wave is then obtained from the composite wave output terminal 30.
第４図はこのような合成スペースダイパーシティシステ
ムにおける同相合成システムに前述した出力可変型位相
同期発振器を応用した場合の応用例を示すもので、第８
図に示すものと同一の機能を有する要素には同一の番号
を付する。Figure 4 shows an example of application of the above-mentioned variable output phase synchronized oscillator to an in-phase synthesis system in such a synthesis space diversity system.
Elements having the same functions as those shown in the figures are given the same numbers.
本応用例においては、２つの受信信号Ｓ１およびＳ２は
それぞれ受信波入力端子１８．１９より受信機２０およ
び２１に入力され夫々ミキサー２２ａ、２２ｂにて局部
発振器２３および出力位相可変型位相同期発振器１５か
らの信号とミキシングされ、中間周波信号ＩＦ１．１Ｆ
２に変換される。受信機２１はミキサー２２と前述した
出力位相可変型位相向ｌ！１１発振器１５からなりこの
出力位相可変型位相同期発揚器１５は低周波発振器２４
により低周波の位相変調をかけられることにより中間周
波信号ｌＦ２側のみにごく浅い低周波の位相変調がかけ
られる。この位相変調のかかった信号ＩＦ２と中間周波
信号ＩＦ１とが合成器２７により合成される。In this application example, two received signals S1 and S2 are inputted to receivers 20 and 21 from received wave input terminals 18 and 19, respectively, and are processed by mixers 22a and 22b, respectively, into a local oscillator 23 and an output phase variable phase synchronized oscillator 15. The intermediate frequency signal IF1.1F is mixed with the signal from
Converted to 2. The receiver 21 includes a mixer 22 and the aforementioned variable output phase type phase direction l! 11 oscillators 15, this output phase variable type phase synchronized oscillator 15 has a low frequency oscillator 24.
By applying low frequency phase modulation, very shallow low frequency phase modulation is applied only to the intermediate frequency signal IF2 side. The phase modulated signal IF2 and the intermediate frequency signal IF1 are combined by a combiner 27.
第５図は合成器２７による合成波のベクトル図及び合成
した時に生じるＡＭ成分の説明図である。FIG. 5 is a vector diagram of a synthesized wave by the synthesizer 27 and an explanatory diagram of an AM component generated when the waves are synthesized.
第５図（１）は中間周波信号ＩＦ１とｌＦ２が同相で合
成された場合のものである。変調低周波信号Ｃにより位
相変調を受け、ベクトルがＩ→■→■→■→Ｖの順に変
位している中間周波信号ＩＦ２がＩＦＩと同相である場
合には中間周波信号ＩＦ１とｌＦ２の合成波の振幅に変
調低周波信号の２倍波に相当するＡＭ成分が生じる。FIG. 5(1) shows a case where intermediate frequency signals IF1 and IF2 are combined in phase. If the intermediate frequency signal IF2, which is phase modulated by the modulated low frequency signal C and whose vector is displaced in the order of I→■→■→■→V, is in phase with IFI, it is a composite wave of intermediate frequency signals IF1 and IF2. An AM component corresponding to the second harmonic of the modulated low frequency signal is generated at the amplitude of .
又第５図（２）に示すように中間周波信号ＩＦ２の位相
が中間周波信号ＩＦ１に対し進んでいる時には両信号の
合成波に生じるＡＭ成分には変調低周波信号の基本波成
分が含まれる。Further, as shown in FIG. 5(2), when the phase of the intermediate frequency signal IF2 is ahead of the intermediate frequency signal IF1, the AM component generated in the composite wave of both signals includes the fundamental wave component of the modulated low frequency signal. .
逆に第５図（３）に示すように中間周波信号ＩＦ２の位
相が中間周波信号ＩＦＩに対し遅れている場合には合成
波のＡＭ成分には変調低周波信号の基本波成分が含まれ
るが第５図（２）における中間周波信号ＩＦ２が進んで
いる場合と比べこの基本波成分自体の位相が１８０°異
なる。Conversely, as shown in FIG. 5(3), when the phase of the intermediate frequency signal IF2 lags behind the intermediate frequency signal IFI, the AM component of the composite wave contains the fundamental wave component of the modulated low frequency signal. The phase of this fundamental wave component itself differs by 180° compared to the case where the intermediate frequency signal IF2 is advanced in FIG. 5(2).
