JPS61210734A - デイジタル化された復調fmステレオ信号を復号するデイジタル回路 - Google Patents
デイジタル化された復調fmステレオ信号を復号するデイジタル回路Info
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- JPS61210734A JPS61210734A JP61035426A JP3542686A JPS61210734A JP S61210734 A JPS61210734 A JP S61210734A JP 61035426 A JP61035426 A JP 61035426A JP 3542686 A JP3542686 A JP 3542686A JP S61210734 A JPS61210734 A JP S61210734A
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- H—ELECTRICITY
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- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
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- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/48—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for FM stereophonic broadcast systems
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/04—Recursive filters
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Physics & Mathematics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、ディジタル回路、特に復調したFMステレオ
信号を左右のチャンネル成分に復号するディジタル・フ
ィルタに関する。更に本発明のディジタル回路は、特に
、単独に集積回路チップ」二に形成するか又は他のFM
および/またはAM信号処理回路と共に同じチップ上に
形成することのできる、ステレオ・チャンネル復号用の
簡単化された回路を対象とする。
信号を左右のチャンネル成分に復号するディジタル・フ
ィルタに関する。更に本発明のディジタル回路は、特に
、単独に集積回路チップ」二に形成するか又は他のFM
および/またはAM信号処理回路と共に同じチップ上に
形成することのできる、ステレオ・チャンネル復号用の
簡単化された回路を対象とする。
FMステレオ放送においては、3つの基本信号か送信さ
れている。信号スペクトルの一部は左右のチャンネル成
分の和(L十R)を表わす信号の送信に割当られている
。スペクトルの他の一部は左右のチャンネル成分間の差
(L−R)を表わす信号を送信するのに割当られている
。標準FMステレオ放送信号の第3の部分は1.9 k
llzのパイロット・1・−ンを含んでいる。このトー
ンは信号を左右のチャンネル成分に復調するのに使用さ
れる。
れている。信号スペクトルの一部は左右のチャンネル成
分の和(L十R)を表わす信号の送信に割当られている
。スペクトルの他の一部は左右のチャンネル成分間の差
(L−R)を表わす信号を送信するのに割当られている
。標準FMステレオ放送信号の第3の部分は1.9 k
llzのパイロット・1・−ンを含んでいる。このトー
ンは信号を左右のチャンネル成分に復調するのに使用さ
れる。
本発明は特に既にディジタル化されている復調信号を受
信する回路部分を対象とする。本明細書で使用されてい
る[ディジタル化(digitize) Jという用語
は周期的にサンプリングしたアナログ信号を等価な二進
数の表現に変換することを意味する。典型的には、各ア
ナログ・サンプル値は一連の二進ディピッl−(ビット
)による表現に変換される。しかしなから、アナログ・
サンプル値は典型的には各位置(桁)が2のベキ数であ
る特定の重み付は係数に相当する二進表現に変換される
が、本発明では他の数表現システムを用いてもよいこと
に注意されたい。
信する回路部分を対象とする。本明細書で使用されてい
る[ディジタル化(digitize) Jという用語
は周期的にサンプリングしたアナログ信号を等価な二進
数の表現に変換することを意味する。典型的には、各ア
ナログ・サンプル値は一連の二進ディピッl−(ビット
)による表現に変換される。しかしなから、アナログ・
サンプル値は典型的には各位置(桁)が2のベキ数であ
る特定の重み付は係数に相当する二進表現に変換される
が、本発明では他の数表現システムを用いてもよいこと
に注意されたい。
こ\で本発明は、左右両チャンネルの情報を含む、既に
復調されディジタル化された信号を受信する回路に関す
るものであることに注意されたい。
復調されディジタル化された信号を受信する回路に関す
るものであることに注意されたい。
従って、本発明の回路の機能は抽出された左チャンネル
および右チャンネルの情報を表わすディジタル化された
出力信号を発生することである。
および右チャンネルの情報を表わすディジタル化された
出力信号を発生することである。
従来、FM受信器における19kHzのパイロット・1
・−ンの再生は全てアナログ回路による設計原理を使用
して達成されている。この原理では、典型的には周波数
を2分の1にする分周器に出力を供給する3 8 kt
lzの発振器を19kllzの1・−ンにロックする位
相ロックループ(P L L)を使用している。パイロ
ット・1・−ンの再生は左右のチャンネル情報信号を分
離するために不可欠である。
・−ンの再生は全てアナログ回路による設計原理を使用
して達成されている。この原理では、典型的には周波数
を2分の1にする分周器に出力を供給する3 8 kt
lzの発振器を19kllzの1・−ンにロックする位
相ロックループ(P L L)を使用している。パイロ
ット・1・−ンの再生は左右のチャンネル情報信号を分
離するために不可欠である。
しかしながら、実質的に他の全ての周波数を阻止しなが
ら、19kllzの1・−ンを減衰さぜることなく通過
させるような周波数応答特性を有するディジタル・フィ
ルタを設けることは簡単なことではない。最終的なチャ
ンネル分離用の所望の38kllzのトーンを発生する
ためには、信号出力に適当な位相関係が存在することが
必要である。更に、加算および減算のような演算を行う
ディジタル回路を構成することは比較的簡単であること
が知られているか、掛算のような演算を行うディジタル
回路を設けることは比較的により困難であることもまた
知られている。従って、適当なディジタル・フィルタの
望ましい特徴の1つは、実行される掛算動作の数が最小
になるように実施することである。ディジタル回路を集
積回路チップ−にに作ることが好ましい場合には、チッ
プの大きさおよび価格の点でスペースおよび電力の両方
を節約するようにできる限りディジタル掛算回路を少な
くすることか望ましい。
ら、19kllzの1・−ンを減衰さぜることなく通過
させるような周波数応答特性を有するディジタル・フィ
ルタを設けることは簡単なことではない。最終的なチャ
ンネル分離用の所望の38kllzのトーンを発生する
ためには、信号出力に適当な位相関係が存在することが
必要である。更に、加算および減算のような演算を行う
ディジタル回路を構成することは比較的簡単であること
が知られているか、掛算のような演算を行うディジタル
回路を設けることは比較的により困難であることもまた
知られている。従って、適当なディジタル・フィルタの
望ましい特徴の1つは、実行される掛算動作の数が最小
になるように実施することである。ディジタル回路を集
積回路チップ−にに作ることが好ましい場合には、チッ
プの大きさおよび価格の点でスペースおよび電力の両方
を節約するようにできる限りディジタル掛算回路を少な
くすることか望ましい。
発明の概要
本発明によれは、必要とする掛算の数を減らした独特の
構成を有するディジタル・フィルタか提供され、このフ
ィルタは例えばディジタル化された19kllzのパイ
ロット・1・−ンの出力と90゜移相した]9kllz
の1・−ンを表わす別のサンプル出力を発生ずるため用
いられる。これにより、到来信号を左右のチャンネル成
分に分離するために使用される所望の38 kllzの
ステレオ搬送波信号を発生ずることができる。本発明の
好適実施例においては、ディジタル・フィルタはパイロ
ット・1・−ンの19kllzの周波数の12倍である
228kllzの→ノ゛ンプリング速度で動作する。こ
のサンプリング速度における動作は、特に回路の簡単化
という点では、必要な掛算回路の数を最小にできるので
非常に有益である。第1のディジタル掛算回路か成る時
刻におけるディジタル・フィルタの出力とそれより早い
時刻におけるフィルタの出力との積を形成して、ディン
タル化された3 8 kllzのステレオ搬送波信号を
発生する。この信号は次いで第2のディジタル掛算回路
で使用され、この第2のディジタル掛算回路は出力にデ
ィジタル化されたrL、−RJ倍信号発生する。その後
、簡単な加算回路および減算回路を使用して左右のチャ
ンネル成分か別々の信号路に取り出される。
構成を有するディジタル・フィルタか提供され、このフ
ィルタは例えばディジタル化された19kllzのパイ
ロット・1・−ンの出力と90゜移相した]9kllz
の1・−ンを表わす別のサンプル出力を発生ずるため用
いられる。これにより、到来信号を左右のチャンネル成
分に分離するために使用される所望の38 kllzの
ステレオ搬送波信号を発生ずることができる。本発明の
好適実施例においては、ディジタル・フィルタはパイロ
ット・1・−ンの19kllzの周波数の12倍である
228kllzの→ノ゛ンプリング速度で動作する。こ
のサンプリング速度における動作は、特に回路の簡単化
という点では、必要な掛算回路の数を最小にできるので
非常に有益である。第1のディジタル掛算回路か成る時
刻におけるディジタル・フィルタの出力とそれより早い
時刻におけるフィルタの出力との積を形成して、ディン
タル化された3 8 kllzのステレオ搬送波信号を
発生する。この信号は次いで第2のディジタル掛算回路
で使用され、この第2のディジタル掛算回路は出力にデ
ィジタル化されたrL、−RJ倍信号発生する。その後
、簡単な加算回路および減算回路を使用して左右のチャ
ンネル成分か別々の信号路に取り出される。
従って、本発明の目的は、復調されディジタル化された
FMステレオ信号を左右のチャンネル成分に復号するデ
ィジタル回路を提供することにある。
FMステレオ信号を左右のチャンネル成分に復号するデ
ィジタル回路を提供することにある。
また、本発明の目的は最小の数の掛算回路を使用したF
Mステレオ信号復号用のディジタル回路を提供すること
にある。
Mステレオ信号復号用のディジタル回路を提供すること
にある。
本発明の更に他の目的は、単独でまたは他の復号および
復調回路の一部として集積回路チップ」二に容易に形成
できるディジタル・チャンネル分離回路を提供すること
にある。
復調回路の一部として集積回路チップ」二に容易に形成
できるディジタル・チャンネル分離回路を提供すること
にある。
本発明の更に他の目的はFM信号のディジタル処理を行
うことである。
うことである。
本発明の目的は、必要なスペースおよび電力を小さく、
かつ単一の集積回路チップ上に容易に形成できるような
FMステレオ信号復号用のディジタル回路を提供するこ
とにある。
かつ単一の集積回路チップ上に容易に形成できるような
FMステレオ信号復号用のディジタル回路を提供するこ
とにある。
本発明の主題は特許請求の範囲に記載したが、本発明の
構成および実施方法、ならびに他の目的および利点につ
いては添付の図面を参照した以下の説明からよりよく理
解されよう。
構成および実施方法、ならびに他の目的および利点につ