以上説明した合成波の特性を利用して合成器２７の合成
出力のＡＭ成分をＡＭ検出器２９により検出し、制御器
２５はこのＡＭ成分のレベルおよびこれに含まれる基本
波成分の有無と位相の進み・遅れを判別し、これに応じ
て移相器２６における中間周波信号ＩＦ２の移相量を制
御し、常に中間周波信号ＩＦ１とｌＦ２の同相合成が可
能となるように動作させる。Using the characteristics of the composite wave explained above, the AM component of the composite output of the synthesizer 27 is detected by the AM detector 29, and the controller 25 detects the level of this AM component, the presence or absence of the fundamental wave component contained therein, and the phase. The phase shifter 26 controls the amount of phase shift of the intermediate frequency signal IF2 in the phase shifter 26 in accordance with the lead/lag of the intermediate frequency signals IF1 and IF2, and operates so that in-phase synthesis of the intermediate frequency signals IF1 and IF2 is always possible.
しかして受信信号の同相合成システムにこの発明による
出力位相可変型位相同期発振器１５を応用すると、従来
のシステムで必要であった位相変調器３１が不要となり
価格の低減が図れると共に、位相変調器３１における通
過損失がなくなるという電気的な特性の向上が図られる
。Therefore, when the output phase variable type phase synchronized oscillator 15 according to the present invention is applied to an in-phase synthesis system of received signals, the phase modulator 31 required in the conventional system becomes unnecessary, and the cost can be reduced, and the phase modulator 31 It is possible to improve the electrical characteristics by eliminating the passing loss.
また上述のように２人力信号の一方にかける低周波の位
相変調は入力信号に対して小さなもので良いので、この
発明による出力位相可変型位相同期発揚器１５に浅い位
相変調をかけ、局部発振器として使用しても何ら問題は
生じない。Furthermore, as mentioned above, the low-frequency phase modulation applied to one of the two human input signals need only be small with respect to the input signal. No problem will occur if you use it as.
［発明の効果］
以上説明したようにこの発明によれば簡単な構成であり
、低価格で雑音特性にも優れ、出力位相のみを外部信号
に応じて変化させることのできる出力位相可変型位相同
期発振器を提供することができる。[Effects of the Invention] As explained above, the present invention provides a variable output phase type phase synchronizer which has a simple configuration, is low in price, has excellent noise characteristics, and is capable of changing only the output phase according to an external signal. An oscillator can be provided.
また、この出力位相可変型発成器に通常の位相同期発掘
器の機能と位相変調器としての機能を共有させてスペー
スダイパーシティシステムに組込むことにより安価で電
気的特性に優れたスペースダイパーシティシステムを実
現できる。In addition, by incorporating this output phase variable generator into a space dipersity system that shares the functions of a normal phase synchronization excavator and a phase modulator, a space dipersity system that is inexpensive and has excellent electrical characteristics can be created. can be realized.