いては添付の図面を参照した以下の説明からよりよく理
解されよう。
発明の詳しい記載
本発明の動作を理解するには、本発明の回路に印加され
る信号のスペクトル分布を知るのが便利である。復調さ
れたFM信号は本質的に前述した3つの異なる成分を有
する。具体的に云うと復調されたFM信号は0乃至15
kllzの周波数範囲に左右のステレオ・チャンネル成
分の和(L+R)を表わす信号を含んでいる。また、現
在のFCC規格によって要求されているように19kl
lz±2Ilzの周波数内にある1 9 kllzのパ
イロット・トーンが設けられている。パイロット・トー
ンの周波数の2倍の38 kllzの周波数を中心とし
て、左右のチャンネル成分の差(L−R)の情報が両側
波帯抑圧搬送波(DSSC)信号中に符号化されている
。差L−Rの情報は典型的には図示のように23 kl
lz乃至53 kllzの周波数帯域内にある。第1図
に示す信号のスペクトルは、本質的に本発明の回路に入
力としてデジタル形式で供給される信号のスペクトルで
ある。
る信号のスペクトル分布を知るのが便利である。復調さ
れたFM信号は本質的に前述した3つの異なる成分を有
する。具体的に云うと復調されたFM信号は0乃至15
kllzの周波数範囲に左右のステレオ・チャンネル成
分の和(L+R)を表わす信号を含んでいる。また、現
在のFCC規格によって要求されているように19kl
lz±2Ilzの周波数内にある1 9 kllzのパ
イロット・トーンが設けられている。パイロット・トー
ンの周波数の2倍の38 kllzの周波数を中心とし
て、左右のチャンネル成分の差(L−R)の情報が両側
波帯抑圧搬送波(DSSC)信号中に符号化されている
。差L−Rの情報は典型的には図示のように23 kl
lz乃至53 kllzの周波数帯域内にある。第1図
に示す信号のスペクトルは、本質的に本発明の回路に入
力としてデジタル形式で供給される信号のスペクトルで
ある。
本発明のディジタル・フィルタ回路は基本的にはディジ
タル化された1 9 kllzのパイロット・トーンを
取り出すためのディジタル・フィルタとして設計される
。しかしながら、本発明の目的を達成するために、19
kllzの周波数を中心とした極端に狭い帯域を有する
ディジタル・フィルタを形成するために従来の設計手順
を適用することはさほど簡単なことではない。特に、本
発明では非常に簡単に実施することができるようにディ
ジタル・フィルタ用のサンプリング速度を選択した。更
に、本発明のフィルタはディジタル化された19kHz
正弦波信号を発生しなければならないだけでなく、同じ
信号の余弦波信号を容易に発生できるように動作しなけ
ればならない。回路を簡単にするだめに、特殊な形式の
ディジタル・フィルタを記述するZ変換伝達関数で追加
の極位置を選択することも必要である。更に、回路の簡
単化のために追加の変換棒を選択すると、実効的に19
kllzの周波数を中心とする単一の狭帯域のみを有
する伝達関数を発生ずるように隣接の伝達関数の零点を
選択することも必要になる。
タル化された1 9 kllzのパイロット・トーンを
取り出すためのディジタル・フィルタとして設計される
。しかしながら、本発明の目的を達成するために、19
kllzの周波数を中心とした極端に狭い帯域を有する
ディジタル・フィルタを形成するために従来の設計手順
を適用することはさほど簡単なことではない。特に、本
発明では非常に簡単に実施することができるようにディ
ジタル・フィルタ用のサンプリング速度を選択した。更
に、本発明のフィルタはディジタル化された19kHz
正弦波信号を発生しなければならないだけでなく、同じ
信号の余弦波信号を容易に発生できるように動作しなけ
ればならない。回路を簡単にするだめに、特殊な形式の
ディジタル・フィルタを記述するZ変換伝達関数で追加
の極位置を選択することも必要である。更に、回路の簡
単化のために追加の変換棒を選択すると、実効的に19
kllzの周波数を中心とする単一の狭帯域のみを有
する伝達関数を発生ずるように隣接の伝達関数の零点を
選択することも必要になる。
第2図は選択された極の数Mか6である場合の本発明の
ディジタル・フィルタの好適実施例を示すものである。
ディジタル・フィルタの好適実施例を示すものである。
特に、第2図に示す線図は本発明のディジタル・フィル
タの好適実施例の2変換H(2)の極および零点をプロ
ットシたものである。
タの好適実施例の2変換H(2)の極および零点をプロ
ットシたものである。
この特定の場合において、H(z)の極の数Mは6であ
り、サンプリング速度は2Mx19kllzに等しい2
28 kllzである。従来のように第2図においては
、伝達関数の零点は○で示されており、伝達関数の極は
×で指定されている。ディジタル信号処理の分野で知ら
れているように、図示の単位円に沿った種々の点は角周
波数ωの異なる値に対応している。特に、0°の角度は
011zの周波数に対応している。単位円に沿って正の
実軸から測定して反時計方向に移動するに連れて、ωの
値は11′L調に増大し、本設計においては180°の
角度が114 kllzの周波数に相当し、360°の
角度は228 kllzの周波数に相当【7ている。本
発明の1」的は19kllzの周波数において大きな応
答特性を有するようにすることであるので、19kll
zと228 kllzの比が30°と360°の比に対
応することから正の実軸に対して30″の角度の所に極
を有することが必要であることか理解されよう。
り、サンプリング速度は2Mx19kllzに等しい2
28 kllzである。従来のように第2図においては
、伝達関数の零点は○で示されており、伝達関数の極は
×で指定されている。ディジタル信号処理の分野で知ら
れているように、図示の単位円に沿った種々の点は角周
波数ωの異なる値に対応している。特に、0°の角度は
011zの周波数に対応している。単位円に沿って正の
実軸から測定して反時計方向に移動するに連れて、ωの
値は11′L調に増大し、本設計においては180°の
角度が114 kllzの周波数に相当し、360°の
角度は228 kllzの周波数に相当【7ている。本
発明の1」的は19kllzの周波数において大きな応
答特性を有するようにすることであるので、19kll
zと228 kllzの比が30°と360°の比に対
応することから正の実軸に対して30″の角度の所に極
を有することが必要であることか理解されよう。
しかしなから、またディジタル信号処理の分野で知られ
ているように、単位円上に直接置かれた極を有すること
はこのような極の位置においては不安定になりやすいの
で好ましくない。従って、30°の角度の所に示されて
いる極は単位円の中に若干入った所に設けられる。後で
詳しく説明するか、30°の角度に示されている極は(
またその他の極も)原点から1、.2−Nの距離の所に
設けることか好ましい。Nは2より大きい実数であるが
、8のような整数が好ましい。極または零点は実現可能
な回路を形成するために複素共役対で生しることか必要
であるので、第2の整合用の極は330°の角度の所に
あることか必要とされる。
ているように、単位円上に直接置かれた極を有すること
はこのような極の位置においては不安定になりやすいの
で好ましくない。従って、30°の角度の所に示されて
いる極は単位円の中に若干入った所に設けられる。後で
詳しく説明するか、30°の角度に示されている極は(
またその他の極も)原点から1、.2−Nの距離の所に
設けることか好ましい。Nは2より大きい実数であるが
、8のような整数が好ましい。極または零点は実現可能
な回路を形成するために複素共役対で生しることか必要
であるので、第2の整合用の極は330°の角度の所に
あることか必要とされる。
19 kllzの周波数の所で急峻な応答ピークを作る
ことか本発明の設計目的である場合には、単にこれらの
2つの位置、すなわち30°および330°の所におけ
る極で十分であろう。しかしながら、回路の簡単化のた
めに本発明のフィルタは単位円の中に作に入った所で、
円の周囲に均等に分配されている多くの極を用いる。こ
の場合において、サンプリング速度は228 kllz
であるので、全体でM=6の極か選択され、この各極は
360°/Mの角度たけ円に沿って隣りの極から分離さ
れている。この極の分布は分母かzMMgO形である伝
達関数を形成する。」−述したように、βは典型的には
1.2−Nとなるように選択される。
ことか本発明の設計目的である場合には、単にこれらの
2つの位置、すなわち30°および330°の所におけ
る極で十分であろう。しかしながら、回路の簡単化のた
めに本発明のフィルタは単位円の中に作に入った所で、
円の周囲に均等に分配されている多くの極を用いる。こ
の場合において、サンプリング速度は228 kllz
であるので、全体でM=6の極か選択され、この各極は
360°/Mの角度たけ円に沿って隣りの極から分離さ
れている。この極の分布は分母かzMMgO形である伝
達関数を形成する。」−述したように、βは典型的には
1.2−Nとなるように選択される。
しかしなから、90’、150°、210’および27
0°の角度の所に余分な極があることによりフィルタの
出力に好ましくない成分が通常発生する。すなわち、こ
れらの極が単独で存在する場合には、フィルタは所望の
周波数以外の周波数を通過するように作用する。従って
、本発明の設計においてはこれらの極の影響を軽減する
ために、これらの極に隣接してそれぞれの角度の所に零
点を設ける。従って、伝達関数の零点は第2図に示すよ
うに90°、150°、210°および270°の角度
の所に設けられている。しかしながら、これらの零点は
単位円それ自身の−にに位置している。また、このよう
な位置は、これらの零点を含む因子の代数的展開を行っ
たときディジタル掛算回路を必要とするような係数が生
じないという理由で回路の簡単化を促進するのに役立っ
ている。
0°の角度の所に余分な極があることによりフィルタの
出力に好ましくない成分が通常発生する。すなわち、こ
れらの極が単独で存在する場合には、フィルタは所望の
周波数以外の周波数を通過するように作用する。従って
、本発明の設計においてはこれらの極の影響を軽減する
ために、これらの極に隣接してそれぞれの角度の所に零
点を設ける。従って、伝達関数の零点は第2図に示すよ
うに90°、150°、210°および270°の角度
の所に設けられている。しかしながら、これらの零点は
単位円それ自身の−にに位置している。また、このよう
な位置は、これらの零点を含む因子の代数的展開を行っ
たときディジタル掛算回路を必要とするような係数が生
じないという理由で回路の簡単化を促進するのに役立っ
ている。
一般に、零点はまた複素共役対で生じ、十分な対称性を
有するので、余分な掛算を行うことな〈実施可能である
。しかしながら、150°および210°の角度の所に
設けられている零点については右十分の面内に対応した
対照的な零点か設けられていない。このような零点を設
けることは当然フィルタの19kllzの選択性を損う
ものである。
有するので、余分な掛算を行うことな〈実施可能である
。しかしながら、150°および210°の角度の所に
設けられている零点については右十分の面内に対応した
対照的な零点か設けられていない。このような零点を設
けることは当然フィルタの19kllzの選択性を損う
ものである。
更に、零点は、直流成分を除去し、更に回路の簡単化を
促進するために、z=+1およびz−−1の所に設けら
れている。
促進するために、z=+1およびz−−1の所に設けら
れている。
従って、本発明の好適なディジタル・フィルタの実施例
は次式にはゾ等しい2変換伝達関数を有している。
は次式にはゾ等しい2変換伝達関数を有している。
(z2+1) (z2−1) (z 十〜r治z
+1)こ\において、Nは2より大きい実数であり、■
は換算係数である。上式は展開することができ、分子お
よび分母を共に26の因数で割ると、その結果次のよう
になる。
+1)こ\において、Nは2より大きい実数であり、■
は換算係数である。上式は展開することができ、分子お
よび分母を共に26の因数で割ると、その結果次のよう