第１図はこの発明の一実施例に係る出力位相可変型位相
同期発振器の構成を示す回路図、第２図はオフセット制
御回路の回路図、第３図は位相比較回路の入出力特性図
、第４図は合成スペースダイパーシティにおける同相合
成システムにこの発明を応用した場合の応用例の構成図
、第５図は合成器による合成波のベクトル図及び合成し
た時に生じるＡＭ成分の説明図、第６図は従来の位相同
期発振器のブロック図、第７図は従来の位相変調器のブ
ロック図、第８図は従来の合成スペースダイパーシティ
システムにおける同相合成システムのブロック図である
。
１・・・位相同期発振器、２・・・ＶＣｏ、３・・・基
準発振器、４・・・位相比較回路、５・・・ループフィ
ルタ、１３・・・オフセット制御回路。
第３図
第４図
第６図
第８図FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a variable output phase phase synchronized oscillator according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of an offset control circuit, and FIG. 3 is an input/output characteristic diagram of a phase comparison circuit. Fig. 4 is a block diagram of an application example in which the present invention is applied to an in-phase synthesis system in a synthesis space diperity, Fig. 5 is a vector diagram of the synthesized wave by the synthesizer and an explanatory diagram of the AM component generated during synthesis, and Fig. FIG. 6 is a block diagram of a conventional phase-locked oscillator, FIG. 7 is a block diagram of a conventional phase modulator, and FIG. 8 is a block diagram of an in-phase synthesis system in a conventional synthesis space diversity system. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Phase synchronized oscillator, 2... VCo, 3... Reference oscillator, 4... Phase comparison circuit, 5... Loop filter, 13... Offset control circuit. Figure 3 Figure 4 Figure 6 Figure 8
Claims (1)
及び基準発振器の出力信号の位相差を検出する位相比較
回路と、前記位相比較回路のオフセット電圧を制御する
オフセット制御回路と、このオフセット制御回路によっ
て制御された電圧を前記電圧制御発振器に負帰還させる
ループフィルタとを具備してなる出力位相可変型位相同
期発振器。A voltage controlled oscillator, a reference oscillator, a phase comparison circuit that detects a phase difference between output signals of the voltage controlled oscillator and the reference oscillator, an offset control circuit that controls an offset voltage of the phase comparison circuit, and the offset control circuit. A variable output phase type phase synchronized oscillator comprising a loop filter that negatively feeds back a controlled voltage to the voltage controlled oscillator.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60068193A JPS61225905A (en) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Output phase variable type phase locked oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60068193A JPS61225905A (en) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Output phase variable type phase locked oscillator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61225905A true JPS61225905A (en) | 1986-10-07 |
Family
ID=13366702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60068193A Pending JPS61225905A (en) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Output phase variable type phase locked oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61225905A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02230820A (en) * | 1988-12-16 | 1990-09-13 | Tektronix Inc | Phase offset signal generator |
| JPH02294119A (en) * | 1989-05-09 | 1990-12-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Phase adjustor |
| WO2009125508A1 (en) | 2008-04-11 | 2009-10-15 | 富士通株式会社 | Phase controller, phase controlling printed circuit board and controlling method |
-
1985
- 1985-03-29 JP JP60068193A patent/JPS61225905A/en active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02230820A (en) * | 1988-12-16 | 1990-09-13 | Tektronix Inc | Phase offset signal generator |
| JPH02294119A (en) * | 1989-05-09 | 1990-12-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Phase adjustor |
| WO2009125508A1 (en) | 2008-04-11 | 2009-10-15 | 富士通株式会社 | Phase controller, phase controlling printed circuit board and controlling method |
| US8149033B2 (en) | 2008-04-11 | 2012-04-03 | Fujitsu Limited | Phase control device, phase-control printed board, and control method |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0799522B1 (en) | Image-reject mixers | |
| US5825252A (en) | Synthesized oscillation circuit | |
| JPH06244635A (en) | Microwave oscillator | |
| US4882549A (en) | Center offset microwave frequency synthesizer | |
| JPS623621B2 (en) | ||
| WO1991002404A1 (en) | Modulator circuit | |
| FI105247B (en) | Method and connection for generating frequencies in a radio telephone | |
| KR20010102100A (en) | Transmitter image suppression in tdd transceivers | |
| US5940457A (en) | Millimeter-wave (MMW) synthesizer with FSK modulation transmitter | |
| CA2104729C (en) | Quadrature modulation circuit for use in a radio transmitter | |
| JPH02180430A (en) | Frequency synthesizer | |
| US3346814A (en) | Dual loop demodulator including a phase lock loop and an afc loop | |
| WO2007025355A1 (en) | Reconfigurable signal modulator | |
| US4194151A (en) | Multifrequency generator | |
| JPS61225905A (en) | Output phase variable type phase locked oscillator | |
| US4862106A (en) | Signal generating apparatus using PLL circuit | |
| US4973923A (en) | Circuit arrangement for the generation of I,Q waveforms | |
| KR20220083277A (en) | A frequency hopping spread spectrum frequency synthesizer | |
| JP3256422B2 (en) | Frequency synthesizer | |
| WO1991007016A1 (en) | A phase locked loop for producing a reference carrier for a coherent detector | |
| TWI765825B (en) | Injection-locked fll oscillation unit | |
| JPS6366089B2 (en) | ||
| JPH06291645A (en) | Frequency synthesizer | |
| JPS63131705A (en) | Synthesizer modulation circuit | |
| JP2829548B2 (en) | Local signal generation circuit |