になる。
x+、、/T (z ’−7−5) +z ”−z−4
−z ’H(z)の上記の第2の式はディジタル・フィ
ルタに対する人出力関係を表わす一層直接的な形式を与
える。具体的に示すと、次式が得られる。
−z ’H(z)の上記の第2の式はディジタル・フィ
ルタに対する人出力関係を表わす一層直接的な形式を与
える。具体的に示すと、次式が得られる。
」一式においてはN=8とし、換算係数Hは0.002
82とした。」一式においては、サンプリング周期Tは
、しばしば使用される本発明に従って簡単化のために抑
圧されている。(n)に関する上式はディジタル回路に
おいて容易に実施し得る形式に書かれている。
82とした。」一式においては、サンプリング周期Tは
、しばしば使用される本発明に従って簡単化のために抑
圧されている。(n)に関する上式はディジタル回路に
おいて容易に実施し得る形式に書かれている。
一1二記のディジタル・フィルタを実施する特定の回路
が第3図に示されている。例えは、第3図の回路はディ
ジタル式に表わされている値x (n)乃至x(n−6
)を記憶するクロック作動式のシフトレジスタを有して
いる。更に、出力y (n)はまた−組のクロック作動
式シフトレジスタに供給され、同様な符号が付されてい
る。第3図のディジタル回路はまた図示のように加算器
、減算器および掛算器を有している。また、掛算器の代
りにシフト回路装置(shifter )が示されてい
る。
が第3図に示されている。例えは、第3図の回路はディ
ジタル式に表わされている値x (n)乃至x(n−6
)を記憶するクロック作動式のシフトレジスタを有して
いる。更に、出力y (n)はまた−組のクロック作動
式シフトレジスタに供給され、同様な符号が付されてい
る。第3図のディジタル回路はまた図示のように加算器
、減算器および掛算器を有している。また、掛算器の代
りにシフト回路装置(shifter )が示されてい
る。
第3図に示す回路の内、ディジタル・フィルタ部分は本
質的にX値に対するシフトレジスタとy値に対するシフ
トレジスタとの間の回路部分である。
質的にX値に対するシフトレジスタとy値に対するシフ
トレジスタとの間の回路部分である。
出力Y (n)は図示の回路によって発生されることが
容易にわかる。特にx(n−1)およびX(n−5)に
関連する項は4桁でJlの10進数を表わす1.732
の掛算の前に差の演算において一緒にグループ化されて
いる。従って、このグループ化は必要とするディジタル
掛算器の数を減らしていることがわかる。また、第3図
に実施例が示されている本発明のディジタル・フィルタ
部分はこの単一の掛算器のみを含んでいることがわかる
。これは本発明の重要な利点である。更に、H(z)に
関する上式においてNとして2より大きい整数を選択す
ることによって、掛算器の代わりにシフト装置を使用す
ることが可能である。また、周知のように、2のベキ数
の掛算は二進数の位置を単にシフトさせることによって
容易に達成される。値Nは第2図において互いに隣接し
ている極および零点間の距離を制御する。Nの値が大き
くなればなるはと、極および零点は一層近接する。しか
しながら、実用的な実施のため及び安定性の問題を避け
るために、Nは本発明においては8の近くの整数に選択
することか好ましい。
容易にわかる。特にx(n−1)およびX(n−5)に
関連する項は4桁でJlの10進数を表わす1.732
の掛算の前に差の演算において一緒にグループ化されて
いる。従って、このグループ化は必要とするディジタル
掛算器の数を減らしていることがわかる。また、第3図
に実施例が示されている本発明のディジタル・フィルタ
部分はこの単一の掛算器のみを含んでいることがわかる
。これは本発明の重要な利点である。更に、H(z)に
関する上式においてNとして2より大きい整数を選択す
ることによって、掛算器の代わりにシフト装置を使用す
ることが可能である。また、周知のように、2のベキ数
の掛算は二進数の位置を単にシフトさせることによって
容易に達成される。値Nは第2図において互いに隣接し
ている極および零点間の距離を制御する。Nの値が大き
くなればなるはと、極および零点は一層近接する。しか
しながら、実用的な実施のため及び安定性の問題を避け
るために、Nは本発明においては8の近くの整数に選択
することか好ましい。
従って、上述したディジタル・フィルタ回路は出力y
(n)としてディジタル化表現の19kllzパイロツ
ト・トーンを発生することかわかる。フィルタは22
’8 kHzのサンプリング速度で動作するので、y
(n)乃至y(n−6)の各サンプルは30°の位相角
度で分離されている。これは12に等しい2Mによって
3600が30°ずつの区分に分割されるためである。
(n)としてディジタル化表現の19kllzパイロツ
ト・トーンを発生することかわかる。フィルタは22
’8 kHzのサンプリング速度で動作するので、y
(n)乃至y(n−6)の各サンプルは30°の位相角
度で分離されている。これは12に等しい2Mによって
3600が30°ずつの区分に分割されるためである。
従って、y(n−3)におけるサンプルはy (n)に
対して90゜移相した関係にあるので、余弦波信号を表
わしている。次の三角恒等式を次に使用する。
対して90゜移相した関係にあるので、余弦波信号を表
わしている。次の三角恒等式を次に使用する。
Sin XCo5 Y=+ [Sin (X十Y)+
Sin (X−Y) ] 上記の特定の例では、X=Yてあり、Sin XCo5
Y=+5in2Xになることがわかる。従って、本発明
は掛算器を使用してy (n)およびy (n −3)
の積を形成して、その結果信号c (n)を発生する。
Sin (X−Y) ] 上記の特定の例では、X=Yてあり、Sin XCo5
Y=+5in2Xになることがわかる。従って、本発明
は掛算器を使用してy (n)およびy (n −3)
の積を形成して、その結果信号c (n)を発生する。
この信号は38 kllzのステレオ搬送波信号を表わ
している。一般に、上記三角恒等式から、掛算は2つの
信号の和、すなイっち2つの周波数の和に基づいた信号
と、2つの周波数の差に基づいた信号との和を発生する
ように動作する。」−述したフィルタにおいては、ディ
ジタル・フィルタに対して極の数M=6を選択して出力
信号y(n−3)を形成する。この出力信号はy (n
)に対して適当な位相を有していて、ディジタル掛算器
の出力として38 kllzのステレオ搬送波信号c
(n)を発生させることができる。
している。一般に、上記三角恒等式から、掛算は2つの
信号の和、すなイっち2つの周波数の和に基づいた信号
と、2つの周波数の差に基づいた信号との和を発生する
ように動作する。」−述したフィルタにおいては、ディ
ジタル・フィルタに対して極の数M=6を選択して出力
信号y(n−3)を形成する。この出力信号はy (n
)に対して適当な位相を有していて、ディジタル掛算器
の出力として38 kllzのステレオ搬送波信号c
(n)を発生させることができる。
信号c (n)を発生することにより、第3図において
L−Rで示した、左右のステレオ・チャンネル間の代数
差を表わす信号を発生することができる。」二連した三
角恒等式に示されている原理に基づいて、38 kll
zのステレオ搬送波信号の掛算により到来信号のL−R
部分が0および15kllz間の周波数範囲にシフトし
、またこの部分の信号は76kllzを中心とする周波
数帯域にシフトする。
L−Rで示した、左右のステレオ・チャンネル間の代数
差を表わす信号を発生することができる。」二連した三
角恒等式に示されている原理に基づいて、38 kll
zのステレオ搬送波信号の掛算により到来信号のL−R
部分が0および15kllz間の周波数範囲にシフトし
、またこの部分の信号は76kllzを中心とする周波
数帯域にシフトする。
この76kllzを中心とする周波数範囲は可聴範囲外
であるので、この帯域の信号部分は無視することかでき
る。同様に、ディジタル化され復調された入力FM信号
中の38 kllzを中心とするスペクトル情報はまた
同様に人間の耳に聞くことができないので無視すること
ができるし、または後でろ波して除去することができる
。このため、入力信号の関連する部分はそのL+R部分
のみである。
であるので、この帯域の信号部分は無視することかでき
る。同様に、ディジタル化され復調された入力FM信号
中の38 kllzを中心とするスペクトル情報はまた
同様に人間の耳に聞くことができないので無視すること
ができるし、または後でろ波して除去することができる
。このため、入力信号の関連する部分はそのL+R部分
のみである。
従って、簡単なディジタル加算器を設けて、この加算器
により」二連したように発生したL−R信号をL+R部
分を含む入力信号と加算して、左チャンネルのディジタ
ル化された部分を実質的に表わす信号を発生する。同様
に、また減算器を第3図に示すように使用して、右チヤ
ンネル成分を表わす信号を発生する。記号的には、これ
は(L十R)−(L−R)=2Rとして記載される。こ
のように、本発明のディジタル回路はディジタル化され
復調されたFM信号を左右のステレオ・チャンネル成分
にそれぞれ複合するように動作する。
により」二連したように発生したL−R信号をL+R部
分を含む入力信号と加算して、左チャンネルのディジタ
ル化された部分を実質的に表わす信号を発生する。同様
に、また減算器を第3図に示すように使用して、右チヤ
ンネル成分を表わす信号を発生する。記号的には、これ
は(L十R)−(L−R)=2Rとして記載される。こ
のように、本発明のディジタル回路はディジタル化され
復調されたFM信号を左右のステレオ・チャンネル成分
にそれぞれ複合するように動作する。
従って、本発明のディジタル回路は、3つのディジタル
掛算器のみを有するディジタル回路を使用してFMステ
レオ放送信号をディジタル的にかつ適確に復号する手段
を提供することが理解されよう。実際、本発明の回路の
ディジタル・フィルタ部分は単一のディジタル掛算器の
みを有している。従って、このような簡単に実施できる
フィルタはFMステレオ信号の復号のために集積回路に
容易に取り入れられることが理解されよう。また、この
ような回路はチップ面積が小さく、かつ電力が少ないこ
とがわかる。第3図に示す回路は本発明の好ましい実施
例であるが、y(n−6)を含むレジスタから入力を受
信するシフト装置および減算器はNが整数値でない場合
には別の掛算回路と置き換えることができることも注意
されたい。
掛算器のみを有するディジタル回路を使用してFMステ
レオ放送信号をディジタル的にかつ適確に復号する手段
を提供することが理解されよう。実際、本発明の回路の
ディジタル・フィルタ部分は単一のディジタル掛算器の
みを有している。従って、このような簡単に実施できる
フィルタはFMステレオ信号の復号のために集積回路に
容易に取り入れられることが理解されよう。また、この
ような回路はチップ面積が小さく、かつ電力が少ないこ
とがわかる。第3図に示す回路は本発明の好ましい実施
例であるが、y(n−6)を含むレジスタから入力を受
信するシフト装置および減算器はNが整数値でない場合
には別の掛算回路と置き換えることができることも注意
されたい。
更に、上述した説明においては第3図に示す種々のレジ
スタ、シフト装置、加算器、減算器および掛算器に使用
されるビット数については全く言及していないが、本発
明の範囲または精神から逸脱することなく種々の値を使
用することができる。
スタ、シフト装置、加算器、減算器および掛算器に使用
されるビット数については全く言及していないが、本発
明の範囲または精神から逸脱することなく種々の値を使
用することができる。
しかしながら、FMステレオ信号を分離するためには、
8乃至15ビツトを使用することができ、上述の特定の
用途に対しては10または12ビツトが好ましい。また
1、こ\で用いる好ましいサンプリング速度は正確°な
信号再生のために必要とされるナイキスト速度(Nyq
ujst rate)よりも十分大きくすることに注意
されたい。本発明における左右のチャンネルからの出力
信号は典型的には、量子化および変換処理により生じる
ことのある望ましくない高周波成分を取り除くために、
ディジタル−アナログ変換装置およびローパスフィルタ
に供給されることも注意されたい。
8乃至15ビツトを使用することができ、上述の特定の
用途に対しては10または12ビツトが好ましい。また
1、こ\で用いる好ましいサンプリング速度は正確°な
信号再生のために必要とされるナイキスト速度(Nyq
ujst rate)よりも十分大きくすることに注意
されたい。本発明における左右のチャンネルからの出力
信号は典型的には、量子化および変換処理により生じる
ことのある望ましくない高周波成分を取り除くために、
ディジタル−アナログ変換装置およびローパスフィルタ
に供給されることも注意されたい。
本発明を好適な実施例に従って説明したが、本技術分野
に専門知識を有する者にとっては多くの変更および変形
を行うことができよう。従って、特許請求の範囲は本発
明の真の精神および範囲内に入るこのような全ての変更
および変形を含むものである。
に専門知識を有する者にとっては多くの変更および変形
を行うことができよう。従って、特許請求の範囲は本発
明の真の精神および範囲内に入るこのような全ての変更
および変形を含むものである。
第1図は、周波数fの関数として表わした典型的な復調
されたFMステレオ信号のスペクトル図である。 第2図は本発明のフィルタの好適実施例における2変換
関数を表わず複素N]乙面内の極及び零点を示す線区で
ある。 第3図は本発明を実施した好ましい構成図である。
されたFMステレオ信号のスペクトル図である。 第2図は本発明のフィルタの好適実施例における2変換
関数を表わず複素N]乙面内の極及び零点を示す線区で
ある。 第3図は本発明を実施した好ましい構成図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、復調されディジタル化されたFMステレオ信号をデ
ィジタル化された左右のチャンネル成分に復号するディ
ジタル回路において、 一連の入力x(nT)を受信して、一連の出力y(nT
)を発生するディジタル・フィルタであって、次式にほ
ゞ等しいz変換伝達関数を有し、H(z)=H{[(z
^2+1)(z^2−1)(z^2+√3z+1)]/
[Z^6+(1−2^2^−^N)]}こゝで、Nは2
より大きい実数であり、Hは換算係数であり、更に当該
フィルタは228kHzにほゞ等しいサンプリング速度
に対応する周期Tを有するサンプリング速度で動作する
当該ディジタル・フィルタと、 ディジタル化されたステレオ搬送波信号c(nT)を形
成するために、時刻nTにおける前記フィルタの出力y
(nT)と時刻(n−3)Tにおける前記フィルタの出
力y(nT−3T)との積を形成する第1のディジタル
掛算回路と、 ディジタル化されたL−R信号を形成するために、時刻
nTにおける前記フィルタの入力x(nT)と時刻nT
における前記第1のディジタル掛算回路の出力c(nT
)との積を形成する第2のディジタル掛算回路と、 を有することを特徴とするディジタル回路。 2、特許請求の範囲第1項記載のディジタル回路におい
て、該ディジタル回路が、 前記第2のディジタル掛算回路からの前記L−R信号と
前記入力信号x(nT)との和を形成して、前記左チャ
ンネル・ステレオ情報を表わす信号を発生するディジタ
ル加算回路と、 前記L−R信号と前記入力信号x(nT)との差を形成
して、前記右チャンネル・ステレオ情報を表わす信号を
発生するディジタル減算回路を含んでいるディジタル回
路。 3、特許請求の範囲第1項記載のディジタル回路におい
て、Nが整数であるディジタル回路。 4、特許請求の範囲第1項記載のディジタル回路におい
て、N=8であるディジタル回路。 5、一連の入力x(nT)を受信し、一連の出力y(n
T)を発生するディジタル・フィルタ回路であって、次
式にほゞ等しいz変換伝達関数を有し、 H(z)=H{[(z^2+1)(z^2−1)(z^
2+√3z+1)]/[Z^6+(1−2^2^−^N
)]}こゝで、Nは2より大きい実数であり、Hは換算
係数であり、更に228kHzにほゞ等しいサンプリン
グ速度に対応する周期Tを有するサンプリング速度で動
作するディジタル・フィルタ回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/704,123 US4630299A (en) | 1985-02-22 | 1985-02-22 | Digital circuit for decoding digitized, demodulated FM stereo signals |
US704123 | 1985-02-22 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61210734A true JPS61210734A (ja) | 1986-09-18 |
JPH061919B2 JPH061919B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=24828172
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61035426A Expired - Lifetime JPH061919B2 (ja) | 1985-02-22 | 1986-02-21 | デイジタル化された復調fmステレオ信号を復号するデイジタル回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4630299A (ja) |
JP (1) | JPH061919B2 (ja) |
KR (1) | KR940009782B1 (ja) |
CN (1) | CN1005236B (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63121331A (ja) * | 1986-11-10 | 1988-05-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチプレツクス復調装置 |
JPH06326675A (ja) * | 1992-08-05 | 1994-11-25 | Rohm Co Ltd | ステレオ信号の復調回路およびこれを用いたステレオ信号復調装置 |
WO2006077761A1 (ja) * | 2005-01-24 | 2006-07-27 | Pioneer Corporation | サブキャリア信号生成装置および多重化信号復調装置 |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2564660B1 (fr) * | 1984-05-21 | 1994-06-10 | Enertec | Filtre numerique resonant |
US4752906A (en) * | 1986-12-16 | 1988-06-21 | American Telephone & Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Temporal sequences with neural networks |
US4843581A (en) * | 1987-05-11 | 1989-06-27 | American Telephone And Telegraph Company | Digital signal processor architecture |
US5257312A (en) * | 1991-05-03 | 1993-10-26 | U.S. Philips Corporation | Time-discrete stereo decoder |
US5416843A (en) * | 1992-08-31 | 1995-05-16 | Texas Instruments Incorporated | Devices, systems and methods for composite signal decoding |
DE4303387A1 (de) * | 1993-02-05 | 1994-08-11 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zur Decodierung eines Multiplexsignals in einem Stereo-Rundfunkempfänger |
EP0691049B1 (de) * | 1993-03-24 | 1997-06-11 | Blaupunkt-Werke GmbH | Verfahren zur ableitung eines von der qualität eines empfangenen multiplexsignals abhängigen qualitätssignals |
EP0935342A3 (en) * | 1998-01-15 | 2001-05-16 | Texas Instruments Incorporated | Improvements in or relating to filters |
US6694026B1 (en) | 1999-03-10 | 2004-02-17 | Cirrus Logic, Inc. | Digital stereo recovery circuitry and method for radio receivers |
ATE459215T1 (de) * | 2002-11-19 | 2010-03-15 | Nxp Bv | Empfänger |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL8204687A (nl) * | 1982-12-03 | 1984-07-02 | Philips Nv | Klokgestuurde filterinrichting. |
-
1985
- 1985-02-22 US US06/704,123 patent/US4630299A/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-02-08 CN CN86100932.0A patent/CN1005236B/zh not_active Expired
- 1986-02-20 KR KR1019860001199A patent/KR940009782B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-02-21 JP JP61035426A patent/JPH061919B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63121331A (ja) * | 1986-11-10 | 1988-05-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチプレツクス復調装置 |
JPH06326675A (ja) * | 1992-08-05 | 1994-11-25 | Rohm Co Ltd | ステレオ信号の復調回路およびこれを用いたステレオ信号復調装置 |
WO2006077761A1 (ja) * | 2005-01-24 | 2006-07-27 | Pioneer Corporation | サブキャリア信号生成装置および多重化信号復調装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR860006906A (ko) | 1986-09-15 |
CN1005236B (zh) | 1989-09-20 |
KR940009782B1 (ko) | 1994-10-17 |
CN86100932A (zh) | 1986-08-20 |
JPH061919B2 (ja) | 1994-01-05 |
US4630299A (en) | 1986-12-16 |
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